CN107852099B - 具有自适应输出电压的功率转换器 - Google Patents

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Abstract

提供一种开关功率转换器(400)，其使用自适应电阻器(410)和自适应参考电压电路中的至少一个在延迟时期内在输出电压模式之间转变。

Description

具有自适应输出电压的功率转换器
技术领域
本申请涉及开关功率转换器，并且更具体地涉及具有自适应输出电压的开关功率转换器。
背景技术
开关功率转换器通常具有固定的输出电压。例如，固定输出电压AC-DC开关功率转换器将AC线路电压转换成被调节为基本恒定的DC输出电压。图1中示出了示例的固定输出电压开关功率转换器100，其调节输出电容器C1两端的输出电压(V_输出)。为了保持该输出电压符合规定，开关功率转换器100通过诸如由一对电阻器R1和R2形成的分压器对输出电压进行采样，以产生反馈电压(V_FB)。误差放大器U1将反馈电压与由参考电压源(V_REF)产生的参考电压进行比较。调制器U2响应于误差信号而控制功率开关S1的开关以调节输出电压。
所产生的诸如5.0V的固定输出电压对于现代器件的快速充电是有问题的。具体而言，开关功率转换器通常通过诸如通用串行总线(USB)接口的标准接口耦接到被充电的设备。USB接口包括用于信号传输的差分信号对(D+和D-)，还提供电源和接地。关于电力输送，USB电缆只能支持一定量的电流。例如，USB 2.0标准允许500mA的最大输出电流，而USB 3.0标准可以支持900mA的最大输出电流。传统上，通过USB电缆输送电力使用的电压为5.0V。但是现代移动设备电池具有相对较大的存储容量，例如几千毫安。即使在USB 3.0标准中允许的输出电流增加的情况下，如果使用5伏电源电压输送电力，这种电池的充电将因此被延迟。在开关电源、电缆和接收装置都呈现对输出电流的电阻的情况尤其如此。
为了根据输出电流限制和来自器件电阻的相关损耗实现快速充电模式，现在通常在USB电缆上使用显著更高的输出电压。例如，不使用5V的传统USB输出电压，已经开发出来功率开关转换器，支持使用9V，12V或者甚至19V输出电压的快速充电模式。增加的输出电压允许开关电源通过USB电缆输送更多的电力，而不会超过最大输出电流限制。但是，许多传统设备只能从USB电缆排除标准5V电压。快速充电开关电源因此将参与枚举过程，其中该设备被充电以确定是否支持较高的输出电压。这个枚举可能发生在差分D+和D-引脚上。通过枚举，开关电源转换器和枚举的设备可以将USB输出电压改变为被枚举的设备支持的增加的电平。结果是充电时间大大减少，这导致更高的用户满意度。
在图2中示出了快速充电功率转换器200的示例。误差放大器U1、调制器U2、功率开关S1、输出电容器C1以及由电阻器R1和R2形成的反馈分压器如关于固定输出功率转换器100所讨论的那样运行。然而，快速充电功率转换器200包括耦接在输入到误差放大器U1的反馈电压与地之间的电阻器R3和快速模式开关S1。如果快速模式开关S1接通，则电阻器R3和R2并联耦接，使得反馈电压输入和地之间的电阻下降。当开关S1接通时，反馈电压将下降，从而导致误差信号增大。调制器U2因此将增加其对开关S1的循环的调制以增加输出电压。例如，如果调制器U2是脉宽调制器，那么它将增加功率开关S1的循环的脉冲宽度。相反，如果快速模式开关S2关断，响应于反馈电压幅度的突然增加，输出电压将下降。模式控制电路205控制快速模式开关S2在输出电压电平之间进行选择。
图3A示出了快速模式开关S2在高输出电压模式和低输出电压模式之间进行选择而产生的导通和关断的波形。当快速模式开关晶体管S2的栅极电压为高时，晶体管导通以选择高输出电压模式。当栅极电压为0V时，快速模式开关晶体管S2关断以选择低输出电压模式。快速模式开关晶体管S2在时刻t0的突然接通引起误差放大器的输入节点处的反馈电压的突然下降，如图3B所示。类似地，在时刻t1关断快速模式开关晶体管S2导致反馈电压急剧增加。这些反馈电压的突然波动是不希望的。例如，在时刻t0的反馈电压的突然下降会触发欠压状况，而在时刻t1的反馈电压的突然增加会触发过电压状况。相应的开关功率转换器然后将对假警报条件做出反应，假警报条件是在输出电压模式转换期间用于感测反馈电压的电阻的突变的假象。在图3C中示出了由图3A的快速模式开关S2的循环产生的输出电压的波形。由于快速模式开关S2在时刻t0接通时产生的误差信号的突然变化在转换到高输出电压模式期间产生了不期望的输出电压过冲和振铃。输出电压的过冲可能会对正在充电的设备造成压力或损害。
因此，本领域需要改进具有多个输出电压模式的功率转换器在输出电压偏移期间对输出电压的调节。
发明内容
开关功率转换器配备有自适应电阻器和自适应参考电压电路中的至少一个，以减少或消除在从一个输出电压模式到另一个输出电压模式的转变期间发生的欠压和过压报警状况。自适应电阻器被配置为提供具有用于第一输出电压模式的第一值和用于第二输出电压模式的第二值的自适应电阻。自适应电阻器还被配置为在第一输出电压模式和第二输出电压模式之间的转变期间的延迟时期内在第一值和第二值之间逐渐改变。
类似地，自适应参考电压电路被配置为提供具有用于第一输出电压模式的第一值和用于第二输出电压模式的第二值的自适应参考电压。自适应参考电路进一步被配置为在第一输出电压模式和第二输出电压模式之间的转变期间的延迟时期内在第一值和第二值之间逐渐改变。
通过考虑下面的详细描述，可以更好地理解这些有利的特征。
附图说明
图1是常规的固定输出电压开关功率转换器的图。
图2是具有多个输出电压模式的常规的快速充电开关功率转换器的图。
图3A示出了用于图2的功率转换器中的快速充电开关的开关的波形。
图3B示出了在图3A所示的快速充电开关的循环期间输入到图2的功率转换器中的误差放大器的反馈电压和接地的波形。
图3C示出了图3A中的快速充电开关的循环期间的可变输出电压的波形。
图4是根据本公开实施例的快速充电开关功率转换器的图，其中自适应电阻器与附加电阻器并联。
图5是根据本公开实施例的快速充电开关功率转换器的图，其中自适应电阻器不与任何附加电阻器并联。
图6是根据本公开的实施例的包括自适应电压基准的快速充电开关功率转换器的图。
图7A示出了根据本公开实施例的RC时间常数自适应电阻器。
图7B示出了根据本公开实施例的包括由恒流源充电和放电的电容器的自适应电阻器。
图7C示出了根据本公开的实施例的逐步线性自适应电阻器。
图8是根据本公开的实施例的包括并联布置的一对自适应电阻器的开关功率转换器的图。
图9是图7B的自适应电阻器的电路图。
图10A示出了根据本公开的实施例的用于开关功率转换器的反馈电压波形。
图10B示出了图10A的开关功率转换器的输出电压波形。
通过参考下面的详细描述，可以最好地理解本公开的实施例及其优点。应该理解的是，相似的附图标记用于表示在一个或多个附图中示出的相似元件。
具体实施方式
为了解决防止具有多个输出电压模式(其中每个输出电压模式对应于唯一的输出电压)的开关功率转换器的错误的过压或欠压状况的需要，开关功率转换器配备有用于产生反馈电压的自适应电阻器。自适应电阻器在对应于多个输出电压模式的多个电阻之间切换。在每个输出电压模式的正常操作期间，模式控制电路控制自适应电阻器，使得相应的电阻基本保持恒定。在具有多个输出电压模式的常规开关功率转换器中已知这种恒定的电阻。但是具有多个输出电压模式的常规开关功率转换器中的电阻之间的转变是突然的，这导致反馈电压的不希望的过冲和欠冲。相反，本文公开的功率转换器的模式控制电路控制自适应电阻器在连续输出电压模式之间的延迟时期内在其稳定电阻电平之间逐渐移位。为了提供最稳定的反馈电压，在延迟时期期间自适应电阻器的电阻变化率是线性的，但是渐变非线性也是可以接受的。自适应电阻器在延迟时期期间的电阻因此将具有与延迟时期的长度成反比的平均变化率。随着延迟时期的延长，延迟时期内的电阻的变化率减小，而如果延迟时期减少，延迟时期内的电阻的变化率增加。尽管延迟时期的确切长度将随实施例而变化，但延迟时期的长度通常将从1ms延伸到数十ms。因此下面的讨论将假设延迟时期是10ms而不失一般性。因为反馈电压在延迟时期内保持基本恒定，所以与传统体系结构相比，所产生的开关功率转换器的错误的过压和欠压条件的危险性大大降低或消除。另外，还减轻了关于图3C所讨论的输出电压的过冲及其相关振铃。
通过使用自适应电阻器获得的相同益处还可以通过使用产生多个唯一参考电压电平以选择多个输出电压模式的自适应参考电压电路来获得。就像自适应电阻器一样，自适应参考电压电路将在连续的输出电压模式之间实现延迟时期，其中自适应电压基准以基本上线性的方式从一个唯一的参考电压电平逐渐改变到另一个参考电压电平。通过以下示例实施例可以更好地理解这些有利特征。
在图4中示出了具有自适应电阻器410的开关功率转换器400。误差放大器U1、调制器U2、功率开关S1、输出电容器C1和由电阻器R1和R2形成的反馈分压器如关于固定输出功率转换器100所述地那样运行。自适应电阻器410与电阻器R2并联。模式控制电路405控制自适应电阻器410的电阻以选择多个输出电压模式，并且还实现连续输出电压模式之间的每个延迟时期内的平均变化率。在如图5中的开关功率转换器500所示的替代实施例中，不使用电阻器R2。开关功率转换器500的其余部件如关于开关功率转换器400所讨论的那样。
图6中所示的开关功率转换器600使用自适应参考电压电路605来代替自适应电阻器。控制电路605控制由自适应参考电压电路产生的自适应参考电压，使得在每个延迟时期内具有足够的线性变化率，使得反馈电压基本保持恒定。将意识到，自适应电阻器和自适应参考电压电路都可以被包括在可选的开关功率转换器实施例中。
图7中更详细地示出了示例性的自适应电阻器700。在该实施例中，反相器(包括PMOS晶体管P1，该PMOS晶体管P1具有耦接到电源节点(例如，5V)的源极和耦接到NMOS晶体管M1的漏极的漏极)驱动包括耦接到电容器C2的端子705的电阻器R4的串联RC电路。端子705又驱动耦接在输入到误差放大器(未示出)的反馈电压与接地之间的NMOS晶体管M2的栅极。因此，自适应电阻器700可以根据晶体管M2是否由电容器的端子705所产生的其栅极上的电压而导通或关断，来控制两种输出电压模式。当晶体管M2导通时，反馈电压下降以选择高输出电压模式。相反，如果晶体管M2被关断，则反馈电压升高以选择低输出电压模式。由模式控制电路(未示出)产生的模式选择信号驱动反相器晶体管P1和M1的栅极以选择模式。如果模式选择信号为低，则晶体管P1切换为对电容器充电。该充电速率由时间常数τ＝RC控制，其中R是电阻器R4的电阻，C是电容器C2的电容。如果电容器C2在模式选择信号变低之前已经放电，则端子705将以与时间常数成反比的指数下降的变化率增加电压到某个最大值。虽然这个变化率是非线性的，但它是足够渐进的，使得晶体管M2的栅极电压以模拟方式被控制。相比之下，常规快速模式开关S2的栅极电压以数字方式被控制：二进制一或二进制零。所产生的晶体管M2的栅极电压在整个延迟时期内的模拟变化导致反馈电压保持相对恒定，因为相应开关功率转换器的控制环路带宽使得其响应于反馈电压的逐渐变化。例如，如果延迟时期是10ms，则平均变化率对应于100Hz的干扰。相反，反馈回路带宽通常至少为1KHz或更高，使得容易调节100Hz干扰，使得反馈电压基本保持恒定。端子700的RC充电中的非线性和晶体管M2的所产生的非线性响应将倾向于在反馈电压中产生具有比延迟时期内的平均变化率更高的频率的干扰。但是，即使500Hz的干扰也容易被1KHz的反馈回路带宽所容纳。
使用来自端子700的在延迟时期内逐渐变化的模拟电压逐渐接通晶体管M2，产生了反馈电压的相应的逐渐变化，这明显减少或消除了否则会由常规的数字开关方案导致的错误的过电压和欠电压状况的问题。但是这种开关仅在两个输出电压模式之间。通过相应的模式控制信号可以独立地控制两个自适应电阻器在承载反馈电压的输入节点与误差放大器之间的并联组合，从而产生多于两个的输出电压模式。图8中示出了包括两个并联的自适应电阻器的示例开关功率转换器800。为了清楚地说明，独立的控制信号和对应的控制电路未在图8中示出。如果并联的自适应电阻器如所示的自适应电阻器700一样被配置，由该对中的两个晶体管M2的导通而产生最高的输出电压模式。中等输出电压由晶体管M2中的一个导通而另一个关断而产生。最后，由晶体管M2被关断而产生最低的中等输出电压。可以理解的是，通过使用附加的自适应电阻器可以适应额外的输出电压模式。
但是请注意，使用自适应电阻器700获得足够的时间常数可能需要相对大量的管芯空间。为了实现更紧凑的设计，可以使用自适应电阻器710，如图7B所示。类似于自适应电阻器700，晶体管M2的栅极由电容器C3的端子715处产生的模拟电压驱动。但是，电容器C3分别响应于恒定电流源I1和I2被充电和放电。通过反相器反相的模式选择信号闭合上开关以将电流源I1耦接到电源节点，使得它可以给电容器C3充电。端子715处的电压将由电容器C3的所得到的恒定电流充电以基本上线性的方式上升，使得晶体管M2在延迟时期内以模拟方式接通以选择高电压模式，如类似于关于自适应电阻器700所讨论的。同时，模式选择信号关断下开关，以防止电流源I2对端子715的电压放电。为了选择低输出电压模式，模式选择信号的二进制状态被切换，使上开关关断，下开关接通。电流源I2然后将在延迟时间段内以线性方式对端子715处的电压放电，使得晶体管M2逐渐关断以选择低输出电压模式。可以理解的是，两个或更多个自适应电阻器710可以如关于图8所讨论的那样并联组合以选择多于两个的输出电压模式。
自适应电阻器710的更详细的电路图在图9中示出。上开关使用PMOS晶体管P2来实现，而下开关包括NMOS晶体管M3。相对较小的电阻器R9可以耦接在用于每个开关的端子与电容器C3的端子715之间。晶体管M2的漏极通过电阻器R8耦接到反馈电压节点。为了能够使用相对小的电容器C3并由此节省管芯空间，开关晶体管P2和M3分别通过PMOS PWM和NMOSPWM控制信号进行脉宽调制(PWM)。为了选择高输出电压模式，当NMOS PWM信号接地时，PMOSPWM控制信号的脉冲宽度在期望的延迟时期内逐渐减小。在该实施例中，晶体管M2的阈值电压是1.2V。比较器900因此可以将晶体管M2的栅极电压与略高于晶体管M2的阈值电压的参考电压(例如1.5V)进行比较。当该电压超过阈值时，比较器900可以断言控制信号(V1_com_di)触发控制脉宽调制的控制电路(未示出)以更快速地减小PMOS PWM控制信号的脉冲宽度，使得晶体管P2最终保持完全导通。为了选择低电压模式，PMOS PWM信号保持高电平以保持晶体管P2关断，而NMOS PWM控制信号的脉宽在期望的延迟时期内逐渐增加。例如，假设电源电压VDD是5V。在从5V到针对栅极电压的参考电压电平(例如1.5V)的下降期间，来自比较器900的控制信号为高，使得用于NMOS PWM控制信号的脉冲宽度的变化率可以相对较快，然后当来自比较器900的控制信号指示栅极电压小于参考电压时减慢。所产生的脉冲宽度调制是有利的，因为可以使用相对小的电流源和用于电容器C3的相对小的电容，从而节省管芯空间，但仍然实现足够长的延迟时期。
不是以模拟方式控制晶体管的栅极电压，而是可以如图7C中的自适应电阻器750所示使用数字开关。在替代实施例中，一组电阻器R5，R6和R7串联布置，但可以并联布置。电阻器R5具有耦接到反馈电压节点、也耦接到由模式选择信号3控制的第一开关的端子。电阻器R5的相对端子耦接到电阻器R6的端子，电阻器R6的该端子也耦接到由模式选择信号2控制的第二开关。电阻器R6的相对端子耦接到电阻器R7的端子，电阻器R7的该端子也耦接到由模式选择信号1控制的第一开关。取决于哪个开关导通或关断，自适应电阻器750的电阻以数字步阶改变。这样的转变是突然的，但是如果存在足够数量的所述转变，则适应电阻器750的电阻可以在期望的延迟时期内以足够平缓的方式改变。
不管是否使用自适应电阻器和/或自适应参考电压电路，尽管输出电压模式改变，所产生的反馈电压的稳定性是非常有利的。例如，图10A中示出了根据本公开实施例配置的开关功率转换器的反馈电压的波形。在时刻t0到时刻t1，选择高输出电压，而反馈电压的干扰相对较小。相应的输出电压如图10B所示。不仅控制或消除了错误的过压或欠压状况的危险，而且在时刻t0转变到高输出节点时，与传统方法相比，输出电压的过冲(和伴随振铃)也减小。
正如本领域的技术人员现在将认识到的，并且根据手头的特定应用，可以对本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化，而不脱离其精神和范围。鉴于此，本公开的范围不应限于在此说明和描述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是作为其一些示例，而是应完全与此后所附权利要求的范围以及它们的功能等同物完全相称。

Claims (2)

1.一种开关功率转换器，包括：
分压器，所述分压器被配置为从输出电压产生反馈电压；
参考电路，所述参考电路被配置为提供参考电压；
误差放大器，所述误差放大器具有用于接收所述反馈电压的第一输入端子和用于接收所述参考电压的第二输入端子，所述误差放大器被配置为将所述反馈电压与所述参考电压进行比较以产生误差电压；
其中，所述分压器包括耦接在所述第一输入端子和接地之间的晶体管、耦接在所述晶体管的栅极和接地之间的电容器、第一电流源和第二电流源；
控制电路，所述控制电路被配置为控制所述第一电流源为所述电容器充电，以在所述开关功率转换器的第一输出电压模式期间逐渐接通所述晶体管，并且被配置为控制所述第二电流源为所述电容器放电，以在所述开关功率转换器的第二输出电压模式期间逐渐关断所述晶体管。
2.根据权利要求1所述的开关功率转换器，还包括：
功率开关；以及
调制器，所述调制器被配置为响应于误差信号来调制所述功率开关的循环。
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