JP2986975B2 - 多出力型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、テレビジョン受像機
とビデオテープレコーダとを組み込んだ一体形の複合電
子機器などに使用して好適な多出力型のスイッチング電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】最近では、電子機器の複合化が進んでい
る。その中にテレビジョン受像機とビデオテープレコー
ダを一体化した複合電子機器が知られている。このよう
な複合電子機器では、それぞれ単体で使用する場合と同
様にそれらの電子機器に適した電源電圧を得る必要があ
る。その電源電圧は何れも安定化されたものを使用する
必要がある。

【０００３】このように安定化した電源電圧であって、
しかも異なる電圧値を持つ複数の電源電圧を同一の電源
トランスを使用して発生する電源装置としては図３に示
すような多出力型のスイッチング電源装置を用いるのが
好適である。図３はテレビジョン受像機とビデオテープ
レコーダとを複合化した電子機器に使用されている電源
装置であって、スイッチング方式としてはリンギングチ
ョークコンバータ方式の電源装置を例示するが、複合化
される電子機器の種類やコンバータ方式は一例に過ぎな
い。

【０００４】図３において、直流電圧Ｅinが供給される
電源端子１は、コンバータトランス２の１次巻線２Ｐお
よびスイッチング素子を構成するＮＰＮ形トランジスタ
３のコレクタ・エミッタの直列回路を介して接地され
る。トランジスタ３のコレクタ・エミッタと並列に、サ
ージを吸収するスナーバ回路を構成するコンデンサ４お
よび抵抗器５の直列回路が接続される。

【０００５】電源端子１は、起動用の抵抗器６と並列回
路１０との直列回路を介してトランジスタ３のベースに
接続される。並列回路１０は、ダイオード７、抵抗器８
の直列回路にコンデンサ９が並列接続されたものであ
る。トランス２のベース巻線２Ｂの一端は接地され、そ
の他端は抵抗器６および並列回路１０の接続点に接続さ
れる。

【０００６】並列回路１０およびトランジスタ３のベー
スの接続点は、ベース電流制御用のＮＰＮ形トランジス
タ１１のコレクタ・エミッタを介して接地される。トラ
ンス２の２次巻線２Ｓａの一端は接地され、その他端は
整流用のダイオード１２のアノード・カソードおよび平
滑用のコンデンサ１３の直列回路を介して接地される。
ダイオード１２およびコンデンサ１３の接続点に得られ
る直流電圧（出力電圧）Ｅａが電源スイッチ２８を介し
て出力端子１４に導出される。この直流電圧Ｅａはテレ
ビジョン受像機用として使用され、したがってその電圧
値は１００数十ボルトである。

【０００７】出力端子１４は、抵抗器１５、可変抵抗器
１６および抵抗器１７の直列回路を介して接地される。
この可変抵抗器１６の可動子に得られる電圧は比較器１
８に供給され、基準電圧Ｖrefと比較される。比較器１
８からは、可変抵抗器１６の可動子に得られる電圧が高
くなる程高レベルとなる信号が出力される。比較器１８
の出力信号は抵抗器１９を介して制御トランジスタ１１
のベースに供給されて、直流電圧Ｅａの安定化が図られ
る。

【０００８】トランス２にはさらにもう１つの２次巻線
２Ｓｂが巻装されており、ここに得られるパルス電圧が
ダイオード２１によって整流され、これがコンデンサ２
２で平滑される。ここに得られる直流電圧は完全には安
定化されていないのでこの直流電圧がさらに安定化回路
２４に供給されて安定化されたのち出力端子２５に導出
される。

【０００９】出力端子２５に得られる直流電圧Ｅｂはビ
デオテープレコーダの電源電圧として利用されるので、
その値は１０数ボルトである。出力端子２５よりさらに
負荷側にビデオテープレコーダ用の電源スイッチが設け
られているが、これについては図示しない。この電源ス
イッチと上述した電源スイッチ２８とはマイコンによっ
て制御される。

【００１０】次に、図４の信号波形図を使用して図３の
安定化動作を説明する。電源端子１に直流電圧Ｅinが供
給されると、抵抗器６および並列回路１０を介して起動
電流がトランジスタ３のベースに供給される。トランス
２の１次巻線２Ｐおよびベース巻線２Ｂは正帰還になる
ように接続されているから、すぐ発振を開始し、ベース
巻線２Ｂに誘起される電圧ＶBの振幅が大きくなり（図
４Ｈ）、トランジスタ３が直ちにオンとなる。

【００１１】トランジスタ３がオンとなるとき、トラン
ス２の２次巻線２Ｓａに接続されたダイオード１２には
逆方向に電圧がかかり（同図Ｉに２次巻線２Ｓａに誘起
される電圧ＶSを図示）、ダイオード１２には電流は流
れない。そのため、トランジスタ３の負荷はトランス２
のインダクタンス分だけになり、コレクタ電流ＩCは直
線的に増加する（同図Ａ）。

【００１２】同図Ｂはトランジスタ３のコレクタ・エミ
ッタ間の電圧ＶCEを示し、同図Ｃはトランジスタ３のベ
ース電流ＩBを示している。ベース電流ＩBは、ダイオー
ド７および抵抗器８の直列回路を流れる電流ＩD1とコン
デンサ９を流れる電流ＩC1とが合成されたものとなる。
すなわち、トランジスタ３がオンとなるとき、トランス
２のベース巻線２Ｂに誘起される順方向の電圧ＶBによ
り、コンデンサ９の容量およびベース巻線２Ｂの抵抗分
等で決まる時定数でもって、コンデンサ９に減衰電流Ｉ
C1が流れる（同図Ｄ）。また、コンデンサ９の両端電圧
がダイオード７の順方向降下電圧に達すると、ダイオー
ド７および抵抗器８の直列回路に電流ＩD1が流れる（同
図Ｅ）。

【００１３】上述のように直線的に増加するコレクタ電
流ＩCは、ベース電流ＩBのｈFE倍まで増加した後も、ト
ランジスタ３の蓄積時間ｔstgの間は増加し続ける（同
図Ａ）。蓄積時間ｔstgが経過すると、急激に電流が減
少し、同時にベース巻線２Ｂには逆方向の電圧ＶBが発
生し（同図Ｈ）、トランジスタ３のベース電流ＩBが逆
バイアス電流となり（同図Ｃ）、トランジスタ３はオフ
となる。

【００１４】ここで、コレクタ電流ＩCの最大値ＩCPに
ついて説明する。コレクタ電流ＩCは、ＩC＝ＩB・ｈFE
の関係でもって、ベース電流ＩBが増加すると同時に直
線的に増加する。このコレクタ電流ＩCの最大値ＩCP
は、次式のようになる。

【００１５】 ＩCP＝ＩBP・ｈFE＋ｔstg・Ｅin／ＬP・・・（１） この式で、ＩBPはトランジスタ３のベース電流ＩBの最
大値であり、ＬPはトランス２の１次巻線２Ｐのインダ
クタンスである。

【００１６】次に、トランジスタ３がオフとなると、ト
ランジスタ３のオン期間にトランス２のコアに蓄積され
たエネルギーは、磁束の変化率が負となって放出される
ため、トランス２の各巻線には、「・」マーク側を負と
する電圧が発生する。このとき、トランス２の１次巻線
２Ｐには、同図Ｆに示すように直線的に減少する電流Ｉ
Lが流れ始める。同様にして、２次巻線２Ｓａに接続さ
れているダイオード１２には、同図Ｉに示すように直線
的に減少する電流ＩD2が流れ始める。

【００１７】このような状態で、トランス２のコアに蓄
積されたエネルギーの放出が完了して電流ＩLおよびＩD
2が０となると、トランス２内の磁束の変化がなくな
り、トランス２の各巻線には今までとは逆方向の電圧が
発生する。そのため、トランス２のベース巻線２Ｂに誘
起される電圧ＶBも順方向の電圧となり、トランジスタ
３をオンとする方向にベース電流が流れる。これによっ
て、トランジスタ３がオンとなり、以下上述したと同様
の動作が繰り返される。

【００１８】このような繰り返し動作により、トランス
２の２次巻線２Ｓａには同図Ｉに示すような矩形波の電
圧ＶSが得られ、これが整流平滑されて出力端子１４に
は直流電圧Ｅａが得られる。

【００１９】次に、この直流電圧Ｅａが変動する場合に
ついて説明する。直流電圧Ｅａが高くなると、可変抵抗
器１６の可動子に得られる電圧が高くなり、比較器１８
の出力信号のレベルが高くなる。そのため、トランジス
タ１１のベース電流が増加し、同時にそのコレクタ電流
も増加する。これにより、トランジスタ３のベース電流
ＩBが減少し、上述した（１）式の関係からコレクタ電
流ＩCの最大値ＩCPも減少し、結局トランジスタ３のオ
ン期間が短くなる（同図Ｊ）。

【００２０】このようにトランジスタ３のオン期間が短
くなると、トランス２の２次巻線２Ｓａに得られる矩形
波の電圧ＶSの正方向の振幅が小さくなる（同図Ｋ）。
したがって、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅａは低
くなる方向に制御される。

【００２１】逆に、直流電圧Ｅａが低くなると、上述と
は逆に制御され、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅａ
が高くなる方向に制御される。このような動作から出力
端子１４に得られる直流電圧Ｅａの安定化が図られる。
可変抵抗器１６の可動子位置を変更することにより直流
電圧Ｅａの値を可変できる。

【００２２】図３の回路で他方の２次巻線２Ｓｂ側に安
定化回路２４を設けたのは次のような理由による。

【００２３】電源スイッチ２８をオフにすると、図３の
点ｐの電位が上昇するので、上述した制御ループの存在
によって点ｐの電位を下げるように動作する。そうする
と、これに伴って他方の２次巻線２Ｓｂ側の点ｑの電位
も低下するから、安定化回路２４を付けないと出力端子
２５の直流電圧Ｅｂが低下し、安定化された電源電圧を
ビデオテープレコーダ側に供給できなくなってしまう。
そこで、さらに図のように安定化回路２４を備えるよう
にしている。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このように
安定化回路２４を設けると、この安定化回路２４の放熱
対策を考えなければならない。通常は放熱板を取り付け
るようにしているが、放熱板を取り付けるためには、そ
れなりのスペースを確保しなければならない他に、耐圧
の高い素子を使用しなければならないために、コストア
ップなどの問題を惹起する。

【００２５】このような諸問題を解決する１つの手段と
して、つまり安定化回路２４を設けないで出力端子２５
に得られる直流電圧Ｅｂを安定化できるようにするため
の手段として、図５に示すような構成が考えられる。

【００２６】図３と同一構成の部分についてはその説明
を省略するが、出力端子１４側には第１の出力電圧検出
回路３０が設けられ、他方の出力端子２５側には第２の
出力電圧検出回路４０が設けられる。

【００２７】第１の出力電圧検出回路３０は従来と同様
に分圧用の抵抗器１５，１６，１７が使用される他に、
接続点ｒと抵抗器１６との間に接続されたスイッチング
トランジスタ３１を有する。接続点ｒに得られる分圧電
圧は電圧比較器１８に供給される。

【００２８】第２の出力電圧検出回路４０も同様に分圧
用の抵抗器４２，４３，１７とこれれらと直列に接続さ
れたスイッチングトランジスタ４１とで構成される。ス
イッチングトランジスタ４１はＰＮＰ型のトランジスタ
が使用され、そのエミッタが出力端子２５に接続され、
そのベースが抵抗器４４，４５で構成された分圧回路を
介して出力端子１４側に接続されている。

【００２９】スイッチングトランジスタ３１は電源スイ
ッチ２８がオフとなったときに、これがオフされるか
ら、このとき第１の出力電圧検出回路３０を出力端子１
４に接続された負荷から完全に分離するためのものであ
る。そうしないと、第２の出力電圧検出回路４０を使用
するとき、接続点ｒに対して出力端子１４を通して抵抗
器１５，１６が並列接続された形となり、第２の出力電
圧検出回路４０における定数の設定が複雑になってしま
うからである。

【００３０】図５に示す安定化のための制御動作は次の
通りである。電源スイッチ２８をオンにしたときには、
第２のスイッチングトランジスタ４１は逆バイアスされ
るので第２の出力電圧検出回路４０は不動作となり、ま
た第１のスイッチングトランジスタ３１は順バイアスさ
れるので第１の出力電圧検出回路３０は動作状態とな
る。第１の出力電圧検出回路３０が動作すると、これを
含む制御ループによって出力端子１４に得られる直流電
圧Ｅａが安定化された状態で出力される。直流電圧Ｅａ
が安定化すれば、他方の２次巻線２Ｓｂの両端に得られ
る出力パルスの波高値が一定となるので、出力端子２５
に得られる直流電圧Ｅｂも安定化する。

【００３１】これに対して、電源スイッチ２８をオフに
すると第１のスイッチングトランジスタ３１がカットオ
フするので第１の出力電圧検出回路３０は制御系から切
り離される。第２のスイッチングトランジスタ４１は順
バイアスとなってこれがオンするから、第２の出力電圧
検出回路４０は動作状態となる。

【００３２】その結果、抵抗器４２，４３，１７で決ま
る接続点ｒの分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと比較され
て、両者が一致するように制御トランジスタ１１の導通
角が制御されるため他方の２次巻線２Ｓｂに得られる出
力パルスの波高値が一定となり、これによって出力端子
２５には安定化された所定の直流電圧Ｅｂが得られる。

【００３３】つまり、図５のような簡単な回路構成を採
用するだけで、２つの出力端子１４，２５に得られる直
流電圧Ｅａ，Ｅｂのそれぞれが安定化されるので、図３
の構成による欠点を一掃できる。

【００３４】ところが、この図５に示す回路構成では新
たに次のような問題を惹起する。それは、上述した動作
から明らかなようにスイッチングトランジスタ３１と４
１とは相補的に同じタイミングで制御されなければなら
ないところ、出力端子１４と２５につながる容量性や誘
導性の負荷が相違するためにその電圧変化特性が異な
り、それが原因でスイッチングトランジスタ３１と４１
とを同じタイミングで相補的に制御できなくなる場合が
起こる。以下にその説明をする。

【００３５】図６は電源スイッチ２８をオンオフしたと
きの直流電圧Ｅａに対する直流電圧Ｅｂの変化を示すも
ので、直流電圧Ｅａは電源スイッチ２８のオンオフによ
って同図Ａのような立ち上がり、立ち下がり特性を示
す。このような特性となるのは出力端子１４には容量性
や誘導性の負荷が接続されているからである。出力端子
２５にも容量性負荷や誘導性負荷が接続されるので、出
力端子２５の電圧特性も同一傾向となる。

【００３６】さて、電源スイッチ２８をオンにしたとき
の立ち上がり特性を拡大すると同図Ｂのようになる。出
力端子１４、２５側に接続される容量性や誘導性の負荷
の大きさなどによって直流電圧Ｅａ，Ｅｂの立ち上がり
や立ち下がりの特性が違うので、時点Ｔ１で第１のスイ
ッチングトランジスタ３１がオンしても、第２のスイッ
チングトランジスタ４１はまだオフに反転しないことが
ある。図では、時点Ｔ２ではじめて第２のスイッチング
トランジスタ４１がオンに反転した場合を示めしてい
る。

【００３７】この場合には、期間Ｗ１の間はスイッチン
グトランジスタ３１と４１とが双方ともオン状態にな
る。そうすると、電圧比較器１８に印加される点ｒの分
圧電圧が上昇するため、出力端子１４の直流電圧Ｅａを
下げるような制御ループが形成されて、出力端子２５の
直流電圧Ｅｂが瞬間的に下がってしまう（図６Ｃ）。

【００３８】同じように、電源スイッチ２８がオフした
ときにも、同図Ｄのように時点Ｔ３ではまだ第２のスイ
ッチングトランジスタ４１はオン状態を保持し、時点Ｔ
４で第１のスイッチングトランジスタ３１がオフ状態に
反転するような場合には、期間Ｗ２の間だけ両スイッチ
ングトランジスタ３１，４１がオン状態を保持すること
になる。この場合にも、点ｒの分圧電圧が上昇するから
出力端子２５の直流電圧Ｅｂが下がるように動作して、
同図Ｅのような電圧変動が起こる。

【００３９】このような電圧変動が発生すると、特に図
のように電圧が低下する方向に変動すると、出力端子２
５にマイコンなどが接続されているときで、マイコンの
動作保証電圧以下に直流電圧Ｅｂが低下したような場
合、マイコンが瞬時にリセットされることになるから、
大きな問題である。

【００４０】そこで、この発明ではこのような従来の課
題を解決したものであって、部品点数を少なくすると共
に、使用するスイッチングトランジスタを削減すること
によって出力電圧変動を除去したものである。

【００４１】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、この発明では、電圧の異なる複数の出力電圧を取
ることができ、少なくともその内の１つの出力電圧につ
いては安定化された電圧として得られるようになされた
多出力型スイッチング電源装置において、安定化された
第１の出力電圧が得られる出力端子に接続された電源ス
イッチと、この電源スイッチの入力端側に接続され、複
数の分圧用抵抗器で構成された出力電圧検出回路と、こ
の分圧用抵抗器のうち１つの抵抗器の両端に接続され、
上記電源スイッチのオンオフに応じて制御される制御ト
ランジスタと、上記出力電圧検出回路の出力と基準電圧
を比較して電源トランスの一次側がスイッチング制御さ
れるようになされた電圧比較器とを有し、上記電源スイ
ッチのオンオフに応じて上記電圧比較器に供給される分
圧電圧が変更されるようになされたことを特徴とするも
のである。

【００４２】

【作用】図１において、電源スイッチ２８をオンにする
とスイッチングトランジスタ３１には抵抗器３２を通し
て所定のベースバイアス電圧が印加されてこれがオンす
る。そうすると、抵抗器１５の両端がシャントされるた
め、接続点ｒに得られる分圧電圧Ｖｒは、 Ｖｒ＝｛Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）｝Ｅａ′ となる。ここに、Ｅａ′はコンデンサ１３の両端電圧で
ある。この分圧電圧Ｖｒが基準電圧Ｖｒｅｆと比較され
て、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅａが安定化され
る。安定化されたときには、Ｅａ′＝Ｅａとなる。

【００４３】電源スイッチ２８をオフにすると、今度は
スイッチングトランジスタ３１には所定のベースバイア
ス電圧が印加されなくなるからこれがオフする。そうす
ると、このときには分圧電圧Ｖｒは、 Ｖｒ＝｛Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝Ｅｂ′ となる。ここに、Ｅｂ′はコンデンサ１３の両端電圧で
ある。そして、このときの分圧電圧Ｖｒに基づいて安定
化動作が実行され、この例では所定の直流電圧Ｅｂが出
力端子２５に得られるように制御される。

【００４４】このように、スイッチングトランジスタ３
１を設けるだけで、出力電圧検出回路３０を共用でき
る。

【００４５】

【実施例】続いて、この発明に係る多出力型スイッチン
グ電源装置の一例を図面を参照して詳細に説明する。説
明の都合上、図３および図５に示した構成と同一構成に
付いての説明は省略する。

【００４６】図１はこの発明に係る多出力型スイッチン
グ電源装置の一例を示すものであって、端子１４にはテ
レビジョン受像機で使用される直流電圧Ｅａが出力さ
れ、端子２５にはビデオテープレコーダで使用される直
流電圧Ｅｂが出力されるものとする。

【００４７】この発明において、出力端子１４と接地間
に出力電圧検出回路３０が接続される。この出力電圧検
出回路３０は直流電圧ＥａとＥｂの双方の電圧を安定化
するときに使用されるもので、兼用構成である。

【００４８】出力電圧検出回路３０は図示するように、
直列接続された本例では３個の抵抗器１５，１６，１７
で分圧回路が構成され、抵抗器１５の一端が電源スイッ
チ２８の入力段側に接続される。接続点ｒに得られる分
圧電圧Ｖｒは電圧比較器１８に供給される。

【００４９】電源スイッチ２８の両端にはＰＮＰ型のス
イッチングトランジスタ３１のコレクタ・ベースが接続
され、そのコレクタ・エミッタが抵抗器１５の両端に接
続される。

【００５０】このように構成されたスイッチング電源装
置において、電源スイッチ２８をオンしたテレビジョン
受像機の使用状態では、スイッチングトランジスタ３１
には抵抗器３２を通して所定のベースバイアス電圧が印
加されるのでこれがオンして、出力端子１４には所定の
直流電圧Ｅａが得られる。電源スイッチ２８のオンによ
って、抵抗器１５の両端がこのスイッチングトランジス
タ２８によってシャントされるため、接続点ｒに得られ
る分圧電圧Ｖｒは、 Ｖｒ＝｛Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）｝Ｅａ′ となる。ここに、Ｅａ′はコンデンサ１３の両端電圧で
ある。

【００５１】この分圧電圧Ｖｒが基準電圧Ｖｒｅｆと比
較され、その比較出力が一定となるように制御トランジ
スタ１１が制御される。これによって、出力端子１４に
得られる直流電圧Ｅａが安定化される。直流電圧Ｅａが
安定されると、それに伴って他方の２次巻線２Ｓｂに発
生するパルスもその波高値が一定となり、直流電圧Ｅｂ
も安定化する。直流電圧Ｅａが安定化されたのちには、
Ｅａ′＝Ｅａとなる。

【００５２】電源スイッチ２８をオフにすると、今度は
スイッチングトランジスタ３１には所定のベースバイア
ス電圧が印加されなくなるからこれがオフする。そうす
ると、抵抗器１５が分圧回路中に接続されたこととなる
ため、このときの分圧電圧Ｖｒは、 Ｖｒ＝｛Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝Ｅｂ′ となる。ここに、Ｅｂ′は電源スイッチ２８をオフした
ときのコンデンサ１３の両端に得られる電圧であり、Ｅ
ａの負荷がオープンになるためＥｂ′はＥａ′より上昇
する。この電圧上昇分を吸収するためＲ１を挿入する。
この時の分圧電圧Ｖｒは、抵抗器１５がシャントされた
ときの分圧電圧とほぼ同等の値となる。

【００５３】そして、このときの分圧電圧Ｖｒが基準電
圧Ｖｒｅｆと比較される。他方の２次巻線２Ｓｂに発生
する出力パルスの波高値が一定となるように制御ループ
が働くので、この例では所定の直流電圧Ｅｂが出力端子
２５に得られるようにこの制御ループが動作する。その
ようにするため、分圧抵抗器１５，１６，１７の値が選
定されると共に、抵抗器１６によって微調整される。

【００５４】このように、スイッチングトランジスタ３
１を設けるだけで、出力電圧検出回路３０は直流電圧Ｅ
ａに対する出力電圧検出回路として機能する他に、直流
電圧Ｅｂに対する出力電圧検出回路としても機能する。

【００５５】ところで、図１に示す構成は電圧比較器１
８とトランジスタ１１のベースとがラインで直結されて
いるので、トランス２から見た一次側（電源側）と二次
側（負荷側）とが完全に絶縁された状態とはなっていな
い。本来的には完全に両者を電気的に分離した方が好ま
しい。

【００５６】図２はこれを達成するための一例を示す構
成図である。この場合には、図２に示すようにホトカプ
ラ６０が使用される。そして、電圧比較器１８が制御ト
ランジスタ１８ａとホトカプラ６０に設けられたホトダ
イオード６２とで構成され、分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅ
ｆになったときホトダイオード６２が励起される。した
がって、受光部であるホトトランジスタ６１はホトダイ
オード６２が励起されたときオンするので、図１と同様
な電圧制御となる。

【００５７】この構成によれば、ホトカプラ６０によっ
てトランス２の一次側と二次側とが完全に分離されるの
で、安全対策が万全となる。

【００５８】上述において例示したリンギングチョーク
コンバータ方式は一例に過ぎない。導出した出力電圧は
２つの場合を示したがその数には制限がない。適用でき
る複合電子機器も一例である。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、スイッチングトランジスタを設け、これを電源スイ
ッチに連動して制御することによって電圧安定化のため
の出力電圧検出回路を兼用することができる。

【００６０】これによれば、従来よりもさらに部品点数
を削減できる効果の他に、単一のスイッチングトランジ
スタのみを使用しているため、従来のように２個のスイ
ッチングトランジスタを設けたときの弊害であるオンオ
フタイミングのずれによる一方の直流電圧変動を完全に
除去できる特徴を有する。

【００６１】したがって、この発明は上述したように複
合電子機器の電源装置などに適用して極めて好適であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る多出力型スイッチング電源装置
の一例を示す系統図である。

【図２】この発明に係る多出力型スイッチング電源装置
の他の一例を示す系統図である。

【図３】従来の多出力型スイッチング電源装置の系統図
である。

【図４】その動作説明に供する波形図である。

【図５】従来の多出力型スイッチング電源装置の他の例
を示す系統図である。

【図６】その動作説明に供する波形図である。

【符号の説明】

２ トランス ２Ｓａ，２Ｓｂ ２次巻線 １１ 制御トランジスタ １４ 出力端子 １８ 電圧比較器 ２５ 出力端子 ２８ 電源スイッチ ３０ 出力電圧検出回路 ３１ スイッチングトランジスタ Ｅａ 安定化された直流電圧 Ｅｂ 安定化された直流電圧

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電圧の異なる複数の出力電圧を取ること
   ができ、少なくともその内の１つの出力電圧については
   安定化された電圧として得られるようになされた多出力
   型スイッチング電源装置において、 安定化された第１の出力電圧が得られる出力端子に接続
   された電源スイッチと、 この電源スイッチの入力端側に接続され、複数の分圧用
   抵抗器で構成された出力電圧検出回路と、 この分圧用抵抗器のうち１つの抵抗器の両端に接続さ
   れ、上記電源スイッチのオンオフに応じて制御される制
   御トランジスタと、 上記出力電圧検出回路の出力と基準電圧を比較して電源
   トランスの一次側がスイッチング制御されるようになさ
   れた電圧比較器とを有し、 上記電源スイッチのオンオフに応じて上記電圧比較器に
   供給される分圧電圧が変更されるようになされたことを
   特徴とする多出力型スイッチング電源装置。