JP2007323376A - 電源装置及びこれを備えた電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、全負荷領域において高効率を実現することが可能な電源装置、及び、これを備えた電気機器を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る電源装置２０は、入力電圧Ｖｉから中間電圧Ｖｍｏを生成するＤＣ／ＤＣコンバータ１と；中間電圧Ｖｍｉ（≒Ｖｍｏ）から所望の出力電圧Ｖｏを生成するシリーズレギュレータ２と；シリーズレギュレータ２に流れる出力電流Ｉｏを検出する出力電流検出回路３と；検出された出力電流Ｉｏが大きいほど、中間電圧Ｖｍｏを高く設定するように、逆に、検出された出力電流Ｉｏが小さいほど、中間電圧Ｖｍｏを低く設定するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還制御に調整を施す中間電圧調整回路４（図１では可変抵抗Ｒ２）と；を有して成る構成とされている。
【選択図】図２

Description

本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源装置、及び、これを備えた電気機器に関するものである。

図７は、シリーズレギュレータの一従来例を示す回路図である。

本図に示すように、従来のシリーズレギュレータは、入力電圧Ｖｉの印加端と出力電圧Ｖｏの引出端との間に直列接続された出力トランジスタＴｒと、出力電圧Ｖｏの引出端と接地端との間に直列接続された抵抗Ｒｘ〜Ｒｙと、抵抗Ｒｘ〜Ｒｙの接続ノードから引き出される帰還電圧Ｖｆｂと所定の参照電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅して出力トランジスタＴｒのゲート電圧を生成するアンプＥＲＲと、を有して成り、出力電圧Ｖｏに応じた帰還電圧Ｖｆｂと所定の参照電圧Ｖｒｅｆとが一致するように、出力トランジスタＴｒを開閉制御することで、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏを生成する構成とされている。

上記構成から成るシリーズレギュレータは、スイッチングレギュレータと比べて、電源リプルやノイズが少なく、回路面積も小さいので、ノイズを嫌う携帯機器などの電源手段として、広く一般に用いられている。

しかしながら、上記構成から成るシリーズレギュレータでは、入出力間電位差（Ｖｉ−Ｖｏ）×出力電流Ｉｏが全て損失となるため、出力電流Ｉｏが同じであっても、入出力間電位差（Ｖｉ−Ｖｏ）が大きいほど、効率ηが悪くなるという課題があった。

具体例を挙げて説明すると、入力電圧Ｖｉ＝３［Ｖ］、出力電圧Ｖｏ＝１［Ｖ］、出力電流Ｉｏ＝１００［ｍＡ］のとき、出力トランジスタＴｒでの損失は、（３−１）［Ｖ］×１００［ｍＡ］＝２００［ｍＷ］であるのに対して、入力電圧Ｖｉ＝５［Ｖ］、出力電圧Ｖｏ＝１［Ｖ］、出力電流Ｉｏ＝１００［ｍＡ］のときには、出力トランジスタＴｒでの損失が（５−１）［Ｖ］×１００［ｍＡ］＝４００［ｍＷ］となる。このように、上記の具体例では、入力電圧Ｖｉが３［Ｖ］から５［Ｖ］に上昇するだけで、出力トランジスタＴｒでの損失が２倍になっていた。

なお、上記に関連する従来技術として、特許文献１には、図８で簡易的に示すように、シリーズレギュレータ２００の入出力間電位差（Ｖｐ−Ｖｏ）を常に一定に維持する手段として、シリーズレギュレータ２００よりも前段に、入力電圧Ｖｉから中間電圧Ｖｐ（シリーズレギュレータ２００への入力電圧）を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ１００が挿入された直流安定化電源回路が開示・提案されている。

また、上記に関連する他の従来技術として、特許文献２には、直流電力で動作し直流パルス状の負荷電流が発生するパルス負荷回路を備える負荷装置に対して駆動電力を供給する電源装置において、前記負荷装置が要求する直流電力を発生する直流電力発生手段（ＤＣ／ＤＣコンバータ回路）と、この手段で発生された直流電力を前記負荷装置に供給する電源配線手段と、前記負荷装置に組み込まれ、前記直流電力生成手段からの直流電力を前記パルス負荷回路に供給し、前記パルス負荷回路に発生する直流パルス状の負荷電流による駆動電圧の変動を補償する電圧補償手段（シリーズレギュレータ回路）と、を具備する電源装置が開示・提案されている。
特開平６−２４５４９２号公報 特開平１０−３９９３７号公報

確かに、特許文献１の直流安定化電源回路であれば、入力電圧Ｖｉや出力電圧Ｖｏの変動に依ることなく、シリーズレギュレータ２００の入出力間電位差を常に一定に維持することができるので、図７に示したシリーズレギュレータを単独で用いる構成に比べて、効率ηを高めることが可能である。

しかしながら、特許文献１の直流安定化電源回路では、シリーズレギュレータ２００を構成する出力トランジスタの順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐ（＝出力トランジスタのオン抵抗値Ｒｏｎ×出力電流Ｉｏ）が負荷の軽重（延いては、出力電流Ｉｏの大小）に応じて変動する点について、何ら考慮されていなかった。

より具体的に述べると、特許文献１の直流安定化電源回路では、シリーズレギュレータ２００の出力トランジスタに流れる出力電流Ｉｏが小さいほど、その順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐは小さくなり、逆に、出力トランジスタに流れる出力電流Ｉｏが大きいほど、その順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐは大きくなるにも関わらず、シリーズレギュレータ２０の入出力間電位差が常に一定値（例えば０．７［Ｖ］）に維持されていた。

そのため、特許文献１の直流安定化電源回路では、出力電流Ｉｏが大きいときは格別、出力電流Ｉｏが小さいときには、シリーズレギュレータ２０に対して、不必要に高い電圧を供給する形となるため、軽負荷時における効率ηが低下するという課題があった。

なお、特許文献２の従来技術は、あくまで、過渡的な負荷電流の変動に伴う直流電圧の変動の影響を排除するために、負荷回路の近傍にシリーズレギュレータを配置した構成であり、ＤＣ／ＤＣコンバータのみを備えた電源装置に比べると、負荷電流の変動に対する耐性を向上し、また、ＤＣ／ＤＣコンバータのレイアウト自由度を高めることも可能となるが、軽負荷時における効率ηの低下やその対策については、特許文献１と同様、何ら示唆・言及されていなかった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、全負荷領域において高効率を実現することが可能な電源装置、及び、これを備えた電気機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明に係る電源装置は、入力電圧から中間電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと；前記中間電圧から所望の出力電圧を生成するシリーズレギュレータと；前記シリーズレギュレータに流れる出力電流を検出する出力電流検出回路と；検出された出力電流が大きいほど、前記中間電圧を高く設定するように、逆に、検出された出力電流が小さいほど、前記中間電圧を低く設定するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの帰還制御を調整する中間電圧調整回路と；を有して成る構成（第１の構成）としている。

なお、上記第１の構成から成る電源装置において、前記中間電圧調整回路は、所望の出力電圧よりも前記シリーズレギュレータを構成する出力トランジスタの順方向降下電圧分だけ高い中間電圧が生成されるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの帰還制御に調整を施す構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第２の構成から成る電源装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記中間電圧に応じてその電圧値が変動する帰還電圧に基づいて、前記入力電圧から前記中間電圧を生成し、前記中間電圧調整回路は、検出された出力電流に基づいて、前記帰還電圧の電圧値を調整する構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第３の構成から成る電源装置において、前記帰還電圧は、前記中間電圧を所定の分圧比で分圧して得られる分圧電圧であり、前記中間電圧調整回路は、検出された出力電流に基づいて上記の分圧比を可変制御することで、前記帰還電圧の電圧値を調整する構成（第４の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電気機器は、入力電圧を生成する直流電圧源と、前記入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源装置と、前記出力電圧で駆動される負荷と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、上記第１〜第４いずれかの構成から成る電源装置を備えた構成（第５の構成）とされている。

本発明に係る電源装置、及び、これを備えた電気機器であれば、全負荷領域において高効率を実現することが可能となる。

以下では、携帯電話端末に搭載され、負荷の駆動電圧を生成する電源装置に本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。

図１は、本発明に係る携帯電話端末の概略構成を示すブロック図（特に、負荷への電源系部分）である。

本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、入力電圧Ｖｉを生成する直流電圧源１０と、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏを生成する電源装置２０と、出力電圧Ｖｏで駆動される負荷３０と、を有して成る。なお、本図には明示されていないが、本実施形態の携帯電話端末は、上記構成要素のほか、その本質機能（通信機能など）を実現する手段として、送受信回路部、スピーカ部、マイク部、表示部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。

直流電圧源１０は、直流の入力電圧Ｖｉを生成する手段であり、本実施形態では、バッテリ（例えば、リチウムイオン電池などの二次電池）を用いている。なお、直流電圧源１０としては、バッテリのほか、商用交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータを用いることも可能である。

電源装置２０は、直流電圧源１０から印加される入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏを生成し、該出力電圧Ｖｏを負荷３０に供給する手段である。

図２は、電源装置２０の第１実施形態を示す回路図（一部ブロック図を含む）である。

本図に示すように、本実施形態の電源装置２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、シリーズレギュレータ２と、出力電流検出回路３と、中間電圧調整回路４と、を有して成る。

まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成及び動作について説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、半導体集積回路装置ＩＣ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ２と、キャパシタＣ１〜Ｃ２と、インダクタＬ１と、を有して成り、入力電圧Ｖｉから中間電圧Ｖｍｏを生成する降圧型スイッチングレギュレータ（チョッパレギュレータ）である。

半導体集積回路装置ＩＣ１の入力端子（ＩＮ）は、入力電圧Ｖｉの印加端に接続される一方、入力平滑用のキャパシタＣ１を介して、接地端にも接続されている。半導体集積回路装置ＩＣ１のスイッチング端子（ＳＷ）は、インダクタＬ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は、中間電圧Ｖｍｏの引出端に相当し、出力電流検出回路３を介して、シリーズレギュレータ２に接続される一方、出力平滑用のキャパシタＣ２、並びに、抵抗Ｒ１〜Ｒ２から成る抵抗分割回路を各々介して、接地端にも接続されている。抵抗Ｒ１〜Ｒ２の接続ノードは、中間電圧Ｖｍｏに応じてその電圧値が変動する帰還電圧Ｖｆｂ１（中間電圧Ｖｍｏを所定の分圧比で分圧して得られる分圧電圧）の引出端に相当し、半導体集積回路装置ＩＣ１の帰還端子（ＦＢ）に接続されている。

なお、半導体集積回路装置ＩＣ１は、一般的なスイッチング制御用の半導体集積回路装置を用いれば足りるため、その内部構成まではあえて図示していないが、例えば、帰還電圧Ｖｆｂ１と所定の参照電圧との差電圧を増幅する誤差増幅器を有して成り、当該誤差増幅器の出力信号（誤差電圧）が小さくなるように、スイッチングトランジスタのオン／オフ制御を行う構成、より具体的に述べると、上記誤差電圧と所定のスロープ電圧（三角波或いはランプ波）との比較結果に応じたデューティのＰＷＭ［Pulse Width Modulation］信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を用いてスイッチングトランジスタのオン／オフを制御する構成とされている。

このように、シリーズレギュレータ２よりも前段に、入力電圧Ｖｉの変動に依らない安定した中間電圧Ｖｍｏを生成するＤＣ／ＤＣコンバータ１を挿入すれば、シリーズレギュレータ２を単独で用いる構成に比べて、装置全体の効率ηを高めることが可能である。

次に、シリーズレギュレータ２の構成及び動作について説明する。

シリーズレギュレータ２は、出力トランジスタＮ１と、抵抗Ｒ３〜Ｒ４と、キャパシタＣ３と、アンプＡ１と、直流電圧源Ｅ１と、を有して成り、ＤＣ／ＤＣコンバータ１から出力電流検出回路３を介して入力される中間電圧Ｖｍｉ（≒Ｖｍｏ）を所望の出力電圧Ｖｏに変換する手段である。

なお、本実施形態のシリーズレギュレータ２は、出力トランジスタＮ１として、順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐの小さいＮチャネル型電界効果トランジスタを用いて成り、中間電圧Ｖｍｉが所望の出力電圧Ｖｏをわずかに超える程度のときでも、支障なく動作することが可能な低ドロップアウトレギュレータ（いわゆるＬＤＯ［Low Drop-Out］レギュレータ）とされている。

出力トランジスタＮ１のドレインは、中間電圧Ｖｍｉの印加端に接続されている。出力トランジスタＮ１のソースは、出力電圧Ｖｏの引出端に相当し、不図示の負荷３０に接続される一方、出力平滑用のキャパシタＣ３、並びに、抵抗Ｒ３〜Ｒ４から成る抵抗分割回路を各々介して、接地端にも接続されている。抵抗Ｒ３〜Ｒ４の接続ノードは、出力電圧Ｖｏに応じてその電圧値が変動する帰還電圧Ｖｆｂ２（出力電圧Ｖｏを所定の分圧比で分圧して得られる分圧電圧）の引出端に相当し、アンプＡ１の反転入力端（−）に接続されている。アンプＡ１の非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅ１の正極端（参照電圧Ｖｒｅｆの印加端）に接続されている。直流電圧源Ｅ１の負極端は、接地端に接続されている。アンプＡ１の出力端は、出力トランジスタＮ１のゲートに接続されている。

上記構成から成るシリーズレギュレータ２において、アンプＡ１は、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂ２と非反転入力端（＋）に印加される参照電圧Ｖｒｅｆとが一致するように、出力トランジスタＮ１のゲート電圧を生成する。

すなわち、アンプＡ１では、帰還電圧Ｖｆｂ２が参照電圧Ｖｒｅｆに未達であるときには、出力トランジスタＮ１のゲート電圧がハイレベルに維持される一方、帰還電圧Ｖｆｂ２が参照電圧Ｖｒｅｆに達して以後は、帰還電圧Ｖｆｂ２と参照電圧Ｖｒｅｆとの誤差が大きいほど、延いては、出力電圧Ｖｏがその目標値よりも高いほど、出力トランジスタＮ１のゲート電圧が下げられる形となる。

一方、出力トランジスタＮ１は、アンプＡ１から与えられるゲート電圧に応じて、その開閉制御が行われる。従って、シリーズレギュレータ２では、帰還電圧Ｖｆｂ２が参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように、延いては、出力電圧Ｖｏがその目標値と一致するように、出力トランジスタＮ１の開閉制御が行われることになる。

このように、出力電圧Ｖｏの最終生成手段として、上記構成から成るシリーズレギュレータ２を用いることにより、出力電圧Ｖｏに電源リプルやノイズが重畳するのを極力低減することが可能となる。

次に、出力電流検出回路３の構成及び動作について説明する。

出力電流検出回路３は、センス抵抗Ｒｓと、アンプＡ２と、を有して成り、シリーズレギュレータ２に流れる出力電流Ｉｏを検出する手段として機能する。

センス抵抗Ｒｓは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１とシリーズレギュレータ２との間に直列接続されている。一方、アンプＡ２の非反転入力端（＋）は、センス抵抗Ｒｓの一端（高電位端）に接続されており、反転入力端（−）は、センス抵抗Ｒｓの他端（低電位端）に接続されている。従って、アンプＡ２から出力される検出電圧Ｖｄは、出力電流Ｉｏが大きいほど高くなり、逆に、出力電流Ｉｏが小さいほど低くなる。

次に、中間電圧調整回路４の構成及び動作について説明する。

本実施形態の中間電圧調整回路４は、検出された出力電流Ｉｏ（すなわち、検出電圧Ｖｄ）に基づいて、抵抗Ｒ２の抵抗値（延いては、抵抗Ｒ１〜Ｒ２から成る抵抗分割回路の分圧比）を可変制御することで、帰還電圧Ｖｆｂ１の電圧値を調整する手段である。

図３は、中間電圧調整回路４の一例を示す回路図（一部にブロック図を含む）である。

図３に示すように、本実施形態の中間電圧調整回路４は、抵抗ＲＡ（抵抗値固定）と、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮＡと、を直列に接続することで、図２に示した抵抗Ｒ２を構成するとともに、検出電圧ＶｄからトランジスタＮＡのゲート電圧Ｖｇを生成する手段として、レベルシフタＬＳを有して成る。

上記構成から成る中間電圧調整回路４において、出力電流検出回路３から入力される検出電圧Ｖｄが高くなると、トランジスタＮＡのゲート電圧Ｖｇも高くなるので、トランジスタＮＡのインピーダンス（延いては、抵抗Ｒ２の抵抗値）は低減され、帰還電圧Ｖｆｂ１は引き下げられる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、中間電圧Ｖｍｏをより高くする方向に帰還制御される形となる。

逆に、出力電流検出回路３から入力される検出電圧Ｖｄが低くなると、トランジスタＮＡのゲート電圧Ｖｇも低くなるので、トランジスタＮＡのインピーダンス（延いては、抵抗Ｒ２の抵抗値）は増大され、帰還電圧Ｖｆｂ１は引き上げられる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、中間電圧Ｖｍｏをより低くする方向に帰還制御される形となる。

すなわち、上記構成から成る中間電圧調整回路４は、出力電流検出回路３にて検出された出力電流Ｉｏが大きいほど、中間電圧Ｖｍｏを高く設定するように、逆に、検出された出力電流Ｉｏが小さいほど、中間電圧Ｖｍｏを低く設定するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還制御に調整を施す手段として機能する。

図４は、出力電流Ｉｏと中間電圧Ｖｍｏ（≒Ｖｍｉ）との相関関係を示す図である。なお、図中の実線Ｌ１は、中間電圧Ｖｍｏの挙動を示すものであり、実線Ｌ２は、出力電圧Ｖｏの挙動を示すものである。また、図中の破線Ｌ３は、従来の中間電圧Ｖｐ（図８を参照）を参考までに示すものである。

図４からも分かるように、中間電圧調整回路４を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還制御に上記の調整を施す構成（実線Ｌ１を参照）であれば、シリーズレギュレータ２の入出力間電位差Ｖｄｉｆｆ（＝Ｖｍｉ−Ｖｏ）を常に一定値に維持していた従来構成（破線Ｌ３を参照）に比べて、特に出力電流Ｉｏが小さいとき、不必要に高い中間電圧Ｖｍｉをシリーズレギュレータ２に対して供給せずに済むようになる。

より理想的に述べると、所望の出力電圧Ｖｏよりも出力トランジスタＮ１の順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐ分だけ高い中間電圧Ｖｍｏ（≒Ｖｍｉ）が生成されるように、別の言い方をすれば、シリーズレギュレータ２の入出力電位差Ｖｄｉｆｆが出力トランジスタＮ１の順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐと一致するように、レベルシフタＬＳで最適なゲート電圧Ｖｇの生成を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還制御に調整を施すことにより、シリーズレギュレータ２に対して、必要最小限の中間電圧Ｖｍｉを供給することが可能となる。

なお、シリーズレギュレータ２を構成する出力トランジスタＮ１の順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐは、出力トランジスタＮ１のオン抵抗値Ｒｏｎ（既知）×出力電流Ｉｏで算出することができる。すなわち、センス抵抗Ｒｓで出力電流Ｉｏをモニタしていれば、結果的には、出力トランジスタＮ１の順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐをモニタしていることになる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１で生成すべき中間電圧Ｖｍｏの最適値は、出力電流Ｉｏの検出結果のみに基づいて決定することが可能である。

このように、本実施形態の電源装置２０は、シリーズレギュレータ２の入出力間電位差Ｖｄｉｆｆ（＝Ｖｍｉ−Ｖｏ）を常に一定値に維持していた従来構成に比べて、出力電流Ｉｏの変動に対してダイナミックに変化する中間電圧Ｖｍｏ（≒Ｖｍｉ）を生成することができるので、軽負荷時における装置全体の効率ηを向上することができ、延いては、全負荷領域において高効率を実現することが可能となる。

図５は、出力電流Ｉｏと効率ηとの相関関係を示す図である。なお、本図中の実線Ｌ４は、本発明適用時における装置全体の効率ηを示しており、破線Ｌ５は、従来の効率ηを参考までに示している。

続いて、本発明に係る電源装置２０の第２実施形態について、図６を参照しながら、詳細に説明する。

図６は、電源装置２０の第２実施形態を示す回路図（一部ブロック図を含む）である。

本図に示すように、本実施形態の電源装置２０は、先述した第１実施形態とほぼ同様の構成から成る。そこで、第１実施形態と同様の構成部分については、図２と同一符号を付すことで詳細な説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分（中間電圧調整回路４の別構成例）についてのみ、重点的に説明を行うことにする。

本図に示すように、本実施形態の中間電圧調整回路４は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰｃと、抵抗Ｒａと、を有して成る。

トランジスタＰｃのソースは、電源ライン（例えば入力電圧Ｖｉの印加端）に接続されている。トランジスタＰｃのドレインは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノード（すなわち帰還電圧Ｖｆｂ１の引出端）に接続されている。トランジスタＰｃのゲートは、抵抗Ｒａを介して、上記電源ラインに接続される一方、アンプＡ２の出力端にも接続されている。

なお、アンプＡ２は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰａ〜Ｐｂと、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮａ〜Ｎｂと、定電流源Ｉａと、を有して成る。

トランジスタＰａ〜Ｐｂのソースは、いずれも上記電源ラインに接続されている。トランジスタＰａのゲートは、センス抵抗Ｒｓの一端（高電位端）に接続されている。トランジスタＰｂのゲートは、センス抵抗Ｒｓの他端（低電位端）に接続されている。トランジスタＰａのドレインは、アンプＡ２の出力端に相当し、トランジスタＮａのドレインに接続される一方、先述したように、トランジスタＰｃのゲートにも接続されている。トランジスタＰｂのドレインは、トランジスタＮｂのドレインに接続されている。トランジスタＮａ〜Ｎｂのゲートは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮｂのドレインに接続されている。トランジスタＮａ〜Ｎｂのソースは、いずれも定電流源Ｉａを介して接地端に接続されている。

上記構成から成る中間電圧調整回路４において、出力電流検出回路３から入力される検出電圧Ｖｄが高くなると、トランジスタＰｃのインピーダンスは増大され、帰還電圧Ｖｆｂ１のオフセット量（プルアップ量）は引き下げられる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、中間電圧Ｖｍｏをより高くする方向に帰還制御される形となる。

逆に、出力電流検出回路３から入力される検出電圧Ｖｄが低くなると、トランジスタＰｃのインピーダンスは低減され、帰還電圧Ｖｆｂ１のオフセット量（プルアップ量）は引き上げられる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、中間電圧Ｖｍｏをより低くする方向に帰還制御される形となる。

すなわち、上記構成から成る中間電圧調整回路４は、先述の第１実施形態と同様、出力電流検出回路３にて検出された出力電流Ｉｏが大きいほど、中間電圧Ｖｍｏを高く設定するように、逆に、検出された出力電流Ｉｏが小さいほど、中間電圧Ｖｍｏを低く設定するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還制御に調整を施す手段として機能する。

なお、上記構成から成る中間電圧調整回路４では、所望の出力電圧Ｖｏよりも出力トランジスタＮ１の順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐ分だけ高い中間電圧Ｖｍｏ（≒Ｖｍｉ）が生成されるように、別の言い方をすれば、シリーズレギュレータ２の入出力電位差Ｖｄｉｆｆが出力トランジスタＮ１の順方向降下電圧Ｖｄｒｏｐと一致するように、トランジスタＰｃの素子サイズや抵抗Ｒａの抵抗値（延いては、帰還電圧Ｖｆｂ１のオフセット量（プルアップ量））を適宜調整すればよい。

このような構成とすることにより、本実施形態の電源装置２０でも、先述の第１実施形態と同様、出力電流Ｉｏの変動に対してダイナミックに変化する中間電圧Ｖｍｏ（≒Ｖｍｉ）を生成することができるので、軽負荷時における装置全体の効率ηを向上することができ、延いては、全負荷領域において高効率を実現することが可能となる。

なお、上記の実施形態では、携帯電話端末の電源装置に本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、その他の電気機器に搭載される電源装置にも広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記の実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１として、降圧型スイッチングレギュレータを設けた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、昇圧型スイッチングレギュレータなど、その他の方式を採用したＤＣ／ＤＣコンバータを用いても構わない。

また、上記の実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還電圧Ｖｆｂ１を適宜調整する中間電圧調整回路４を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ１で帰還電圧Ｖｆｂ１と比較参照される目標電圧を適宜調整する構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、出力トランジスタＮ１に対してセンス抵抗Ｒｓを直列接続した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、出力トランジスタＮ１と並列に電流検出用のトランジスタを設け、これに引き込まれる電流をセンス抵抗Ｒｓで検出する構成としても構わない。このような構成とすることにより、センス抵抗Ｒｓが出力トランジスタＮ１に対して直列に挿入されないので、装置のオン抵抗を上げることなく、出力電流Ｉｏを検出することが可能となる。

本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成する直流安定化電源装置の効率向上を図る上で有用な技術である。

は、本発明に係る携帯電話端末の概略構成を示すブロック図である。 は、電源装置２０の第１実施形態を示す回路図である。 は、中間電圧調整回路４の一例を示す回路図である。 は、出力電流Ｉｏと中間電圧Ｖｍｏ（≒Ｖｍｉ）との相関図である。 は、出力電流Ｉｏと効率ηとの相関関係を示す図である。 は、電源装置２０の第２実施形態を示す回路図である。 は、シリーズレギュレータの一従来例を示す回路図である。 は、シリーズレギュレータの前段にＤＣ／ＤＣコンバータを挿入した電源装置の一従来例を示すブロック図である。

符号の説明

１ ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）
２ シリーズレギュレータ（低ドロップアウトレギュレータ）
３ 出力電流検出回路
４ 中間電圧調整回路
１０ 直流電圧源（バッテリ）
２０ 電源装置
３０ 負荷
ＩＣ１ 半導体集積回路装置
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ３ キャパシタ
Ｌ１ インダクタ
Ｎ１ Ｎチャネル型電界効果トランジスタ（出力トランジスタ）
Ａ１〜Ａ２ アンプ
Ｅ１ 直流電圧源
Ｒｓ センス抵抗
ＲＡ 抵抗
ＮＡ Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
ＬＳ レベルシフタ
Ｐａ〜Ｐｃ Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
Ｎａ〜Ｎｂ Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
Ｒａ 抵抗
Ｉａ 定電流源

Claims (5)

1. 入力電圧から中間電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと；前記中間電圧から所望の出力電圧を生成するシリーズレギュレータと；前記シリーズレギュレータに流れる出力電流を検出する出力電流検出回路と；検出された出力電流が大きいほど、前記中間電圧を高く設定するように、逆に、検出された出力電流が小さいほど、前記中間電圧を低く設定するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの帰還制御に調整を施す中間電圧調整回路と；を有して成ることを特徴とする電源装置。
2. 前記中間電圧調整回路は、所望の出力電圧よりも前記シリーズレギュレータを構成する出力トランジスタの順方向降下電圧分だけ高い中間電圧が生成されるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの帰還制御に調整を施すことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記中間電圧に応じてその電圧値が変動する帰還電圧に基づいて前記入力電圧から前記中間電圧を生成し、前記中間電圧調整回路は、検出された出力電流に基づいて前記帰還電圧の電圧値を調整することを請求項２に記載の電源装置。
4. 前記帰還電圧は、前記中間電圧を所定の分圧比で分圧して得られる分圧電圧であり、前記中間電圧調整回路は、検出された出力電流に基づいて上記の分圧比を可変制御することで、前記帰還電圧の電圧値を調整することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 入力電圧を生成する直流電圧源と、前記入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源装置と、前記出力電圧で駆動される負荷と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電源装置を備えて成ることを特徴とする電気機器。

Images