JP3040040B2 - 直流安定化電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、直流安定化電源回路
に関し、詳しくは、入力電圧および出力電流の変動が激
しい環境下で用いられても、優れた効率および応答性を
発揮し得る直流安定化電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の直流安定化電源回路は、一般的
に、直列型定電圧回路を用いた直流安定化電源回路とス
イッチングレギュレータを用いた直流安定化電源回路と
に大別される。図３に、直列型定電圧回路を用いた直流
安定化電源回路の例を示す。ここで、１は定電圧回路の
入力電力を発生する整流回路である。これは、ＡＣ１０
０ＶをトランスＴ１で降圧し、その後ダイオードスタッ
クＳ１で整流し、さらにコンデンサＣ１で一応平滑する
ことにより、未だ安定化されていない直流電圧Ｖｉの入
力電力を発生する。

【０００３】２は、直列型定電圧回路を内蔵したいわゆ
る三端子レギュレータである。これは、トランジスタＱ
１のコレクタ−エミッタが直流電圧Ｖｉの入力電力のラ
インに直列に接続され、直流電圧ＶｉをトランジスタＱ
１で降圧して安定化することにより、所定の目標値にな
るように制御された直流電圧Ｖｏの電力を生成する。そ
して、この電力が出力電力として負荷ＲL 等に出力され
る。かかる直列型定電圧回路のタイプの直流安定化電源
回路は、回路の構成が容易なことや負荷電流の変動に対
する応答性が良い等の長所があり、アナログ回路等に多
用されている。

【０００４】図４には、スイッチングレギュレータを用
いた直流安定化電源回路の例を示す。ここで、３は直流
電圧Ｖｉの入力電力からスイッチング電圧Ｖｓの電力を
生成するスイッチング回路である。これは、スイッチン
グトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタが直流電圧Ｖ
ｉの入力電力ラインに直列に接続され、入力電力をトラ
ンジスタＱ２でスイッチングすることにより入力電力の
スイッチングされたスイッチング電圧Ｖｓの電力を生成
する。

【０００５】４は、スイッチング電圧Ｖｓの電力の出力
ラインに直列に接続されたフィルタであり、コイルＬ１
と大容量コンデンサＣ３とからなる。これは、スイッチ
ング電圧Ｖｓの電力を平滑して、安定化された直流電力
を生成する。なお、上述したトランジスタＱ２のスイッ
チングがこの直流電力の電圧と所定の目標電圧値との比
較結果に応じて行われて、この直流電力の電圧は所定の
目標値になるように制御される。そして、この直流電力
が出力電圧Ｖｏの出力電力として負荷ＲL 等に出力され
る。かかるスイッチングレギュレータのタイプの直流安
定化電源回路は、電力損失が小さい等の長所があり、デ
ジタル回路等を中心に広く用いられている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このように従来の直流
安定化電源回路では、直列型定電圧回路のタイプとスイ
ッチングレギュレータのタイプとが、それぞれ異なる長
所を有する。もっとも、一方の長所は相対的に他方の短
所でもある。このため、これらは、適用分野の特性に応
じて使い分けられている。具体的に、直流安定化電源回
路から負荷側へ出力される出力電流の変動が激しい分野
では、大きな負荷電流変動に対する応答性が良いことか
ら、直列型定電圧回路のタイプのものが用いられる。ス
イッチングレギュレータのタイプのものは、フィルタ部
に大容量コンデンサ等を要することから大変動に対する
応答性が劣っており、この分野では採用し難い。

【０００７】ただし、直列型定電圧回路のタイプのもの
は、電力損失が大きくて効率が良くない。これは、入力
電圧を出力電圧に降圧するに際し、入力側から受けるエ
ネルギーと出力側に出力するエネルギーとの差を降圧用
のトランジスタで熱として取り去るという本質的なメカ
ニズムに起因する。このため、このタイプを採用する限
り、降圧用のトランジスタにおける或る程度の電力損失
やこれに因る発熱は、覚悟しなければならない。

【０００８】ところで、近年のアジア地域の発展には目
覚ましいものがあり、我が国からこの地域の諸国へ向け
ての製品輸出も拡大の一途を辿っている。かかる製品の
中には、上述の直列型定電圧回路のタイプの直流安定化
電源回路を具備するものも多い。しかし、電源事情は各
国ごとに相違する。例えば、我が国ではＡＣ１００Ｖは
９０Ｖ〜１１０Ｖが許容されるが、アジアの或る国では
ＡＣ１００Ｖは９０Ｖ〜１３０Ｖが許容される。このよ
うな場合、ＡＣ１００Ｖを整流して得られる電圧も大き
く変動する。

【０００９】このように直列型定電圧回路に入力される
入力電圧の変動が大きいと、一定の目標値に制御される
出力電圧との差も大きく変動し、損失電力も大きく変動
する。このため、電力損失の最も大きい最悪条件を想定
して回路定数や降圧制御用トランジスタの放熱フィン等
に大きなものを採用しなければならない。これでは、大
きな発熱による信頼性の低下、大きな部品の採用による
装置の大型化やコストアップ等を招き、不都合である。
また、さほど電源事情が悪くない場合でも、電力損失は
少ない方が好ましい。この発明の目的は、このような従
来技術の問題点を解決するものであって、入力電圧およ
び出力電流の変動が激しい場合であっても、出力電流に
対する応答性に優れ、しかも入力電圧に拘らず効率の良
い構成の直流安定化電源回路を実現することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明の直流安定化電源回路の構成は、交流を整流
等して得られた直流の入力電力を安定化して直流の出力
電力を生成し、これを負荷等へ出力する直流安定化電源
回路において、前記入力電力と第１の被検出電圧と第２
の被検出電圧とを受け、前記入力電力の受給ラインを前
記第１の被検出電圧と前記第２の被検出電圧との差に応
じてスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッ
チング回路によりスイッチングされた前記受給ラインの
出力側ラインに直列に接続され、前記出力側ラインを介
して受ける電力を平滑して第１の直流電力を出力するコ
イルを有するフィルタ回路と、前記コイルからの前記第
１の直流電力を受け、これのラインに直列に挿入接続さ
れたコレクタ−エミッタを有するトランジスタで、前記
第１の直流電力の電圧を降圧して安定化することによ
り、電圧が所定の目標電圧値に追従する第２の直流電力
を生成し、この第２の直流電力を前記出力電力として出
力する直列型定電圧回路と、を備え、前記スイッチング
回路が前記第１の直流電力の電圧を前記第１の被検出電
圧として検出し前記第２の直流電力の電圧を前記第２の
被検出電圧として検出することにより、前記直列型定電
圧回路の前記トランジスタでの降圧電圧がベース−エミ
ッタ間順方向降下電圧に相当する一定電圧にほぼ保たれ
るものである。

【００１１】

【作用】このような構成の本発明の直流安定化電源回路
にあっては、スイッチング回路とフィルタ回路と直列型
定電圧回路とを順に介して、非安定化入力電力から安定
化出力電力が生成される。このスイッチング回路はスイ
ッチングによりスイッチングされた電力を生成するの
で、ここでの電力損失は僅かなものである。また、フィ
ルタ回路のコイルは本来リアクタンス素子であるから、
ここでの電力損失も寄生の内部抵抗に起因する僅かなも
のだけである。一方、直列型定電圧回路では、トランジ
スタのコレクタ−エミッタ間での電圧降下に応じて電力
損失が発生する。

【００１２】ただし、入力電力の電圧である入力電圧が
幾ら大きくても、このトランジスタでの降下電圧はスイ
ッチング回路によって一定電圧にほぼ保たれる。しか
も、この一定電圧は、ベース−エミッタ間順方向降下電
圧に相当することから、通常は、入力電圧と出力電圧
（出力電力の電圧）との差電圧よりも遥かに小さい。し
たがって、入力電圧から出力電圧が生成されるまでの電
力損失は、入力電圧が変動しても入力電圧の値に影響さ
れることがなく、常に僅かなものである。

【００１３】ところで、直列型定電圧回路は、本来応答
性に優れるので、出力電流の大きな変動にも追従可能で
ある。また、スイッチング電圧を平滑するフィルタ回路
は、直列型定電圧回路が後置されるので、高い平滑能力
は必要とされない。このことから、フィルタ回路のコイ
ルは応答性を失わない程度の小さなインダクタンスのコ
イルで十分であり、しかもこのコイルに大容量コンデン
サを組み合わせる必要もない。さらに、スイッチング回
路は、これ自体では、本来高速動作可能なものである。
これにより、スイッチングレギュレータでは必要とされ
るフィルタの如き大形であって応答性に劣る構成要素
を、この発明では用いる必要がない。したがって、負荷
等へ出力される出力電流に対する応答性が良く、出力電
流が大きく変動しても、この変動に直ちに応じて十分な
値の出力電流の電力を負荷等に供給することができる。

【００１４】

【実施例】図１に、この発明の直流安定化電源回路の一
実施例を示す。これは、定常状態で５Ｖ１Ａの出力能力
を発揮する。ここで、１は直流電圧Ｖｉの入力電力を発
生する整流回路、２は直列型定電圧回路としての三端子
レギュレータ、Ｃ２はリップル除去コンデンサ、ＲL は
負荷である。これらは従来例におけるものと同様の構成
なので、図３と同一符号以て示し、一部図示を省略す
る。なお、負荷ＲL の必要とする出力電流は、通常１Ａ
であるが、ときどき瞬間的に２Ａ程度が必要とされる。
このため、大電流に対する応答に数十ｍｓを要するスイ
ッチングレギュレータは不適当である。

【００１５】また、３０はＰＷＭ方式のスイッチング回
路、４０は１００μＨのコイルＬ２からなるフィルタ回
路である。整流回路１からの直流電圧Ｖｉの入力電力の
ラインから負荷ＲL に出力される直流電圧Ｖｏの出力電
力のラインに至るライン間には、スイッチング回路３
０，フィルタ回路４０，三端子レギュレータ２がこの順
に接続され、これらを経由して直流電圧Ｖｉの入力電力
から直流電圧Ｖｏの出力電力が生成される。以下、これ
らの構成とその作用効果を詳述する。

【００１６】整流回路１は、ＡＣ１００Ｖをトランスで
降圧し、その後ダイオードスタックＳ１で整流し、さら
にコンデンサＣ１で一応平滑することにより、未だ安定
化されていない直流電圧Ｖｉの入力電力を発生する。出
力電力の直流電圧Ｖｏの目標値が５Ｖであり、これに途
中の回路（３０，４０，２）での電圧降下やトランス等
のばらつきを考慮すると、設計上の入力電力の直流電圧
Ｖｉは１０Ｖ程度に定められる。そして、ＡＣ１００Ｖ
が９０Ｖ〜１３０Ｖの範囲で変動することに加えてトラ
ンス等のばらつきをも考慮すると、入力電力の直流電圧
Ｖｉは、実際には８〜１５Ｖで変動する。このため、も
しも入力電力の直流電圧Ｖｉの最大値の１５Ｖから出力
電力の直流電圧Ｖｏの５Ｖに三端子レギュレータ２だけ
で降圧すると、負荷ＲL で消費されるエネルギーの約２
倍の電力を損失することになる。また、このエネルギー
を放熱する放熱フィンは、大きなものが必要である。

【００１７】スイッチング回路３０は、整流回路１から
の直流電圧Ｖｉの入力電力を受け、これをスイッチング
トランジスタＱ２でスイッチングすることにより、電圧
Ｖｄのスイッチング電力（スイッチングされた電力）を
生成し、これをフィルタ回路４０へ出力するものであ
る。このスイッチングは第１の被検出電圧と第２の被検
出電圧との差電圧に応じて行われる。具体的には、フィ
ルタ回路４０の出力電圧Ｖｐ、言い換えれば三端子レギ
ュレータ２のトランジスタＱ１の入力である第１の直流
出力の電圧Ｖｐを第１の被検出電圧として検出し、三端
子レギュレータ２のトランジスタＱ１の出力である第２
の直流出力の電圧Ｖｏを第２の被検出電圧として検出す
る。

【００１８】そして、スイッチング回路３０のトランジ
スタＱ３は、電圧Ｖｏよりも基準電圧Ｖref2だけ高い電
圧をベースが受け、エミッタが電圧Ｖｐを受ける。これ
により、トランジスタＱ３は差電圧検出回路として働
く。そして、基準電圧Ｖref2がベース−エミッタ間順方
向降下電圧の２倍に相当する１．４Ｖであることから、
トランジスタＱ３は、差電圧（Ｖｐ−Ｖｏ）がベース−
エミッタ間順方向降下電圧に相当する０．７Ｖより大き
いか否かに対応してスイッチングする。

【００１９】トランジスタＱ３がオンのときには、これ
に応じてトランジスタＱ４もオンし抵抗Ｒ３２，Ｒ３３
によって入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｉ
−Ｖｏ）が分圧されてアンプ３１の正転入力とされる。
また、トランジスタＱ３がオフのときには、トランジス
タＱ４もオフし、アンプ３１の正転入力が最大となる。
一方、アンプ３１の反転入力には、電圧Ｖｏよりも基準
電圧Ｖref2だけ高い電圧が入力される。これにより、ア
ンプ３１からは、差電圧（Ｖｐ−Ｖｏ）および差電圧
（Ｖｉ−Ｖｏ）に応じた値の信号が生成され、この出力
信号は、コンパレータ３２の反転入力とされる。

【００２０】一方、コンパレータ３２の正転入力には、
電圧Ｖｏよりも基準電圧Ｖref2だけ高い電圧に対して三
角波発生回路３３からの三角波の重畳した信号が、入力
される。この三角波の重畳した信号と上述の差電圧（Ｖ
ｐ−Ｖｏ）および差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）に応じた値の信
号とがコンパレータ３２によって比較され、この比較結
果に従ってスイッチングトランジスタＱ２がスイッチン
グする。これにより、三角波の発振周波数でトランジス
タＱ２のスイッチングが行われ、しかも、そのオンの時
間幅が、第１の被検出電圧（Ｖｐ）と第２の被検出電圧
（Ｖｏ）との差電圧に応じて変化する。いわゆるＰＷＭ
方式のスイッチングが行われる。こうしてスイッチング
回路３０で電圧Ｖｄのスイッチング電力が生成される。

【００２１】なお、三角波発生回路３３は、調整が容易
な１００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚの範囲内の何れかの周波
数で発振するように調整されるが、このとき、負荷ＲL
に共振等の不都合を及ぼさない周波数が選択される。こ
のように、三角波を発生してＰＷＭ方式としたことによ
り、負荷ＲL にとって不都合な周波数を容易に避けるこ
とができ、この発明の直流安定化電源回路の適用可能分
野が一層広いものとなる。

【００２２】フィルタ回路４０は、１００μＨのコイル
Ｌ２からなり、通常スイッチングレギュレータで使用さ
れる大容量のローパス用電解コンデンサ（図４における
１０００μＦのコンデンサＣ３参照）は無い。よって、
このフィルタ回路４０は、電圧Ｖｄのスイッチング電力
に含まれる成分のうち、かなり高周波の成分までもパス
させる。これにより、例えば１Ａであった出力電流が突
然２Ａ必要になったときでも、数μｓで応答し、直流電
圧Ｖｐを必要なレベルに保持することができる。もっと
も、この段階では、平滑化が未だ不十分なため、直流電
圧Ｖｐは最終的なものではない。

【００２３】三端子レギュレータ２は、フィルタ回路４
０に対して後置され、制御部としてのトランジスタＱ１
で第１の直流電力の電圧Ｖｐを電圧降下させることによ
り、直流電圧Ｖｏの第２の直流電力を生成する。具体的
には、直流電圧Ｖｏの制御目標値は５Ｖであるが、これ
は検出部としての抵抗Ｒ１，Ｒ２によって検出され、さ
らにこれと基準電圧Ｖref1との差が誤差増幅部としての
アンプ２ａによって増幅される。そして、この増幅信号
に応じて上述の差が無くなるようにトランジスタＱ１が
働くことにより、直流電圧Ｖｏが制御目標値の５Ｖに制
御される。

【００２４】これにより、フィルタ回路４０では平滑化
が未だ不十分であった電圧Ｖｐの第１の直流電力が、十
分に安定化され、最終的な電圧Ｖｏの第２の直流電力が
出力電力として生成される。しかも、既述の如くスイッ
チング回路３０の働きにより直流電圧Ｖｐは直流電圧Ｖ
ｏよりも０．７Ｖ高い値にほぼ保たれる。そこで、トラ
ンジスタＱ１は飽和するかしないかの境の状態に保たれ
る。よって、トランジスタＱ１は高速で動作することが
できる。しかも、ここでの電力損失は、０．７Ｖの降下
電圧に対応して、負荷ＲL での消費電力の数分の１で済
む。なお、スイッチング回路３０とコイル４０では、ほ
とんど電力損失が発生しないから、この小さな値が、直
流安定化電源回路全体での損失値にほぼ対応する。

【００２５】かかる構成の直流安定化電源回路の動作
を、図２の電圧波形図を参照しながら具体的に説明す
る。この波形図の左半分は入力電圧Ｖｉが８Ｖのときの
波形例であり、その右半分は入力電圧Ｖｉが１５Ｖのと
きの波形例である。入力電圧Ｖｉ，スイッチング電力の
電圧Ｖｄ，第１の直流電力の電圧Ｖｐ，出力電圧Ｖｏの
波形例に、それぞれ対応する同一符号を付して示す。な
お、電圧Ｖｄは、他との判別容易性を考慮して、破線で
示す。

【００２６】入力電圧Ｖｉが８Ｖのとき、出力電圧Ｖｏ
は三端子レギュレータ２により目標値５Ｖに制御され、
直流の電圧Ｖｐはスイッチング回路３０によりそれより
少し高い５．７Ｖにほぼ保たれる。このために、電圧Ｖ
ｄはほぼ０Ｖと８Ｖ弱との間でスイッチングにより変化
させられる。その周期は三角波の周期と同一である。た
だし、そのパルス幅については、約２．３Ｖの小さな差
電圧（Ｖｄ−Ｖｐ）でコイルＬ２に約１Ａの電流を流す
ために、三角波との比較対象源としての電圧Ｖｐが緩や
かに変化することに対応して、８Ｖ弱のときの幅が相対
的に広い（ｔ８）。

【００２７】一方、入力電圧Ｖｉが１５Ｖのとき、出力
電圧Ｖｏは三端子レギュレータ２により目標値５Ｖに制
御され、直流の電圧Ｖｐはスイッチング回路３０により
それより少し高い５．７Ｖにほぼ保たれる。このため
に、電圧Ｖｄはほぼ０Ｖと１５Ｖ弱との間でスイッチン
グさせられる。その周期は三角波の周期と同一である。
ただし、そのパルス幅については、約９．３Ｖの大きな
差電圧（Ｖｄ−Ｖｐ）でコイルＬ２に約１Ａの電流を流
すために、三角波との比較対象源としての直流電圧Ｖｐ
が速やかに変化することに対応して、１５Ｖ弱のときの
幅が相対的に狭い（ｔ１５）。

【００２８】なお、図では、電圧Ｖｐを折れ線で表示し
ているが、これは上述の動作状態を明示すべく誇張して
表示したものであり、通常倍率下のオシロスコープ観察
等では、直流の電圧Ｖｐは水平な直線として観察される
程、その変動は僅かなものである。このように、入力電
圧Ｖｉが８Ｖ〜１５Ｖの範囲で変動しても、電力損失の
主たる発生源である三端子レギュレータ２における降圧
電圧（Ｖｐ−Ｖｄ）が、常時約０．７Ｖに保たれて、電
力損失が小さな一定レベルに抑えられる。

【００２９】なお、この発明の直流安定化電源回路の構
成は、三端子レギュレータを用いた従来の直列型定電圧
回路タイプに対して、入力電圧Ｖｉを供給する整流回路
１と三端子レギュレータ２との間に、スイッチング回路
３０とフィルタ回路４０とを挿入接続して付加したもの
としても認識できる。このことは、従来の直列型定電圧
回路タイプの直流安定化電源回路を採用している装置に
対して、スイッチング回路とフィルタ回路とを付加する
だけで、電力損失の低減を図ることができることを意味
する。しかも、直列型定電圧回路が後置されていること
により負荷との整合性は維持されることから、スイッチ
ングレギュレータの採用時の如き負荷特性との整合性の
問題がなくて、スイッチング回路とフィルタ回路とを局
部的に単に付加するだけで容易に高効率化が実現でき
る。

【００３０】

【発明の効果】以上の説明から理解できるように、この
発明にあっては、入力電力のスイッチングされたスイッ
チング電力を生成するスイッチング回路と、スイッチン
グ電力を平滑して第１の直流電力を出力するコイルを有
するフィルタ回路と、第１の直流電力の電圧を降圧して
安定化することにより電圧が所定の目標電圧値に追従す
る第２の直流電力を生成しこの第２の直流電力を出力電
力として出力する直列型定電圧回路と、を備え、直列型
定電圧回路のトランジスタでの降圧電圧が、スイッチン
グ回路により、ベース−エミッタ間順方向降下電圧に相
当する一定電圧にほぼ保たれる。

【００３１】これにより、入力電圧および出力電流の変
動が激しい場合であっても、出力電流に対する応答性に
優れ、しかも入力電圧に拘らず効率が良い。その結果、
優れた応答性を維持しつつ、信頼性を確保し、小形化や
コストダウンをも図ることができる。さらには、既存の
装置の高効率化も容易である。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明の直流安定化電源回路の一実
施例を示す。

【図２】図２は、その回路内の電圧波形を示す。

【図３】図３は、従来の直列型定電圧回路タイプの直流
安定化電源回路である。

【図４】図４は、従来のスイッチングレギュレータタイ
プの直流安定化電源回路である。

【符号の説明】

１ 整流回路 ２ 三端子レギュレータ ３ スイッチング回路 ４ フィルタ ３０ スイッチング回路 ４０ フィルタ回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流を整流等して得られた直流の入力電力
   を安定化して直流の出力電力を生成しこれを負荷等へ出
   力する直流安定化電源回路において、 前記入力電力と第１の被検出電圧と第２の被検出電圧と
   を受け前記入力電力の受給ラインを前記第１の被検出電
   圧と前記第２の被検出電圧との差に応じてスイッチング
   するスイッチング回路と、前記スイッチング回路により
   スイッチングされた前記受給ラインの出力側ラインに直
   列に接続され前記出力側ラインを介して受ける電力を平
   滑して第１の直流電力を出力するコイルを有するフィル
   タ回路と、前記コイルからの前記第１の直流電力を受け
   これのラインに直列に挿入接続されたコレクタ−エミッ
   タを有するトランジスタで前記第１の直流電力の電圧を
   降圧して安定化することにより電圧が所定の目標電圧値
   に追従する第２の直流電力を生成しこの第２の直流電力
   を前記出力電力として出力する直列型定電圧回路と、を
   備え、 前記スイッチング回路が前記第１の直流電力の電圧を前
   記第１の被検出電圧として検出し前記第２の直流電力の
   電圧を前記第２の被検出電圧として検出することによ
   り、前記直列型定電圧回路の前記トランジスタでの降圧
   電圧がベース−エミッタ間順方向降下電圧に相当する一
   定電圧にほぼ保たれることを特徴とする直流安定化電源
   回路。