JP2000354365A - 直流安定化電源装置およびそれを用いる光メディア機器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 前段側にスイッチング式安定化電源回路１
２、後段側にドロッパ式安定化電源回路１３を備えた２
段構成の直流安定化電源装置１１において、一層の効率
化およびそれによる発熱量の抑制を図る。 【解決手段】 ドロッパ式安定化電源回路１３の出力ト
ランジスタＱ１のベース電流を検出抵抗Ｒ３で検出し、
その電流値が負荷１７の抵抗値に対応して該出力トラン
ジスタＱ１が飽和状態となる一定値となるように、スイ
ッチング式安定化電源回路１２内の誤差増幅器Ａ２、基
準電圧源Ｂ２、比較器Ａ３および発振回路Ｅがスイッチ
ング素子ＳＷ１のデューティを制御し、出力電圧を変化
する。したがって、出力トランジスタＱ１は、出力電流
が大きいときには大きな直流増幅率となり、小さいとき
には小さな直流増幅率となり、その入出力間電圧差を出
力電流に対応した最小値とし、最大の効率で、発熱を最
小にすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高効率でリップル
が少ない直流安定化電源装置、およびその直流安定化電
源装置が好適に実施される、特に書き込みを行うことが
できるコンパクトディスクやデジタルビデオディスクの
記録再生装置などの光メディア機器に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、コンピュータ内部の電源は、Ｄ
Ｃ１２ＶとＤＣ５Ｖとの２系統であり、前記光メディア
機器等のコンピュータ内蔵型周辺機器も、前記ＤＣ１２
ＶとＤＣ５Ｖを電源として動作する。これらの電源電圧
は、コンピュータ内のスイッチング式安定化電源回路に
て作成されるので、その出力リップルは大きいものとな
っている。一方、前記書き込みを行うことができる光メ
ディア機器では、ＲＦアンプやレーザーパワーコントロ
ーラ等のアナログ素子への供給電源には、ノイズの少な
いものが要求される。

【０００３】したがって、従来では、前記出力リップル
の大きいコンピュータ内部のＤＣ５Ｖ電源を避け、ＤＣ
１２Ｖ電源を、光メディア機器側のドロッパ式安定化電
源回路にて降圧し、低リップルのＤＣ５Ｖを得るように
構成されている。しかしながら、昨今の光メディア機器
のデータ転送速度、書込み速度の高速化に伴い、前記低
リップルが要求されるＤＣ５Ｖ電源の消費電流が増大し
ている。たとえば、２倍速のＣＤ−Ｒの場合、ＲＦアン
プ、レーザーパワーコントローラ等の消費電流は１００
ｍＡ程度であったが、８倍速のＣＤ−Ｒの場合、３００
ｍＡ程度にまで増大している。

【０００４】前記ドロッパ式安定化電源回路の場合、そ
の損失Ｐは、（入力電圧Ｖｉ−出力電圧Ｖｏ）×出力電
流Ｉｏで近似されるので、前記Ｖｉ＝１２Ｖ、Ｖｏ＝５
Ｖ、Ｉｏ＝３００ｍＡとすると、Ｐ＝（１２−５）×
０．３＝２．１Ｗとなり、レギュレータデバイスの熱抵
抗を５０℃／Ｗとしても、レギュレータデバイスの温度
上昇は、５０×２．１＝１０５℃となり、該ドロッパ式
安定化電源回路の発熱が増大し、筐体内の温度上昇が最
大７０℃程度に制限される光メディア機器の電源として
は使用できなくなってしまう。

【０００５】このため、他の従来技術として、特開平７
−９５７６５号が提案されており、その構成を図９に示
す。図９は、他の従来技術の直流安定化電源装置１の電
気的構成を示すブロック図である。この直流安定化電源
装置１は、前段側にスイッチング式安定化電源回路２、
後段側にドロッパ式安定化電源回路３を備えた２段構成
の直流安定化電源装置である。電源４は、前記コンピュ
ータ内部のＤＣ１２Ｖ電源である。

【０００６】前記スイッチング式安定化電源回路２は、
電源ライン５に介在されたスイッチング素子ｓｗが前記
電源４からのＤＣ１２Ｖをスイッチングし、そのスイッ
チング出力をダイオードｄ、コイルｌおよび平滑コンデ
ンサｃ１で整流して、後段側のドロッパ式安定化電源回
路３の入力電圧として出力する。前記平滑コンデンサｃ
１からの出力電圧は、分圧抵抗ｒ１，ｒ２によって分圧
されて誤差増幅器ａ１の反転入力端に与えられており、
この誤差増幅器ａ１は非反転入力端に与えられる基準電
圧源ｂ１からの基準電圧に対して、前記出力電圧の分圧
値が低くなる程、ローレベルを出力する。この誤差増幅
器ａ１からの出力電圧で、比較器ａ２は発振回路ｅから
の三角波をスライスし、前記スイッチング素子ｓｗにス
イッチングパルスとして与える。したがって、前記平滑
コンデンサｃ１の出力電圧が低くなる程、前記スイッチ
ングパルスのパルス幅が長く、すなわちデューティが高
くなる。このようにして、ＤＣ６Ｖ程度の定電圧出力を
得るように構成されている。

【０００７】前記ドロッパ式安定化電源回路３は、前記
平滑コンデンサｃ１の出力電圧が導出される電源ライン
６に介在されたＰＮＰ型の出力トランジスタｑ１によっ
て前記ＤＣ６Ｖ程度の入力電圧を降圧し、平滑コンデン
サｃ２で前記ＤＣ５Ｖの出力設定電圧に安定化させて、
前記ＲＦアンプやレーザーパワーコントローラ等の負荷
７へ供給する。前記平滑コンデンサｃ２からの出力電圧
は、分圧抵抗ｒ３，ｒ４によって分圧されて誤差増幅器
ａ３の非反転入力端に与えられており、この誤差増幅器
ａ３は反転入力端に与えられる基準電圧源ｂ２からの基
準電圧に対して、前記出力電圧の分圧値が低くなる程、
制御トランジスタｑ２へハイレベルを出力し、前記出力
トランジスタｑ１のベース電流を増加させる。このよう
にして、前記ＤＣ５Ｖに安定化された定電圧出力を得る
ように構成されている。

【０００８】上述のように構成すると、前段側のスイッ
チング式安定化電源回路２の損失Ｐ２は、出力飽和電圧
Ｖｓａｔ×出力電流Ｉｏ２×デューティＤで近似される
ので、前述のとおり、Ｖｉ２＝１２Ｖ、Ｖｏ２＝６Ｖ、
Ｉｏ２＝３００ｍＡおよびＶｓａｔ＝１．５Ｖとする
と、Ｐ２＝１．５×０．３×（６／１２）＝０．２２５
Ｗとなり、レギュレータデバイスの熱抵抗を前述の５０
℃／Ｗとしても、該レギュレータデバイスの温度上昇
は、５０×０．２２５＝１１℃となる。

【０００９】また、後段側のドロッパ式安定化電源回路
３の損失Ｐ３は、前述のとおり、（入力電圧Ｖｉ３−出
力電圧Ｖｏ３）×出力電流Ｉｏ３で近似されるので、Ｖ
ｉ３＝６Ｖ、Ｖｏ３＝５Ｖ、Ｉｏ３＝３００ｍＡとする
と、Ｐ３＝（６−５）×０．３＝０．３Ｗとなり、レギ
ュレータデバイスの温度上昇は、５０×０．３＝１５℃
となる。

【００１０】したがって、前記筐体内の温度上昇が最大
７０℃程度に制限される光メディア機器の電源として、
好適に使用することができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、前段側
にスイッチング式安定化電源回路２、後段側にドロッパ
式安定化電源回路３を配置した場合、前段のスイッチン
グ式安定化電源回路２の出力電圧Ｖｏ２は、後段のドロ
ッパ式安定化電源回路３の最小入出力間電圧差Ｖ _i-o と
出力電圧Ｖｏ３との合計値に若干のマージンを見て設定
され、前記６Ｖ程度である。図１０に、一般的なドロッ
パ式安定化電源回路の前記最小入出力間電圧差Ｖ_i-o と
出力電流Ｉｏとの特性を示す。図１０の通り、出力電流
Ｉｏが大きいときは最小入出力間電圧差Ｖ_i-o を大きく
する必要があるけれども、出力電流Ｉｏが小さいときは
最小入出力間電圧差Ｖ_i-o は小さくてすむ。

【００１２】しかしながら、前記従来の直流安定化電源
装置１では、最大負荷状態でも所望定格出力電圧を得る
ために、前記最小入出力間電圧差Ｖ_i-o は前記最大負荷
状態に対応して設定されている。たとえば、前記ＣＤ−
Ｒの記録再生装置では、書込み時のレーザーパワーは３
５〜５０ｍＷにもなり、該書込み時に動作する前記レー
ザーパワーコントローラの負荷抵抗を１０Ω程度とする
と、前記最小入出力間電圧差Ｖ_i-o は０．５Ｖ程度に設
定されている。これに対して、前記レーザーパワーコン
トローラが動作せず、レーザーパワーが５〜７ｍＷであ
る軽負荷の再生時には、前記最小入出力間電圧差Ｖ_i-o
は０．２Ｖ程度あればよい。したがって、軽負荷時に
は、効率が悪いという問題がある。

【００１３】本発明の目的は、前段にスイッチング式安
定化電源回路、後段にドロッパ式安定化電源回路を備え
た直流安定化電源装置において、最大の効率、最小の発
熱を得ることができる直流安定化電源装置を提供するこ
とである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の直流安定化電源
装置は、前段側にスイッチング方式の安定化電源回路、
後段側にドロッパ方式の安定化電源回路を備えた直流安
定化電源装置において、前記ドロッパ式安定化電源回路
には、その出力トランジスタのベース電流を検出するベ
ース電流検出手段を設け、前記スイッチング式安定化電
源回路には、前記ベース電流検出手段の検出結果に応答
してスイッチングトランジスタのスイッチングパルス幅
を制御し、該スイッチング式安定化電源回路の出力電圧
と前記ドロッパ式安定化電源回路の定格出力電圧との差
である前記出力トランジスタにおける入出力間電圧差
が、所望とする出力電流に対応した最小値となるよう
に、該スイッチング式安定化電源回路の出力電圧を設定
する出力電圧設定手段を設けることを特徴とする。

【００１５】上記の構成によれば、出力電圧設定手段
は、ベース電流検出手段の検出結果に応答して、該ベー
ス電流が一定値となるように、スイッチングトランジス
タのスイッチングパルス幅を制御して、該スイッチング
式安定化電源回路の出力電圧を制御する。前記ベース電
流が一定のままで、前記出力トランジスタは、出力電流
が大きいときには大きな直流増幅率となり、小さいとき
には小さな直流増幅率となる。これによって、スイッチ
ング式安定化電源回路は、入力電圧と、出力設定電圧に
必要最小限の入出力間電圧差を加えた値との差に対応し
た電圧を出力するようになり、出力トランジスタにおけ
る入出力間電圧差を出力電流に対応した最小値として、
最大の効率、最小の発熱を得ることができる。

【００１６】また、本発明の直流安定化電源装置は、前
記スイッチング式安定化電源回路には、前記ドロッパ式
安定化電源回路の入力電圧が予め定める値になるまで
は、前記ベース電流検出手段の動作を休止させる検出動
作制御手段をさらに備えることを特徴とする。

【００１７】上記の構成によれば、電源投入によって、
ドロッパ式安定化電源回路の入力電圧、すなわちスイッ
チング式安定化電源回路の出力電圧が上昇を開始する
と、ベース電流が前記一定値に達し、前記出力設定電圧
を超えるさらなる入力電圧の上昇によって、前記ベース
電流は一旦充分に上昇した後、出力トランジスタが飽和
状態となって前記一定値となるので、電源投入から最初
に前記一定値となっても、入力電圧が予め定める値にな
っていなければ、検出動作制御手段はベース電流検出手
段の動作を休止させる。

【００１８】したがって、出力トランジスタが確実に飽
和状態で動作するように、一旦入力電圧を上昇させるこ
とができ、動作不良を無くすことができる。

【００１９】さらにまた、本発明の直流安定化電源装置
では、前記スイッチング式安定化電源回路は、過電流検
出手段を備え、前記ドロッパ式安定化電源回路の出力ト
ランジスタの電流容量を、前記過電流検出手段による過
電流検出点よりも大きく設定することを特徴とする。

【００２０】上記の構成によれば、スイッチング式安定
化電源回路とドロッパ式安定化電源回路との両方に過電
流検出手段を設ける必要はなく、出力トランジスタの電
流容量をスイッチング式安定化電源回路の過電流検出点
よりも大きくするだけで、ドロッパ式安定化電源回路か
ら過電流検出手段を省略することができる。

【００２１】また、本発明の直流安定化電源装置では、
前記スイッチング式安定化電源回路は、その動作停止時
に、平滑コンデンサを放電する放電手段をさらに備える
ことを特徴とする。

【００２２】上記の構成によれば、スイッチング式安定
化電源回路における平滑コンデンサは、スイッチングに
よる脈流を平滑化するために大容量であるので、スイッ
チング素子が動作を停止した後も、蓄積された充電電荷
によってドロッパ式安定化電源回路が動作してしまうこ
とになるのに対して、放電手段が前記充電電荷を放電す
ることによって、ドロッパ式安定化電源回路を速やかに
停止させることができる。したがって、外部からのＯＮ
／ＯＦＦ信号に高速に応答することができる。

【００２３】さらにまた、本発明の直流安定化電源装置
では、前記スイッチング式安定化電源回路は、チョッパ
方式のスイッチング電源回路であることを特徴とする。

【００２４】上記の構成によれば、整流回路を、スイッ
チング素子のＯＮ時に励磁エネルギを蓄積するコイル
と、スイッチング素子のＯＦＦ時に前記励磁エネルギの
放電経路を形成するダイオードとの簡単な構成で実現す
ることができる。

【００２５】また、本発明の直流安定化電源装置では、
前記スイッチング式安定化電源回路は、同期整流方式の
スイッチング電源回路であることを特徴とする。

【００２６】上記の構成によれば、前記チョッパ方式の
スイッチング電源回路に比べて、前記スイッチング素子
のＯＦＦ時に前記励磁エネルギの放電経路を形成するた
めに、前記ダイオードに代えて、高コストなＭＯＳＦＥ
Ｔが必要になるけれども、該ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時にお
ける電圧降下は小さく、高効率化を図ることができる。

【００２７】さらにまた、本発明の光メディア機器は、
前記請求項１〜６の何れかに記載の直流安定化電源装置
を用いることを特徴とする。

【００２８】上記の構成によれば、請求項１〜６に記載
の直流安定化電源装置は、高効率で、リップルが少な
く、かつ発熱が小さいことを利用し、当該直流安定化電
源装置を供給電源に用いて、光メディア機器を構成す
る。

【００２９】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１および図２に基づいて説明すれば、以下の通り
である。

【００３０】図１は、本発明の実施の第１の形態の直流
安定化電源装置１１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置１１は、前段側にスイッチ
ング式安定化電源回路１２、後段側にドロッパ式安定化
電源回路１３を備えた２段構成の直流安定化電源装置で
ある。電源１４は、前記コンピュータ内部のＤＣ１２Ｖ
電源である。

【００３１】前記スイッチング式安定化電源回路１２
は、電源ライン１５に介在されたスイッチング素子ＳＷ
１が前記電源１４からのＤＣ１２Ｖをスイッチングし、
そのスイッチング出力をダイオードＤ、コイルＬおよび
平滑コンデンサＣ１で整流して、後段側のドロッパ式安
定化電源回路１３の入力電圧として出力する。

【００３２】前記ドロッパ式安定化電源回路１３は、前
記平滑コンデンサＣ１の出力電圧が導出される電源ライ
ン１６に介在されたＰＮＰ型の出力トランジスタＱ１に
よって、ＤＣ５．５〜５．２Ｖ程度の入力電圧を降圧
し、平滑コンデンサＣ２で前記ＤＣ５Ｖの出力設定電圧
に安定化させて、前記ＲＦアンプやレーザーパワーコン
トローラ等の負荷１７へ供給する。前記平滑コンデンサ
Ｃ２からの出力電圧は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分
圧されて誤差増幅器Ａ１の非反転入力端に与えられてお
り、この誤差増幅器Ａ１は反転入力端に与えられる基準
電圧源Ｂ１からの基準電圧に対して、前記出力電圧の分
圧値が低くなる程、制御トランジスタＱ２へハイレベル
を出力し、前記出力トランジスタＱ１のベース電流を増
加させる。このようにして、前記ＤＣ５Ｖに安定化され
た定電圧出力を得るように構成されている。

【００３３】注目すべきは、本発明では、ドロッパ式安
定化電源回路１３において、前記出力トランジスタＱ１
のベース電流を検出する検出抵抗Ｒ３が設けられてお
り、この検出抵抗Ｒ３は、前記制御トランジスタのＱ２
エミッタ電流、したがって出力トランジスタＱ１のベー
ス電流に対応した電圧を、前記スイッチング式安定化電
源回路１２内の誤差増幅器Ａ２の反転入力端に与える。
この誤差増幅器Ａ２は、非反転入力端に与えられる基準
電圧源Ｂ２からの基準電圧に対して、前記ベース電流の
電圧変換値が低くなる程、ローレベルを出力する。この
誤差増幅器Ａ２からの出力電圧で、比較器Ａ３は発振回
路Ｅからの三角波をスライスし、前記スイッチング素子
ＳＷ１にスイッチングパルスとして与える。したがっ
て、前記出力トランジスタＱ１のベース電流の電圧変換
値が低くなる程、前記スイッチングパルスのパルス幅が
長く、すなわちデューティが高くなる。

【００３４】図２は、前記出力トランジスタＱ１への入
力電圧とベース電流との関係を示すグラフである。この
図２から明らかなように、負荷１７の抵抗値ＲＬに応じ
てベース電流値は異なるけれども、負荷１７の抵抗値Ｒ
Ｌが決定されてしまえば、入力電圧が出力設定電圧を得
ることができるレベル（＝出力設定電圧＋最小入出力間
電圧差、ＲＬ＝１０Ωとすると、点Ｋ１で示す前記入力
電圧が５．２Ｖ）以上であると、出力トランジスタＱ１
は飽和状態となり、該ベース電流値は一定となり、前記
レベル未満であると、不飽和状態となり、該ベース電流
値は大きくなる。

【００３５】したがって、前記検出抵抗Ｒ３の抵抗値お
よび／または基準電圧源Ｂ２の基準電圧を、負荷１７の
抵抗値ＲＬに応じて決定される一定のベース電流値に対
応した値に設定しておくと、前記誤差増幅器Ａ２および
比較器Ａ３がスイッチング素子ＳＷ１のデューティを制
御し、スイッチング式安定化電源回路１２の出力電圧を
制御することによって、前記ベース電流値が一定に維持
され、前記出力トランジスタＱ１は、出力電流が大きい
ときには大きな直流増幅率となり、小さいときには小さ
な直流増幅率となり、入出力間電圧差を出力電流に対応
した最小値とすることができる。

【００３６】このようにして、入力電圧を、前記ドロッ
パ式安定化電源回路３におけるＤＣ６Ｖ程度から、前記
ＤＣ５．５〜５．２Ｖ程度にまで低下させることがで
き、最大の効率で、発熱を最小にすることができる。

【００３７】本発明の実施の第２の形態について、前記
図２および図３に基づいて説明すれば、以下の通りであ
る。

【００３８】上述の直流安定化電源装置１１では、ドロ
ッパ式安定化電源回路１３の入力電圧が、前記図２にお
いて、Ｋ２点に停止してしまうことが考えられる。すな
わち、電源投入によって、ドロッパ式安定化電源回路１
３の入力電圧、すなわちスイッチング式安定化電源回路
１２の出力電圧が上昇を開始するとき、出力トランジス
タＱ１が飽和状態となる前記Ｋ１点でのベース電流値と
同一値に、前記Ｋ２点で到達すると、スイッチング式安
定化電源回路１２はそのＫ２点で出力電圧の上昇を停止
してしまう。この場合、出力トランジスタＱ１は不飽和
状態のままとなってしまう。

【００３９】出力トランジスタＱ１を前記飽和状態とす
るには、スイッチング式安定化電源回路１２は、電源投
入からベース電流値が設定値となっても、出力電圧をさ
らに上昇し、前記ベース電流を一旦充分に上昇させる必
要がある。このため、図３で示す直流安定化電源装置２
１では、スイッチング式安定化電源回路２２に、検出動
作制御回路２３を設けている。この検出動作制御回路２
３は、分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５と、ＰＮＰ型のバイパストラ
ンジスタＱ３とを備えて構成されている。

【００４０】前記分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧値を、該ス
イッチング式安定化電源回路２２の出力電圧が５Ｖ以上
となったときにバイパストランジスタＱ３をＯＦＦする
ように設定しておくと、前記電源投入から該スイッチン
グ式安定化電源回路２２の出力電圧が５Ｖ以上となるま
では、前記検出抵抗Ｒ３の端子間はバイパストランジス
タＱ３によって短絡されており、ベース電流の検出動作
は休止され、誤差増幅器Ａ２および比較器Ａ３はフルデ
ューティでスイッチング素子ＳＷ１を制御し、該スイッ
チング式安定化電源回路２２の出力電圧を前記５Ｖまで
速やかに立上げる。

【００４１】このように構成することによって、出力ト
ランジスタＱ１が確実に飽和状態で動作するように、一
旦入力電圧を上昇させることができ、動作不良を無くす
ことができる。

【００４２】本発明の実施の第３の形態について、図４
に基づいて説明すれば、以下の通りである。

【００４３】図４は、本発明の実施の第３の形態の直流
安定化電源装置３１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置３１は、上述の直流安定化
電源装置２１に類似し、対応する部分には、同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、こ
の直流安定化電源装置３１では、スイッチング式安定化
電源回路３２には、検出抵抗Ｒ６、過電流保護回路３４
およびＡＮＤゲートＧから成る過電流保護のための構成
が設けられるとともに、ドロッパ式安定化電源回路３３
内の出力トランジスタＱ１ａの電流容量が、前記過電流
保護回路３４による過電流検出点よりも大きく設定され
ていることである。

【００４４】検出抵抗Ｒ６は前記電源ライン１５に直列
に介在されており、該電源ライン１５を流れる電流を電
圧変換する。その変換結果は過電流保護回路３４に入力
されており、所定の過電流保護レベル以上となると該過
電流保護回路３４は、前記比較器Ａ３とスイッチング素
子ＳＷ１との間に介在されるＡＮＤゲートＧの一方の入
力をローレベルとし、前記スイッチングパルスを阻止す
る。

【００４５】このように構成することによって、スイッ
チング式安定化電源回路３２とドロッパ式安定化電源回
路３３との両方に過電流検出手段を設ける必要はなく、
出力トランジスタＱ１ａの電流容量を過電流保護回路３
４の過電流検出点よりも大きくするだけで、ドロッパ式
安定化電源回路３３から過電流検出手段を省略すること
ができる。

【００４６】本発明の実施の第４の形態について、図５
に基づいて説明すれば、以下の通りである。

【００４７】図５は、本発明の実施の第４の形態の直流
安定化電源装置４１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置４１は、上述の直流安定化
電源装置３１に類似し、対応する部分には、同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、こ
の直流安定化電源装置４１では、スイッチング式安定化
電源回路４２には、ＯＮ／ＯＦＦ回路４３および制御ト
ランジスタＱ４，Ｑ５が設けられており、電源１４をＯ
Ｎ／ＯＦＦすることなく、制御端子４４に外部から与え
られるＯＮ／ＯＦＦ信号に応答して、負荷１７への電力
供給をＯＮ／ＯＦＦ可能としていることである。

【００４８】制御トランジスタＱ４，Ｑ５は、スイッチ
ング素子ＳＷ１のベースおよび平滑コンデンサＣ１の出
力端と接地との間にそれぞれ介在されており、前記ＯＮ
／ＯＦＦ信号がＯＮ状態を表すときには、ＯＮ／ＯＦＦ
回路４３はこれらの制御トランジスタＱ４，Ｑ５をＯＦ
Ｆとし、通常通り負荷１７への電力供給を行うことがで
きる。これに対して、前記ＯＮ／ＯＦＦ信号がＯＦＦ状
態を表すときには、ＯＮ／ＯＦＦ回路４３はこれらの制
御トランジスタＱ４，Ｑ５をＯＮ駆動し、前記スイッチ
ングパルスをバイパスするとともに、平滑コンデンサＣ
１の充電電荷を放電する。

【００４９】このように構成することによって、スイッ
チング素子ＳＷ１が動作を停止した後も、スイッチング
による脈流を平滑化するために大容量である平滑コンデ
ンサＣ１に蓄積された充電電荷によってドロッパ式安定
化電源回路３３が動作してしまうことはなく、ドロッパ
式安定化電源回路３３を速やかに停止させることができ
る。したがって、外部からのＯＮ／ＯＦＦ信号に高速に
応答することができる。

【００５０】本発明の実施の第５の形態について、図６
に基づいて説明すれば、以下の通りである。

【００５１】図６は、本発明の実施の第５の形態の直流
安定化電源装置５１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置５１は、上述の直流安定化
電源装置４１に類似している。注目すべきは、上述の各
直流安定化電源装置１１，２１，３１，４１がスイッチ
ング式安定化電源回路１２，２２，３２，４２をチョッ
パ方式としているのに対して、この直流安定化電源装置
５１では、スイッチング式安定化電源回路５２を同期整
流方式としていることである。

【００５２】すなわち、整流回路が、スイッチング素子
ＳＷ１のＯＮ時に励磁エネルギを蓄積するコイルＬと、
スイッチング素子ＳＷ１のＯＦＦ時に前記励磁エネルギ
の放電経路を形成するダイオードＤとの簡単な構成で実
現される前記チョッパ方式に対して、前記ダイオードＤ
に代えて、ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴＳＷ１２を使用して
いる。また、バイポーラトランジスタから成るスイッチ
ング素子ＳＷ１に代えて、ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴＳＷ
１１を使用している。

【００５３】このように構成することによって、高コス
トなＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴＳＷ１１，１２が必要にな
るけれども、該ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴＳＷ１１，１２
のＯＮ時における電圧降下は小さく、高効率化を図るこ
とができる。

【００５４】以上の各直流安定化電源装置１１，２１，
３１，４１，５１は、高効率で、リップルが少なく、か
つ発熱が小さいので、特に書き込みを行うことができる
コンパクトディスクやデジタルビデオディスクの記録再
生装置などの光メディア機器の電源回路に好適である。
そこで、図７に前記光メディア機器の一例として、パー
ソナルコンピュータに搭載されるＣＤ−ＲＯＭ装置６１
のブロック図を示し、図８に、その電源回路のブロック
図を示す。

【００５５】ディスク６２は、各種のドライバ６３によ
って駆動され、記録内容が読出される。読出しにあたっ
ては、ＲＦアンプおよびレーザーパワーコントローラ６
４のゲインが制御される。読出された信号は、デジタル
サーボプロッセッサ６５を介してデコーダ６６に与えら
れ、メモリ６７を用いて復号化される。また、前記デジ
タルサーボプロッセッサ６５は、前記読出された信号お
よびシステムマイコン６８からの制御出力に基づいて、
前記ドライバ６３を駆動制御する。

【００５６】前述のように、パーソナルコンピュータの
電源系統は、ＤＣ１２ＶとＤＣ５Ｖとの２系統であり、
図８で示すように、ＤＣ１２Ｖの電源は、そのまま前記
ドライバ６３の電源になるとともに、上記本発明の直流
安定化電源装置１１，２１，３１，４１，５１を介し
て、前記ＲＦアンプおよびレーザーパワーコントローラ
６４の電源になる。

【００５７】一方、ＤＣ５Ｖの電源は、そのまま前記デ
コーダ６６、メモリ６７およびシステムマイコン６８の
電源になるとともに、ドロッパ式安定化電源回路６９を
介して、前記デジタルサーボプロッセッサ６５の電源に
なる。

【００５８】

【発明の効果】本発明の直流安定化電源装置は、以上の
ように、前段側にスイッチング方式の安定化電源回路、
後段側にドロッパ方式の安定化電源回路を備えた直流安
定化電源装置において、前記ドロッパ式安定化電源回路
の出力トランジスタのベース電流を検出し、その検出結
果に応答してスイッチング式安定化電源回路のスイッチ
ングトランジスタのスイッチングパルス幅を制御し、前
記出力トランジスタにおける入出力間電圧差を、所望と
する出力電流に対応した最小値となるようにスイッチン
グ式安定化電源回路の出力電圧を設定する。

【００５９】それゆえ、負荷状態に拘わらず、出力トラ
ンジスタにおける入出力間電圧差を出力電流に対応した
最小値として、最大の効率、最小の発熱を得ることがで
きる。

【００６０】また、本発明の直流安定化電源装置は、以
上のように、前記スイッチング式安定化電源回路には、
前記ドロッパ式安定化電源回路の入力電圧が予め定める
値になって出力トランジスタが飽和状態となるまでは、
前記ベース電流検出手段の動作を休止させる検出動作制
御手段をさらに備える。

【００６１】それゆえ、出力トランジスタを確実に飽和
状態で動作させることができ、動作不良を無くすことが
できる。

【００６２】さらにまた、本発明の直流安定化電源装置
は、以上のように、前記スイッチング式安定化電源回路
が過電流検出手段を備え、前記ドロッパ式安定化電源回
路の出力トランジスタの電流容量を、前記過電流検出手
段による過電流検出点よりも大きく設定する。

【００６３】それゆえ、スイッチング式安定化電源回路
とドロッパ式安定化電源回路との両方に過電流検出手段
を設ける必要はなくなり、ドロッパ式安定化電源回路か
ら過電流検出手段を省略することができる。

【００６４】また、本発明の直流安定化電源装置は、以
上のように、前記スイッチング式安定化電源回路の動作
停止時に、放電手段によって平滑コンデンサを放電し、
該平滑コンデンサに蓄積された充電電荷によるドロッパ
式安定化電源回路の動作を抑え、該ドロッパ式安定化電
源回路を速やかに停止させる。

【００６５】それゆえ、外部からのＯＮ／ＯＦＦ信号に
高速に応答することができる。

【００６６】さらにまた、本発明の直流安定化電源装置
は、以上のように、前記スイッチング式安定化電源回路
をチョッパ方式のスイッチング電源回路とする。

【００６７】それゆえ、整流回路を、スイッチング素子
のＯＮ時に励磁エネルギを蓄積するコイルと、スイッチ
ング素子のＯＦＦ時に前記励磁エネルギの放電経路を形
成するダイオードとの簡単な構成で実現することができ
る。

【００６８】また、本発明の直流安定化電源装置は、以
上のように、前記スイッチング式安定化電源回路を同期
整流方式のスイッチング電源回路とする。

【００６９】それゆえ、前記チョッパ方式のスイッチン
グ電源回路に比べて、前記スイッチング素子のＯＦＦ時
に前記励磁エネルギの放電経路を形成するために、前記
ダイオードに代えて、高コストなＭＯＳＦＥＴが必要に
なるけれども、該ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時における電圧降
下は小さく、高効率化を図ることができる。

【００７０】さらにまた、本発明の光メディア機器は、
以上のように、前記請求項１〜６の何れかに記載の直流
安定化電源装置を用いる。

【００７１】それゆえ、該光メディア機器の電源を、高
効率で、リップルが少なく、かつ発熱が小さいものとす
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態の直流安定化電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図２】前記直流安定化電源装置のドロッパ式安定化電
源回路における出力トランジスタへの入力電圧とベース
電流との関係を示すグラフである。

【図３】本発明の実施の第２の形態の直流安定化電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の実施の第３の形態の直流安定化電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施の第４の形態の直流安定化電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図６】本発明の実施の第５の形態の直流安定化電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図７】本発明の直流安定化電源装置が適用される光メ
ディア機器の一例のＣＤ−ＲＯＭ装置のブロック図であ
る。

【図８】前記ＣＤ−ＲＯＭ装置の電源回路のブロック図
である。

【図９】従来技術の直流安定化電源装置の電気的構成を
示すブロック図である。

【図１０】一般的なドロッパ式安定化電源回路における
最小入出力間電圧差と出力電流との特性を示すグラフで
ある。

【符号の説明】

１１，２１，３１，４１，５１ 直流安定化電源装置 １２，２２，３２，４２，５２ スイッチング式安定
化電源回路 １３，３３ ドロッパ式安定化電源回路 １４ 電源 １５，１６ 電源ライン １７ 負荷 ２３ 検出動作制御回路（検出動作制御手段） ３４ 過電流保護回路（過電流検出手段） ４３ ＯＮ／ＯＦＦ回路 ４４ 制御端子 ６１ ＣＤ−ＲＯＭ装置（光メディア機器） Ａ１ 誤差増幅器 Ａ２ 誤差増幅器（出力電圧設定手段） Ａ３ 比較器（出力電圧設定手段） Ｂ１ 基準電圧源 Ｂ２ 基準電圧源（出力電圧設定手段） Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｄ ダイオード Ｅ 発振回路（出力電圧設定手段） Ｇ ＡＮＤゲート（過電流検出手段） Ｌ コイル Ｑ１，Ｑ１ａ 出力トランジスタ Ｑ２ 制御トランジスタ Ｑ３ バイパストランジスタ Ｑ４ 制御トランジスタ Ｑ５ 制御トランジスタ（放電手段） Ｒ１，Ｒ２；Ｒ４，Ｒ５ 分圧抵抗 Ｒ３ 検出抵抗（ベース電流検出手段） Ｒ６ 検出抵抗（過電流検出手段） ＳＷ１ スイッチング素子 ＳＷ１１，ＳＷ１２ ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H420 BB02 BB12 CC02 DD02 EA10 EA12 EA49 EB01 EB04 EB18 EB37 FF03 FF04 FF23 FF24 FF25 HJ03 HJ09 KK01 KK04 LL05 5H430 BB01 BB09 BB11 EE02 EE06 EE08 EE17 FF02 FF07 FF11 FF12 FF13 GG01 HH03 JJ07 KK03 KK13 KK16 LA07 LA26 LB02 5H730 AA14 AS01 BB13 BB57 BB81 DD02 DD04 EE14 EE43 EE59 FD01 FD51 FF02 FG05 XC13 XC20 XX03 XX15 XX22 XX35 XX43

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】前段側にスイッチング方式の安定化電源回
   路、後段側にドロッパ方式の安定化電源回路を備えた直
   流安定化電源装置において、 前記ドロッパ式安定化電源回路には、その出力トランジ
   スタのベース電流を検出するベース電流検出手段を設
   け、 前記スイッチング式安定化電源回路には、前記ベース電
   流検出手段の検出結果に応答してスイッチングトランジ
   スタのスイッチングパルス幅を制御し、該スイッチング
   式安定化電源回路の出力電圧と前記ドロッパ式安定化電
   源回路の定格出力電圧との差である前記出力トランジス
   タにおける入出力間電圧差が、所望とする出力電流に対
   応した最小値となるように、該スイッチング式安定化電
   源回路の出力電圧を設定する出力電圧設定手段を設ける
   ことを特徴とする直流安定化電源装置。
2. 【請求項２】前記スイッチング式安定化電源回路には、
   前記ドロッパ式安定化電源回路の入力電圧が予め定める
   値になるまでは、前記ベース電流検出手段の動作を休止
   させる検出動作制御手段をさらに備えることを特徴とす
   る請求項１記載の直流安定化電源装置。
3. 【請求項３】前記スイッチング式安定化電源回路は、過
   電流検出手段を備え、 前記ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタの電
   流容量を、前記過電流検出手段による過電流検出点より
   も大きく設定することを特徴とする請求項１または２記
   載の直流安定化電源装置。
4. 【請求項４】前記スイッチング式安定化電源回路は、そ
   の動作停止時に、平滑コンデンサを放電する放電手段を
   さらに備えることを特徴とする請求項１〜３の何れかに
   記載の直流安定化電源装置。
5. 【請求項５】前記スイッチング式安定化電源回路は、チ
   ョッパ方式のスイッチング電源回路であることを特徴と
   する請求項１〜４の何れかに記載の直流安定化電源装
   置。
6. 【請求項６】前記スイッチング式安定化電源回路は、同
   期整流方式のスイッチング電源回路であることを特徴と
   する請求項１〜４の何れかに記載の直流安定化電源装
   置。
7. 【請求項７】前記請求項１〜６の何れかに記載の直流安
   定化電源装置を用いることを特徴とする光メディア機
   器。