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TECHNISCHER BEREICH
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Diese Anmeldung betrifft Schaltleistungswandler und insbesondere einen Schaltleistungswandler mit adaptiven Ausgangsspannungen.
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HINTERGRUND
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Schaltleistungswandler haben typischerweise eine feste Ausgangsspannung. Zum Beispiel wandelt ein AC-DC-Schaltleistungswandler mit fester Ausgangsspannung die AC-Leitungsspannung in eine DC-Ausgangsspannung um, die geregelt wird, um im Wesentlichen konstant zu sein. Ein beispielhafter Schaltleistungswandler 100 mit fester Ausgangsspannung ist in 1 gezeigt und regelt eine Ausgangsspannung (V_OUT) über einen Ausgangskondensator C1. Um diese Ausgangsspannung in der Regelung zu halten, tastet der Schaltleistungswandler 100 die Ausgangsspannung über einen Spannungsteiler ab, wie durch ein Paar von Widerständen R1 und R2 gebildet, um eine Rückkopplungsspannung (V_FB) zu erzeugen. Ein Fehlerverstärker U1 vergleicht die Rückkopplungsspannung mit einer Referenzspannung, die von einer Referenzspannungsquelle (V_REF) erzeugt wird. Ein Modulator U2 steuert das Schalten eines Leistungsschalters S1 in Reaktion auf das Fehlersignal, um die Ausgangsspannung zu regeln.
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Die resultierende feste Ausgangsspannung von zum Beispiel 5,0 V ist für ein schnelles Aufladen von modernen Geräten problematisch. Insbesondere ist es üblich, dass ein Schaltleistungswandler mit dem zu ladenden Gerät über eine Standardschnittstelle, wie eine USB(Universal Serial Bus)-Schnittstelle, gekoppelt ist. Die USB-Schnittstelle umfasst ein differenzielles Paar von Signalen (D+ und D–) zur Signalisierung und sieht auch Strom bzw. Leistung und Masse vor. Im Hinblick auf die Lieferung von Strom kann ein USB-Kabel nur eine bestimmte Strommenge unterstützen. Zum Beispiel ermöglicht der USB 2.0-Standard einen maximalen Ausgangsstrom von 500 mA, während der USB 3.0-Standard einen maximalen Ausgangsstrom von 900 mA unterstützen kann. Herkömmlicherweise verwendet die Lieferung von Strom durch ein USB-Kabel eine Spannung von 5,0 V. Aber Batterien von modernen mobilen Geräten haben relativ große Speicherkapazitäten, wie mehrere tausend Milliampere. Das Laden solcher Batterien, selbst bei den höheren Ausgangsströmen, die in dem USB-3.0-Standard zulässig sind, wird somit verzögert, wenn der Strom unter Verwendung einer 5-Volt-Leistungsversorgungsspannung geliefert wird. Dies ist insbesondere der Fall, da die Schaltleistungsversorgung, das Kabel und die empfangende Vorrichtung alle einen Widerstandswert für den Ausgangsstrom darstellen.
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Um einen schnellen Lademodus angesichts der Ausgangsstrombegrenzungen und assoziierter Verluste von Vorrichtungswiderstandswerten zu ermöglichen, wird es nun üblich, deutlich höhere Ausgangsspannungen über das USB-Kabel zu verwenden. Zum Beispiel wurden, anstatt die herkömmliche USB-Ausgangsspannung von 5 V zu verwenden, Leistungsschaltwandler entwickelt, die schnelle Lademodi unter Verwendung von Ausgangsspannungen von 9 V, 12 V oder sogar 19 V unterstützen. Die höheren Ausgangsspannungen ermöglichen der Schaltleistungsversorgung, mehr Strom über das USB-Kabel zu liefern, ohne die maximalen Ausgangsstrombegrenzungen zu überschreiten. Jedoch können viele ältere Geräte nur die Standard-5 V von einem USB-Kabel annehmen. Eine Schnelllade-Schaltleistungsversorgung wird daher an einem Auswahlprozess mit der zu ladenden Vorrichtung teilnehmen, um zu bestimmen, ob die höheren Ausgangsspannungen unterstützt werden. Diese Auswahl kann über die differentiellen D+ und D– Anschlüsse erfolgen. Durch die Auswahl können der Schaltleistungswandler und die auswählende Vorrichtung die USB-Ausgangsspannung auf einen höheren Pegel ändern, der von der auswählenden Vorrichtung unterstützt wird. Das Ergebnis ist eine erheblich reduzierte Ladezeit, was zu einer höheren Benutzerzufriedenheit führt.
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Ein beispielhafter Schnelllade-Leistungswandler 200 wird in 2 gezeigt. Ein Fehlerverstärker U1, Modulator U2, Leistungsschalter S1, Ausgangskondensator C1 und der durch die Widerstände R1 und R2 gebildete Rückkopplungsspannungsteiler arbeiten, wie in Bezug auf den Leistungswandler 100 mit festem Ausgang diskutiert. Jedoch umfasst ein Schnelllade-Leistungswandler 200 einen Widerstand R3 und einen Schnellmodusschalter S1, der zwischen dem Rückkopplungsspannungseingang zu dem Fehlerverstärker U1 und Masse gekoppelt ist. Wenn der Schnellmodusschalter S1 eingeschaltet ist, sind die Widerstände R3 und R2 parallel gekoppelt derart, dass der Widerstandswert zwischen dem Rückkopplungsspannungseingang und Masse abfällt. Die Rückkopplungsspannung fällt somit ab, wenn der Schalter S1 eingeschaltet wird, wodurch das Fehlersignal ansteigt. Der Modulator U2 erhöht somit seine Modulation des zyklischen Schaltens des Schalters S1, um die Ausgangsspannung zu erhöhen. Wenn zum Beispiel der Modulator U2 ein Pulsweitenmodulator ist, würde er dann die Pulsweite für das zyklische Schalten des Leistungsschalters S1 erhöhen. Umgekehrt, wenn der Schnellmodusschalter S2 ausgeschaltet ist, fällt die Ausgangsspannung in Reaktion auf den plötzlichen Anstieg der Rückkopplungsspannungsamplitude. Eine Modussteuerschaltung 205 steuert den Schnellmodusschalter S2, um zwischen den Ausgangsspannungspegeln auszuwählen.
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3A zeigt eine resultierende Ein-und-Aus-Wellenform für den Schnellmodusschalter S2, um zwischen den Modi mit hoher Ausgangsspannung und niedriger Ausgangsspannung auszuwählen. Wenn die Gate-Spannung für den Schnellmodusschalter-Transistor S2 hoch ist, wird der Transistor eingeschaltet, um den Modus mit hoher Ausgangsspannung auszuwählen. Wenn die Gate-Spannung 0 V ist, wird der Schnellmodusschalter-Transistor S2 ausgeschaltet, um den Modus mit niedriger Ausgangsspannung auszuwählen. Das plötzliche Einschalten des Schnellmodusschalter-Transistors S2 an einem Zeitpunkt t0 verursacht einen abrupten Abfall der Rückkopplungsspannung an dem Eingangsknoten zu dem Fehlerverstärker, wie in 3B gezeigt. Auf ähnliche Weise verursacht das Ausschalten des Schnellmodusschalter-Transistors S2 an einem Zeitpunkt t1 einen steilen Anstieg der Rückkopplungsspannung. Diese abrupten Schwankungen der Rückkopplungsspannung sind unerwünscht. Zum Beispiel kann der plötzliche Abfall der Rückkopplungsspannung an dem Zeitpunkt t0 eine Unterspannungsbedingung auslösen, während der plötzliche Anstieg der Rückkopplungsspannung an dem Zeitpunkt t1 eine Überspannungsbedingung auslösen kann. Der entsprechende Schaltleistungswandler würde dann auf falsche Alarmbedingungen reagieren, die Artefakte der abrupten Änderungen der Widerstandswerte zum Erfassen der Rückkopplungsspannung während Ausgangsspannungsmodusübergängen sind. Eine Wellenform für die Ausgangsspannungen, die durch das zyklische Schalten des Schnellmodusschalters S2 von 3A erzeugt wird, ist in 3C gezeigt. Die resultierenden plötzlichen Änderungen des Fehlersignals von dem Einschalten des Schnellmodusschalters S2 an dem Zeitpunkt t0 erzeugen ein unerwünschtes Überschießen (over-shoot) und Überschwingen (ringing) der Ausgangsspannung während des Übergangs in den Modus mit hoher Ausgangsspannung. Dieses Überschießen der Ausgangsspannung kann die zu ladende Vorrichtung beanspruchen oder beschädigen.
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Demgemäß besteht in der Technik ein Bedarf für eine verbesserte Regelung der Ausgangsspannung während Ausgangsspannungsänderungen für einen Leistungswandler mit mehreren Ausgangsspannungsmodi.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Ein Schaltleistungswandler ist mit zumindest einem aus einem adaptiven Widerstand und einer adaptiven Referenzspannungsschaltung vorgesehen, um zu reduzieren oder zu eliminieren, dass Unterspannungs- und Überspannungsalarmbedingungen während eines Übergangs von einem Ausgangsspannungsmodus zu einem anderen auftreten. Der adaptive Widerstand ist konfiguriert zum Vorsehen eines adaptiven Widerstandswerts, der einen ersten Wert für einen ersten Ausgangsspannungsmodus und einen zweiten Wert für einen zweiten Ausgangsspannungsmodus hat. Der adaptive Widerstand ist weiter konfiguriert, sich allmählich zwischen dem ersten und dem zweiten Wert über eine Verzögerungsperiode während eines Übergangs zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangsspannungsmodus zu ändern.
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Auf ähnliche Weise ist die adaptive Referenzspannungsschaltung konfiguriert zum Vorsehen einer adaptiven Referenzspannung, die einen ersten Wert für den ersten Ausgangsspannungsmodus und einen zweiten Wert für den zweiten Ausgangsspannungsmodus hat. Die adaptive Referenzschaltung ist weiter konfiguriert zum allmählichen Ändern zwischen dem ersten und dem zweiten Wert über eine Verzögerungsperiode während eines Übergangs zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangsspannungsmodus.
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Diese vorteilhaften Merkmale können besser durch eine Betrachtung der folgenden detaillierten Beschreibung erkannt werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist ein Diagramm eines herkömmlichen Schaltleistungswandlers mit fester Ausgangsspannung.
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2 ist ein Diagramm eines herkömmlichen Schnelllade-Schaltleistungswandlers mit mehreren Ausgangsspannungsmodi.
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3A zeigt eine Wellenform für das Schalten eines Schnellladeschalters in dem Leistungswandler von 2.
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3B zeigt eine Wellenform für den Rückkopplungsspannungseingang in den Fehlerverstärker in dem Leistungswandler von 2 und Masse während des zyklischen Schaltens des Schnellladeschalters, der in 3A gezeigt ist.
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3C zeigt eine Wellenform für eine variable Ausgangsspannung während des zyklischen Schaltens des Schnellladeschalters in 3A.
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4 ist ein Diagramm eines Schnelllade-Schaltleistungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung, bei dem der adaptive Widerstand parallel zu einem zusätzlichen Widerstand ist.
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5 ist ein Diagramm eines Schnelllade-Schaltleistungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung, bei dem der adaptive Widerstand nicht parallel zu zusätzlichen Widerständen ist.
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6 ist ein Diagramm eines Schnelllade-Schaltleistungswandlers, der eine adaptive Spannungsreferenz gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung umfasst.
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7A zeigt einen adaptiven RC-Zeitkonstantenwiderstand gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung.
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7B zeigt einen adaptiven Widerstand mit einem Kondensator, der durch Konstantstromquellen geladen und entladen wird, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung.
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7C zeigt einen stufenweise linearen adaptiven Widerstand gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung.
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8 ist ein Diagramm eines Schaltleistungswandlers mit einem Paar von adaptiven Widerständen, die parallel angeordnet sind, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung.
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9 ist ein Schaltungsdiagramm für den adaptiven Widerstand von 7B.
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10A zeigt die Rückkopplungsspannungswellenform für einen Schaltleistungswandler gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung.
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10B zeigt die Ausgangsspannungswellenform für den Schaltleistungswandler von 10A.
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Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung und ihre Vorteile werden am besten unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung verständlich. Es sollte angemerkt werden, dass gleiche Bezugsziffern verwendet werden, um gleiche Elemente zu identifizieren, die in einer oder mehreren der Figuren dargestellt sind.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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Um die Notwendigkeit zu adressieren, falsche Überspannungs- oder Unterspannungsbedingungen für einen Schaltleistungswandler mit mehreren Ausgangsspannungsmodi zu verhindern, bei denen jeder Ausgangsspannungsmodus einer eindeutigen Ausgangsspannung entspricht, wird ein Schaltleistungswandler mit einem adaptiven Widerstand zum Ausbilden einer Rückkopplungsspannung vorgesehen. Der adaptive Widerstand schaltet zwischen mehreren Widerstandswerten entsprechend den mehreren Ausgangsspannungsmodi. Während eines normalen Betriebs in jedem Ausgangsspannungsmodus steuert eine Modussteuerschaltung den adaptiven Widerstand, so dass der entsprechende Widerstandswert im Wesentlichen konstant gehalten wird. Solche konstanten Widerstandswerte sind in herkömmlichen Schaltleistungswandlern mit mehreren Ausgangsspannungsmodi bekannt. Die Übergänge zwischen Widerstandswerten in herkömmlichen Schaltleistungswandlern mit mehreren Ausgangsspannungsmodi sind jedoch abrupt, was zu unerwünschtem Überschießen und Unterschreiten der Rückkopplungsspannung führt. Im Gegensatz dazu steuert die Modussteuerschaltung für den hier offenbarten Leistungswandler den adaptiven Widerstand derart, dass er allmählich zwischen seinen stabilen Widerstandswertpegeln über eine Verzögerungsperiode zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsspannungsmodi wechselt. Um die stabilste Rückkopplungsspannung vorzusehen, ist die Änderungsrate für den Widerstandswert des adaptiven Widerstands während der Verzögerungsperiode linear, aber allmähliche Nichtlinearitäten sind ebenfalls akzeptabel. Der Widerstandswert für den adaptiven Widerstand während der Verzögerungsperiode hat somit eine durchschnittliche Änderungsrate, die umgekehrt proportional zu der Länge der Verzögerungsperiode ist. Wenn die Verzögerungsperiode verlängert wird, wird die Änderungsrate für den Widerstandswert über die Verzögerungsperiode reduziert, während sie erhöht wird, wenn die Verzögerungsperiode reduziert wird. Obwohl die exakte Länge der Verzögerungsperiode von Ausführungsbeispiel zu Ausführungsbeispiel variiert, erstreckt sich die Verzögerungsperiode im Allgemeinen von 1 ms bis zu einer Länge von mehreren zehn ms. Die folgende Diskussion nimmt somit an, dass die Verzögerungsperiode ohne Beschränkung der Allgemeinheit 10 ms ist. Da die Rückkopplungsspannung über die Verzögerungsperiode im Wesentlichen konstant gehalten wird, wird die Gefahr von falschen Überspannungs- und Unterspannungsbedingungen für den resultierenden Schaltleistungswandler im Vergleich zu herkömmlichen Architekturen stark reduziert oder eliminiert. Außerdem wird das Überschießen der Ausgangsspannung und des damit verbundenen Überschwingens, wie in Bezug auf 3C diskutiert, ebenfalls vermindert.
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Die gleichen Vorteile, die durch die Verwendung eines adaptiven Widerstands erlangt werden, können auch durch die Verwendung einer adaptiven Referenzspannungsschaltung erlangt werden, die mehrere eindeutige Referenzspannungspegel erzeugt zur Auswahl für die mehreren Ausgangsspannungsmodi. Genau wie der adaptive Widerstand würde die adaptive Referenzspannungsschaltung eine Verzögerungsperiode zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsspannungsmodi implementieren, bei denen die adaptive Spannungsreferenz allmählich auf eine im Wesentlichen lineare Weise von einem eindeutigen Referenzspannungspegel zu einem anderen geändert wird. Diese vorteilhaften Merkmale können besser durch die folgenden beispielhaften Ausführungsbeispiele erkannt werden.
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Ein Schaltleistungswandler 400 mit einem adaptiven Widerstand 410 wird in 4 gezeigt. Ein Fehlerverstärker U1, ein Modulator U2, ein Leistungsschalter S1, ein Ausgangskondensator C1 und ein durch die Widerstände R1 und R2 gebildeter Rückkopplungsspannungsteiler arbeiten wie diskutiert in Bezug auf den Leistungswandler 100 mit festem Ausgang. Der adaptive Widerstand 410 ist parallel zu dem Widerstand R2. Eine Modussteuerschaltung 405 steuert den Widerstandswert des adaptiven Widerstands 410, um für die mehreren Ausgangsspannungsmodi auszuwählen und auch eine durchschnittliche Änderungsrate über jede Verzögerungsperiode zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsspannungsmodi zu implementieren. In einem alternativen Ausführungsbeispiel, wie für einen Schaltleistungswandler 500 in 5 gezeigt, wird der Widerstand R2 nicht verwendet. Die verbleibenden Komponenten für den Schaltleistungswandler 500 sind wie in Bezug auf den Leistungswandler 400 beschrieben.
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Ein in 6 gezeigter Schaltleistungswandler 600 verwendet eine adaptive Referenzspannungsschaltung 605 anstelle eines adaptiven Widerstands. Eine Steuerschaltung 605 steuert die adaptive Referenzspannung, die durch die adaptive Referenzspannungsschaltung erzeugt wird, so dass sie eine ausreichend lineare Änderungsrate über jede Verzögerungsperiode hat, so dass die Rückkopplungsspannung im Wesentlichen konstant gehalten wird. Es ist offensichtlich, dass sowohl ein adaptiver Widerstand als auch eine adaptive Referenzspannungsschaltung in alternativen Ausführungsbeispielen des Schaltleistungswandlers enthalten sein können.
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Ein beispielhafter adaptiver Widerstand 700 wird detaillierter in 7 gezeigt. In diesem Ausführungsbeispiel treibt ein Inverter (aufweisend einen PMOS-Transistor P1 mit einer Source, die mit einem Leistungsversorgungsknoten (z. B. 5 V) gekoppelt ist, und einem Drain, der mit einem Drain eines NMOS-Transistors M1 gekoppelt ist) eine serielle RC-Schaltung, die einen Widerstand R4 aufweist, der mit einem Anschluss 705 eines Kondensators C2 gekoppelt ist. Der Anschluss 705 wiederum treibt ein Gate eines NMOS-Transistors M2, der zwischen dem Rückkopplungsspannungseingang zu dem Fehlerverstärker (nicht gezeigt) und Masse gekoppelt ist. Der adaptive Widerstand 700 kann somit für zwei Ausgangsspannungsmodi steuern, abhängig davon, ob der Transistor M2 durch die Spannung an seinem Gate, die durch den Anschluss 705 des Kondensators erzeugt wird, ein- oder ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor M2 eingeschaltet wird, fällt die Rückkopplungsspannung, um einen Modus mit hoher Ausgangsspannung auszuwählen. Umgekehrt, wenn der Transistor M2 ausgeschaltet wird, steigt die Rückkopplungsspannung, um einen Modus mit niedriger Ausgangsspannung auszuwählen. Ein Modusauswahlsignal, das von einer Modussteuerschaltung (nicht gezeigt) erzeugt wird, treibt die Gates des Invertertransistors P1 und M1, um die Modi auszuwählen. Wenn das Modusauswahlsignal niedrig ist, schaltet der Transistor P1, um den Kondensator zu laden. Die Rate dieses Ladens wird durch die Zeitkonstante τ = RC gesteuert, wobei R der Widerstandswert des Widerstands R4 ist und C die Kapazität des Kondensators C2 ist. Wenn der Kondensator C2 entladen worden wäre, bevor das Modusauswahlsignal niedrig wird, würde der Anschluss 705 die Spannung auf einen maximalen Wert erhöhen bei einer exponentiell abnehmenden Änderungsrate, die umgekehrt proportional zu der Zeitkonstante ist. Obwohl diese Änderungsrate nichtlinear ist, ist sie ausreichend graduell, so dass die Gate-Spannung des Transistors M2 in einer analogen Weise gesteuert wird. Im Gegensatz dazu wird die Gate-Spannung für den herkömmlichen Schnellmodus-Schalter S2 auf digitale Weise gesteuert: entweder eine binäre Eins oder eine binäre Null. Die resultierende analoge Änderung der Gate-Spannung für den Transistor M2 über die Verzögerungsperiode veranlasst, dass die Rückkopplungsspannung relativ konstant bleibt, indem die Steuerschleifebandbreite für den entsprechenden Schaltleistungswandler derart ist, dass sie auf die allmähliche Änderung der Rückkopplungsspannung reagiert. Wenn zum Beispiel die Verzögerungsperiode 10 ms ist, entspricht die durchschnittliche Änderungsrate einer 100-Hz-Störung. Im Gegensatz dazu ist die Bandbreite der Rückkopplungsschleife typischerweise zumindest 1 KHz oder höher, so dass eine 100-Hz-Störung leicht geregelt wird, so dass die Rückkopplungsspannung im Wesentlichen konstant bleibt. Die Nichtlinearität bei der RC-Ladung des Anschlusses 700 und die resultierende nichtlineare Reaktion des Transistors M2 werden dazu neigen, Störungen der Rückkopplungsspannung mit einer höheren Frequenz als die durchschnittliche Änderungsrate über die Verzögerungsperiode zu erzeugen. Aber selbst eine 500-Hz-Störung wird problemlos durch eine 1-KHz-Rückkopplungsschleife-Bandbreite aufgenommen.
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Das allmähliche Einschalten des Transistors M2 unter Verwendung der analogen Spannung von dem Anschluss 700, die sich allmählich über die Verzögerungsperiode ändert, erzeugt eine entsprechende allmähliche Änderung der Rückkopplungsspannung, die das Problem von falschen Überspannungs- und Unterspannungsbedingungen stark reduziert oder eliminiert, das ansonsten aus herkömmlichen digitalen Schaltschemen resultieren würde. Aber dieses Schalten erfolgt zwischen nur zwei Ausgangsspannungsmodi. Die Kombination von zwei adaptiven Widerständen parallel zwischen dem Eingangsknoten, der die Rückkopplungsspannung zu dem Fehlerverstärker führt, kann unabhängig durch entsprechende Modussteuersignale gesteuert werden, um mehr als zwei Ausgangsspannungsmodi zu erzeugen. Ein beispielhafter Schaltleistungswandler 800 mit zwei parallelen adaptiven Widerständen wird in 8 gezeigt. Zur Klarheit der Darstellung werden die unabhängigen Steuersignale und die entsprechende Steuerschaltung in 8 nicht gezeigt. Sollten die parallelen adaptiven Widerstände so konfiguriert sein, wie für den adaptiven Widerstand 700 gezeigt, resultiert ein Modus mit höchster Ausgangsspannung durch beide eingeschaltete Transistoren M2 in dem Paar. Eine mittlere Ausgangsspannung resultiert, wenn einer der Transistoren M2 eingeschaltet, der andere jedoch ausgeschaltet ist. Schließlich resultiert eine niedrigste mittlere Ausgangsspannung, wenn beide Transistoren M2 ausgeschaltet sind. Es ist offensichtlich, dass zusätzliche Ausgangsspannungsmodi durch die Verwendung von zusätzlichen adaptiven Widerständen aufgenommen werden können.
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Es sollte jedoch angemerkt werden, dass ein Erlangen einer ausreichenden Zeitkonstante unter Verwendung des adaptiven Widerstands 700 eine relativ große Chip-Fläche erfordern kann. Um einen kompakteren Aufbau zu erzielen, kann ein adaptiver Widerstand 710 verwendet werden, wie in 7B gezeigt. Analog zu dem adaptiven Widerstand 700 wird das Gate des Transistors M2 durch eine analoge Spannung getrieben, die an einem Anschluss 715 eines Kondensators C3 ausgebildet wird. Der Kondensator C3 wird jedoch in Reaktion auf die Konstantstromquellen 11 bzw. 12 geladen und entladen. Ein Modusauswahlsignal, wie durch einen Inverter invertiert, schließt einen oberen Schalter, um die Stromquelle 11 mit einem Leistungsversorgungsknoten zu koppeln, so dass diese den Kondensator C3 laden kann. Die Spannung an dem Anschluss 715 steigt im Wesentlichen linear durch die resultierende Konstantstromladung des Kondensators C3, so dass der Transistor M2 in analoger Weise über die Verzögerungsperiode eingeschaltet wird, um einen Hochspannungsmodus zu wählen, wie analog in Bezug auf den adaptiven Widerstand 700 diskutiert. Gleichzeitig schaltet das Modusauswahlsignal einen unteren Schalter aus, so dass verhindert wird, dass die Stromquelle 12 die Spannung von Anschluss 715 entlädt. Um einen Modus mit niedriger Ausgangsspannung zu wählen, wird der binäre Zustand des Modusauswahlsignals geschaltet, so dass der obere Schalter ausgeschaltet wird und der untere Schalter eingeschaltet wird. Die Stromquelle 12 entlädt dann die Spannung an dem Anschluss 715 in linearer Weise über die Verzögerungsperiode, so dass der Transistor M2 allmählich ausgeschaltet wird, um den Modus mit niedriger Ausgangsspannung zu wählen. Es ist offensichtlich, dass zwei oder mehr adaptive Widerstände 710 parallel kombiniert werden können, wie in Bezug auf 8 diskutiert, um mehr als zwei Ausgangsspannungsmodi auszuwählen.
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Ein detaillierteres Schaltungsdiagramm für den adaptiven Widerstand 710 wird in 9 gezeigt. Der obere Schalter wird unter Verwendung eines PMOS-Transistors P2 implementiert, während der untere Schalter einen NMOS-Transistor M3 aufweist. Ein relativ kleiner Widerstand R9 kann zwischen einem Anschluss für jeden der Schalter und dem Anschluss 715 des Kondensators C3 gekoppelt sein. Der Drain des Transistors M2 ist über einen Widerstand R8 mit dem Rückkopplungsspannungsknoten gekoppelt. Um die Verwendung eines relativ kleinen Kondensators C3 zu ermöglichen und somit Chipfläche zu sparen, sind die Schalttransistoren P2 und M3 pulsweitenmoduliert (PWM – pulse width modulated) durch ein PMOS-PWM- bzw. ein NMOS-PWM-Steuersignal. Um einen Modus mit hoher Ausgangsspannung zu wählen, wird die Pulsweite für das PMOS-PWM-Steuersignal allmählich über die gewünschte Verzögerungsperiode verringert, während das NMOS-PWM-Signal mit Masse verbunden ist. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Schwellenspannung für den Transistor M2 1,2 V. Ein Komparator 900 kann somit die Gate-Spannung für den Transistor M2 mit einer Referenzspannung vergleichen, wie 1,5 V, die geringfügig höher ist als die Schwellenspannung für den Transistor M2. Wenn diese Spannung die Schwelle übersteigt, kann der Komparator 900 ein Steuersignal (V1_com_di) aktivieren, um die Steuerschaltung (nicht gezeigt) auszulösen, die die Pulsweitenmodulation steuert, um die Pulsweite des PMOS-PWM-Steuersignals schneller zu verringern, so dass der Transistor P2 schließlich vollständig eingeschaltet gehalten wird. Um den Niedrigspannungsmodus zu wählen, wird das PMOS-PWM-Signal hoch gehalten, um den Transistor P2 ausgeschaltet zu halten, während die Pulsweite für das NMOS-PWM-Steuersignal allmählich über die gewünschte Verzögerungsperiode erhöht wird. Zum Beispiel wird angenommen, dass die Leistungsversorgungsspannung VDD 5 V ist. Während der Abnahme von 5 V auf den Referenzspannungspegel (z. B. 1,5 V) für die Gate-Spannung ist das Steuersignal von dem Komparator 900 hoch, so dass die Änderungsrate für die Pulsweite für das NMOS-PWM-Steuersignal relativ schnell sein kann und dann verlangsamt wird, wenn das Steuersignal von dem Komparator 900 angibt, dass die Gate-Spannung kleiner als die Referenzspannung ist. Die resultierende Pulsweitenmodulation ist insofern vorteilhaft, da relativ kleine Stromquellen und eine relativ kleine Kapazität für den Kondensator C3 verwendet werden können, um Chipfläche zu sparen, und dennoch eine ausreichend lange Verzögerungsperiode erreicht wird.
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Anstatt die Gate-Spannung eines Transistors auf analoge Weise zu steuern, kann ein digitales Schalten verwendet werden, wie für einen adaptiven Widerstand 750 in 7C gezeigt. Ein Satz von Widerständen R5, R6 und R7 ist in Serie angeordnet, kann jedoch in alternativen Ausführungsbeispielen parallel angeordnet sein. Der Widerstand R5 hat eine Anschlusskopplung mit dem Rückkopplungsspannungsknoten und auch mit einem ersten Schalter, der durch ein Modusauswahlsignal 3 gesteuert wird. Ein gegenüberliegender Anschluss des Widerstands R5 ist mit einem Anschluss des Widerstands R6 gekoppelt, der auch mit einem zweiten Schalter gekoppelt ist, der durch ein Modusauswahlsignal 2 gesteuert wird. Ein gegenüberliegender Anschluss des Widerstands R6 ist mit einem Anschluss des Widerstands R7 gekoppelt, der auch mit einem ersten Schalter gekoppelt ist, der durch ein Modusauswahlsignal 1 gesteuert wird. Abhängig davon, welche Schalter ein- oder ausgeschaltet sind, ändert sich der Widerstandswert des adaptiven Widerstands 750 in digitalen Schritten. Solche Übergänge sind abrupt, aber wenn es eine ausreichende Anzahl von ihnen gibt, kann der Widerstandswert für den adaptiven Widerstand 750 über die gewünschte Verzögerungsperiode auf ausreichend allmähliche Weise geändert werden.
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Unabhängig davon, ob ein adaptiver Widerstand und/oder eine adaptive Referenzspannungsschaltung verwendet wird, ist die resultierende Stabilisierung der Rückkopplungsspannung trotz sich ändernder Ausgangsspannungsmodi ziemlich vorteilhaft. Zum Beispiel wird eine Wellenform für eine Rückkopplungsspannung in 10A für einen Schaltleistungswandler gezeigt, der gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung konfiguriert ist. An dem Zeitpunkt t0 bis zu einem Zeitpunkt t1 wird eine hohe Ausgangsspannung gewählt, da die Rückkopplungsspannung relativ wenig gestört ist. Die entsprechende Ausgangsspannung wird in 10B gezeigt. Nicht nur wird die Gefahr von falschen Überspannungs- oder Unterspannungsbedingungen kontrolliert oder eliminiert, sondern das Überschießen der Ausgangsspannung (und das zugehörige Überschwingen) wird ebenfalls im Vergleich zu herkömmlichen Ansätzen bei dem Übergang zu dem Knoten mit hohem Ausgang an dem Zeitpunkt t0 reduziert.
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Wie für Fachleute auf diesem Gebiet nun offensichtlich ist und abhängig von der bestimmten vorliegenden Anwendung können viele Modifikationen, Substitutionen und Variationen in und an den Materialien, Vorrichtungen, Konfigurationen und Verfahren zur Verwendung der Vorrichtungen der vorliegenden Offenbarung gemacht werden, ohne von ihrem Sinn und Umfang abzuweichen. In Anbetracht dessen soll der Umfang der vorliegenden Offenbarung nicht auf den der hier dargestellten und beschriebenen bestimmten Ausführungsbeispiele beschränkt sein, da sie lediglich als einige Beispiele dienen, sondern sollen vielmehr vollständig mit dem der Ansprüche übereinstimmen, die im Folgenden angefügt sind, und ihren funktionalen Äquivalenten.
