JP2001025238A - 直流安定化電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング素子ＳＷおよびコイルＬが出力
ライン３２に直列に設けられ、前記スイッチング素子Ｓ
Ｗをスイッチングさせることによって、ＯＮ時には電源
Ｂ１からの電流が負荷ＲＬに供給されるとともに前記コ
イルＬにエネルギが蓄積され、ＯＦＦ時にはその蓄積さ
れたエネルギがキャッチダイオードＤ１によって形成さ
れる電流経路で前記負荷ＲＬに供給され、前記スイッチ
ングのデューティを調整することによって、直流入力電
圧Ｖｉｎを所望直流出力電圧Ｖｏに変換して出力するよ
うにした直流安定化電源装置２１において、前記出力ラ
イン３２から過電流検出用の直列抵抗を削除し、低損失
化を図る。 【解決手段】 前記キャッチダイオードＤ１の順方向電
圧が通過電流に対応して大きくなることを利用して、過
電流検出回路３０内の過電流検出コンパレータ３１は、
過電流判定を行う。こうして、前記直列抵抗を削除す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、降圧型のレギュレ
ータとして好適に実施され、スイッチング素子、コイル
および平滑コンデンサを備え、スイッチングのデューテ
ィを調整することによって、直流入力電圧を所望直流出
力電圧に変換して出力するようにした高効率動作が可能
な直流安定化電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、直流安定化電源装置には、電
圧を安定化させるべくレギュレータ回路が用いられてい
るが、入力電圧より低い出力電圧を必要とする場合に用
いる前記降圧型のレギュレータとして、トランジスタを
一種の可変抵抗として用いることにより電圧を降下させ
るドロッパ型レギュレータと、スイッチング素子、コイ
ルおよび平滑コンデンサを備え、スイッチング素子のＯ
Ｎ／ＯＦＦデューティ比を調整することによって、所望
出力電圧に安定に保持するスイッチング型レギュレータ
とが用いられている。

【０００３】前記のドロッパ型レギュレータは、設計が
容易であり、ノイズが小さいので、用途が限定されにく
いという利点を有しているものの、電圧をドロップさせ
て出力電圧を安定化させているので、ドロップ分が熱と
して放出されてしまい、特に入出力間電圧差が大きいと
きには効率が悪いという問題がある。一方、後記のスイ
ッチング型レギュレータは、スイッチング素子のＯＮ／
ＯＦＦデューティ比によって出力電圧が決定されるの
で、入出力間の電圧差が大きい用途で効率が良く、その
ような用途で広く用いられている。

【０００４】図１２は、そのようなスイッチング型レギ
ュレータの典型的な従来例の直流安定化電源装置１の電
気的構成を示すブロック図である。この直流安定化電源
装置１は、大略的に、平滑コンデンサｃ１によって平滑
化された電源ｂ１からの入力電圧ｖｉｎを集積回路２内
のスイッチング素子ｓｗがスイッチングし、その出力を
外付けのキャッチダイオードｄ１、コイルｌおよび平滑
コンデンサｃ２で整流・平滑化することで、前記入力電
圧ｖｉｎを降圧した出力電圧ｖｏを負荷ｒｌに出力す
る。

【０００５】すなわち、スイッチング素子ｓｗのＯＮ時
には前記電源ｂ１からの電流が負荷ｒｌに供給されると
ともに前記コイルｌにエネルギが蓄積され、ＯＦＦ時に
はその蓄積されたエネルギがキャッチダイオードｄ１、
コイルｌおよび負荷ｒｌによって形成される電流経路で
該負荷ｒｌに供給される。前記集積回路２内には制御回
路３が設けられており、この制御回路３が前記スイッチ
ング素子ｓｗのＯＮ／ＯＦＦデューティ比を調整するこ
とによって、前記出力電圧ｖｏを所望とする電圧に安定
に保持する。

【０００６】前記制御回路３は、誤差増幅器４と、基準
電圧源ｂ２と、ＰＷＭコンパレータ５と、発振器６と、
フリップフロップ７と、ＮＡＮＤ回路８とを備えて構成
されている。前記誤差増幅器４の反転入力端には、前記
出力電圧ｖｏを分圧抵抗ｒ１，ｒ２によって分圧して得
られた調整電圧ｖａｄｊがフィードバックされ、非反転
入力端には、前記基準電圧源ｂ２からの基準電圧ｖｒｅ
ｆが与えられ、該誤差増幅器４からの出力は、ＰＷＭコ
ンパレータ５の非反転入力端に与えられる。前記ＰＷＭ
コンパレータ５は、反転入力端に与えられる前記発振器
６からの三角波を前記ＰＷＭコンパレータ５からの出力
電圧でスライスすることによってＰＷＭ信号を作成し、
該信号をＮＡＮＤ回路８を介してスイッチング素子ｓｗ
に与える。スイッチング素子ｓｗは、たとえばＰＮＰト
ランジスタとＮＰＮトランジスタとがダーリントン接続
されて構成されている。

【０００７】したがって、前記出力電圧ｖｏの低下によ
って、前記調整電圧ｖａｄｊが前記基準電圧ｖｒｅｆよ
りも低くなる程、誤差増幅器４はローレベルの出力を導
出し、これによってＰＷＭコンパレータ５のスライスレ
ベルが低くなって前記ＰＷＭ信号のパルス幅が広く、す
なわち前記デューティが高くなり、スイッチング素子ｓ
ｗのＯＮ期間が長くなって、前記出力電圧ｖｏの低下が
抑制される。

【０００８】また、前記電源ｂ１から負荷ｒｌへの出力
ライン９には、前記スイッチング素子ｓｗおよびコイル
ｌとともに、前記集積回路２内で、過電流検出回路１０
が介在されている。この過電流検出回路１０は、前記出
力ライン９に直列に挿入され、負荷電流を電流−電圧変
換する電流検出抵抗ｒｄと、その端子間電圧に基づい
て、過電流状態であるか否かを判定する過電流検出コン
パレータ１１とを備えて構成されている。この過電流検
出コンパレータ１１の出力は、過電流を検出していない
状態、すなわち電流検出抵抗ｒｄの端子間電圧が所定値
未満では、ローレベルとなり、前記端子間電圧が所定値
以上となって過電流状態となると、ハイレベルとなる。

【０００９】過電流検出コンパレータ１１の出力は、Ｒ
Ｓフリップフロップで実現される前記フリップフロップ
７のセット端子に入力されており、このフリップフロッ
プ７のリセット端子には、前記発振器６からリセットパ
ルスが与えられる。フリップフロップ７の反転出力は、
前記ＮＡＮＤ回路８に与えられる。したがって、過電流
状態となると、フリップフロップ７はセットされ、反転
出力がローレベルとなってＮＡＮＤ回路８の出力、した
がって前記スイッチング素子ｓｗのＰＮＰトランジスタ
のベースがハイレベルのままとなり、該スイッチング素
子ｓｗはＯＦＦ状態に保たれる。過電流でなくなるとフ
リップフロップ７はリセットされ、その反転出力がハイ
レベルとなって、ＮＡＮＤ回路８を介するＰＷＭ信号の
通過が可能になり、通常のパルス幅制御に戻る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
る直流安定化電源装置１は、前記のドロッパ型レギュレ
ータよりも効率が高いけれども、出力ライン９に直列に
電流検出抵抗ｒｄを挿入しているので、損失が大きく、
近年の低消費電力化の要望には充分とは言えない。

【００１１】すなわち、集積回路２内の損失Ｗとして
は、スイッチング素子ｓｗによる損失ＷＳ、制御回路３
による損失ＷＣおよび電流検出抵抗ｒｄによる損失ＷＲ
の大きく３つに分けられる。たとえば、入力電圧ｖｉｎ
が１２Ｖ、出力電圧ｖｏが５Ｖ、出力電流ｉｏが３Ａの
条件で、スイッチング素子ｓｗの飽和状態でのコレクタ
−エミッタ間電圧ｖｃｅ_SAT を１Ｖ、キャッチダイオー
ドｄ１の順方向電圧降下ｖｆを０．４Ｖ、制御回路３の
消費電流を１０ｍＡ、電流検出抵抗ｒｄを３０ｍΩと仮
定すると、 ＷＳ≒Ｄ×ｖｃｅ_SAT ×ｉｏ＝０．４５×１×３≒１．
３５Ｗ となる。ここで、デューティＤは、 Ｄ＝ｖｏ÷（ｖｉｎ−ｖｃｅ_SAT ） で表され、上記のように４５％としている。

【００１２】次に、 ＷＣ＝ｖｉｎ×ｉｏ＝１２×０．０１＝０．１２Ｗ となる。最後に、 ＷＲ＝Ｄ×ｒｄ×ｉｏ≒０．４５×０．０３×３≒０．
０４Ｗ となる。

【００１３】以上より、 Ｗ≒１．３５＋０．１２＋０．０４＝１．５１Ｗ となるのに対して、電流検出抵抗ｒｄがない場合は、 Ｗ’≒１．３５＋０．１２＝１．４７Ｗ とすることができ、内部損失を約３％削減できる。

【００１４】本発明の目的は、過電流検出のための直列
抵抗を出力ラインから削除することによって、より一層
高効率化を図ることができる直流安定化電源装置を提供
することである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明に係る直流安定化
電源装置は、スイッチング素子およびコイルが出力ライ
ンに直列に設けられ、前記スイッチング素子をスイッチ
ングさせることによって、ＯＮ時には電源からの電流が
負荷に供給されるとともに前記コイルにエネルギが蓄積
され、ＯＦＦ時にはその蓄積されたエネルギが整流素子
によって形成される電流経路で前記負荷に供給され、前
記スイッチングのデューティを調整することによって、
直流入力電圧を所望直流出力電圧に変換して出力するよ
うにした直流安定化電源装置において、前記整流素子の
順方向電圧から過電流を検出する過電流検出手段を含む
ことを特徴とする。

【００１６】上記の構成によれば、スイッチング素子お
よびコイルが出力ラインに直列に設けられ、前記スイッ
チング素子のＯＮ／ＯＦＦデューティ比を調整すること
によって、所望出力電圧を得るようにしたスイッチング
型レギュレータにおいて、スイッチング素子のＯＦＦ時
における電流経路を形成するために不可欠であり、キャ
ッチダイオードなどで実現される整流素子が、その通過
電流が大きくなる程、順方向電圧が大きくなることを利
用して、該順方向電圧から過電流を検出する。

【００１７】したがって、過電流検出のための直列抵抗
を出力ラインから削除することができ、一層高効率化を
図ることができる。

【００１８】また、本発明に係る直流安定化電源装置で
は、前記過電流検出手段は、前記整流素子の端子間電圧
が一方の入力に与えられるコンパレータと、前記コンパ
レータの他方の入力に接続され、負の温度特性を有する
基準電圧源とを備えて構成されることを特徴とする。

【００１９】上記の構成によれば、前記キャッチダイオ
ードなどの整流素子の順方向電圧には、負の温度特性が
あるので、一定レベルの過電流閾値では、コンパレータ
は正確に過電流を判定することができない。そこで、ダ
イオードの順方向電圧などを用いて、基準電圧にも同様
に負の温度特性を持たせる。

【００２０】したがって、周囲温度の影響を受けること
なく、常に一定の過電流閾値で、正確に過電流検出を行
うことができる。

【００２１】さらにまた、本発明に係る直流安定化電源
装置では、前記過電流検出手段は、前記整流素子の端子
間電圧が一方の入力に与えられるコンパレータと、基準
電圧源と、前記基準電圧源を前記コンパレータの他方の
入力に接続する第１の抵抗と、外部端子を介して前記コ
ンパレータの他方の入力に接続される第２の抵抗とをさ
らに備えることを特徴とする。

【００２２】上記の構成によれば、たとえば基準電圧源
の一方の端子を前記第１の抵抗を介して前記コンパレー
タの他方の入力に接続し、他方の端子を接地し、第２の
抵抗一方の端子を前記外部端子を介して前記コンパレー
タの他方の入力に接続し、他方の端子を接地すると、第
１および第２の抵抗の接続点となる前記コンパレータの
他方の入力では、過電流閾値となる基準電圧が分圧して
入力されることになる。

【００２３】したがって、外付けの前記第２の抵抗の抵
抗値や、その他方の端子の電位を変化することによっ
て、前記過電流閾値を変化することができ、使用するス
イッチング素子の定格値や、整流素子の特性に応じた適
切な過電流閾値を設定することができる。

【００２４】また、本発明に係る直流安定化電源装置で
は、前記過電流検出手段は、前記整流素子の端子間電圧
が一方の入力に与えられるコンパレータと、基準電圧源
と、前記基準電圧源を前記コンパレータの他方の入力に
接続する第１の抵抗と、前記コンパレータの他方の入力
に接続される第２の抵抗と、前記第２の抵抗に並列に介
在されるコンデンサとをさらに備えることを特徴とす
る。

【００２５】上記の構成によれば、基準電圧源の一方の
端子を前記第１の抵抗を介して前記コンパレータの他方
の入力に接続し、他方の端子を接地し、第２の抵抗一方
の端子を前記外部端子を介して前記コンパレータの他方
の入力に接続し、他方の端子を接地すると、第２の抵抗
に並列のコンデンサによって、電源投入直後は該並列コ
ンデンサの端子間電圧が低く、前記過電流閾値が低くな
り、時間経過に伴ってコンデンサの端子間電圧が徐々に
上昇し、前記過電流閾値も上昇してゆく。

【００２６】したがって、電源投入時には、過電流検出
によりパルス幅が制限されながら徐々にパルス幅が拡が
り、出力電圧が立ち上がってゆくので、いわゆるソフト
スタートを実現することができる。

【００２７】さらにまた、本発明に係る直流安定化電源
装置は、前記整流素子の順方向電圧から素子過熱を検出
する過熱検出手段をさらに備えることを特徴とする。

【００２８】上記の構成によれば、過電流検出と同様
に、出力ラインに直列抵抗を介在することなく、素子過
熱も検出することができる。

【００２９】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図３に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００３０】図１は、本発明の実施の一形態の直流安定
化電源装置２１の電気的構成を示すブロック図である。
この直流安定化電源装置２１は、スイッチング型レギュ
レータであり、大略的に、平滑コンデンサＣ１によって
平滑化された電源Ｂ１からの入力電圧Ｖｉｎを集積回路
２２内のスイッチング素子ＳＷがスイッチングし、その
出力を外付けのキャッチダイオードＤ１、コイルＬおよ
び平滑コンデンサＣ２で整流・平滑化することで、前記
入力電圧Ｖｉｎを降圧した出力電圧Ｖｏを負荷ＲＬに出
力する。すなわち、スイッチング素子ＳＷのＯＮ時には
前記電源Ｂ１からの電流が負荷ＲＬに供給されるととも
に前記コイルＬにエネルギが蓄積され、ＯＦＦ時にはそ
の蓄積されたエネルギがキャッチダイオードＤ１、コイ
ルＬおよび負荷ＲＬによって形成される電流経路で該負
荷ＲＬに供給される。前記集積回路２２は、端子Ｐ１〜
Ｐ４を有する４端子のレギュレータＩＣであり、該集積
回路２２内に設けられている制御回路２３が前記スイッ
チング素子ＳＷのＯＮ／ＯＦＦデューティ比を調整する
ことによって、前記出力電圧Ｖｏを所望とする電圧に安
定に保持する。

【００３１】前記制御回路２３は、誤差増幅器２４と、
基準電圧源Ｂ２と、ＰＷＭコンパレータ２５と、発振器
２６と、フリップフロップ２７と、ＮＡＮＤ回路２８と
を備えて構成されている。前記誤差増幅器２４の反転入
力端には、前記出力電圧Ｖｏを分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によ
って分圧して得られた調整電圧Ｖａｄｊがフィードバッ
クされ、非反転入力端には、前記基準電圧源Ｂ２からの
基準電圧Ｖｒｅｆ１が与えられ、該誤差増幅器２４から
の出力は、ＰＷＭコンパレータ２５の非反転入力端に与
えられる。前記ＰＷＭコンパレータ２５は、反転入力端
に与えられる前記発振器２６からの三角波を前記ＰＷＭ
コンパレータ２５からの出力電圧でスライスすることに
よってＰＷＭ信号を作成し、該信号をＮＡＮＤ回路２８
を介してスイッチング素子ＳＷに与える。スイッチング
素子ＳＷは、たとえばＰＮＰトランジスタとＮＰＮトラ
ンジスタとがダーリントン接続されて構成されている。

【００３２】したがって、前記出力電圧Ｖｏの低下によ
って、前記調整電圧Ｖａｄｊが前記基準電圧Ｖｒｅｆ１
よりも低くなる程、誤差増幅器２４はローレベルの出力
を導出し、これによってＰＷＭコンパレータ２５のスラ
イスレベルが低くなって、前記ＰＷＭ信号のパルス幅が
広く、すなわち前記デューティが高くなり、スイッチン
グ素子ＳＷのＯＮ期間が長くなって、前記出力電圧Ｖｏ
の低下が抑制される。

【００３３】また、整流素子であるキャッチダイオード
Ｄ１のカソードの電位Ｖｃは、過電流検出回路３０内の
過電流検出コンパレータ３１の一方の入力に与えられて
おり、この前記過電流検出コンパレータ３１の他方の入
力には、基準電圧源Ｂ２からの基準電圧Ｖｒｅｆ２が与
えられている。過電流検出回路３０は、前記電位Ｖｃが
前記基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となると過電流状態である
と判定してハイレベルを出力し、前記電位Ｖｃが前記基
準電圧Ｖｒｅｆ２未満では、ローレベルを出力してい
る。

【００３４】すなわち、キャッチダイオードＤ１は、た
とえば図２において参照符α１で示すように、通過電流
値が大きくなる程、順方向電圧が大きくなるという特性
を有しており、過電流検出コンパレータ３１は、前記電
位Ｖｃが前記基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となると、キャッ
チダイオードＤ１の通過電流値が過電流閾値以上となっ
たものと判断する。

【００３５】前記過電流検出コンパレータ３１の出力
は、ＲＳフリップフロップで実現される前記フリップフ
ロップ２７のセット端子に入力されており、このフリッ
プフロップ２７のリセット端子には、前記発振器２６か
らリセットパルスが与えられる。フリップフロップ２７
の反転出力は、前記ＮＡＮＤ回路２８に与えられる。し
たがって、過電流状態となると、フリップフロップ２７
はセットされ、反転出力がローレベルとなってＮＡＮＤ
回路２８の出力、したがって前記スイッチング素子ＳＷ
のＰＮＰトランジスタのベースがハイレベルのままとな
り、該スイッチング素子ＳＷはＯＦＦ状態に保たれる。
過電流でなくなるとフリップフロップ２７はリセットさ
れ、その反転出力がハイレベルとなって、ＮＡＮＤ回路
２８を介するＰＷＭ信号の通過が可能になり、通常のパ
ルス幅制御に戻る。

【００３６】図３は、上述のように構成される直流安定
化電源装置２１の動作を説明するための波形図である。
ＰＷＭコンパレータ２５において、発振器２６からの三
角波Ｓ１を、誤差増幅器２４からのスライスレベルＶｒ
ｅｆ３でスライスすることによって得られたＰＷＭ信号
Ｓ２は、ＮＡＮＤ回路２８を介して、ＰＷＭ信号Ｓ３と
してスイッチング素子ＳＷに与えられる。スイッチング
素子ＳＷのスイッチングによって、ＯＮ期間に該スイッ
チング素子ＳＷには電流ＩＳが流れ、ＯＦＦ期間にキャ
ッチダイオードＤ１には電流ＩＤが流れる。

【００３７】フリップフロップ２７は、前記発振器２６
から、三角波Ｓ１の毎周期毎に出力されるリセットパル
スＳ４によって前記毎周期毎にリセットされており、時
刻ｔ１で示すように、前記電位Ｖｃが前記基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２以上となって過電流検出コンパレータ３１が過電
流信号Ｓ５を出力すると、フリップフロップ２７はセッ
トされ、その反転出力Ｓ６をローレベルとする。これに
よって、時刻ｔ２で前記ＰＷＭ信号Ｓ２がハイレベルと
なっても、ＮＡＮＤ回路２８によって出力が阻止され、
時刻ｔ３でフリップフロップ２７がリセットされされる
と、前記ＰＷＭ信号Ｓ３がハイレベルとなってスイッチ
ング素子ＳＷがＯＮ駆動される。

【００３８】このようにして、スイッチング素子ＳＷの
ＯＦＦ時における電流経路を形成するために不可欠であ
るキャッチダイオードＤ１の順方向電圧から過電流検出
を行うので、出力ライン３２に過電流検出のための直列
抵抗を介在する必要がなくなり、一層高効率化を図るこ
とができる。

【００３９】本発明の実施の他の形態について、図４に
基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００４０】図４は、本発明の実施の他の形態の直流安
定化電源装置４１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置４１の集積回路４２は、前
述の集積回路２２に類似しており、対応する部分には同
一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべ
きは、この集積回路４２では、リセット端子Ｐ５が設け
られ、制御回路４３内の前記フリップフロップ２７のリ
セット端子には、前記発振器２６からのリセットパルス
Ｓ４に代えて、このリセット端子Ｐ５からのリセット入
力Ｓ７が与えられる。

【００４１】したがって、前記集積回路２２では、フリ
ップフロップ２７は三角波Ｓ１の毎周期毎に出力される
リセットパルスＳ４によって前記毎周期毎にリセットさ
れており、スイッチング素子ＳＷを過電流状態とならな
い上限値で動作させ続け、過電流状態が解消すると直ち
に復帰させることができるパルス・バイ・パルス方式の
過電流保護動作を行っているのに対して、この集積回路
４２では、一旦過電流状態となると、前記リセット入力
Ｓ７を与えるか、または電源を再投入しないと復帰させ
ることができないラッチ方式の過電流保護動作を行うこ
とができ、過電流状態となると、確実に出力を停止する
ことができる。

【００４２】本発明の実施のさらに他の形態について、
図５および図６に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。

【００４３】図５は、本発明の実施のさらに他の形態の
直流安定化電源装置５１の電気的構成を示すブロック図
である。この直流安定化電源装置５１の集積回路５２
は、前述の集積回路２２に類似しており、対応する部分
には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注
目すべきは、この集積回路５２では、過電流検出回路５
０内の過電流検出コンパレータ３１の他方の入力には、
前記基準電圧源Ｂ２からの基準電圧Ｖｒｅｆ２が直接与
えられるのではなく、抵抗Ｒ３を介して与えられること
である。また、前記過電流検出コンパレータ３１の他方
の入力は、ダイオードＤ２を介して接地されている。

【００４４】前記キャッチダイオードＤ１の順方向電圧
は、前記図２において、２５℃の周囲温度では前記参照
符α１で示す特性を有し、たとえば前記過電流閾値を４
Ａとすると、そのときの順方向電圧、すなわち前記基準
電圧Ｖｒｅｆ２は、０．４５Ｖとなる。これに対して、
参照符α２で示す前記周囲温度が１２５℃の環境では、
前記基準電圧Ｖｒｅｆ２は、０．４２Ｖとなる。このよ
うにキャッチダイオードＤ１は負の温度特性を有してい
るので、これに対応して該集積回路５２では、過電流検
出コンパレータ３１の他方の入力に、ダイオードＤ２に
よって図６で示すような負の温度特性を持たせた基準電
圧Ｖｒｅｆ２１を与える。

【００４５】これによって、周囲温度変化によるキャッ
チダイオードＤ１の順方向電圧の変化に連動して基準電
圧Ｖｒｅｆ２１を変化させることができ、スイッチング
素子ＳＷの過電流閾値を常に一定に保持し、高精度に過
電流検出を行うことができる。

【００４６】本発明の実施の他の形態について、図７に
基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００４７】図７は、本発明の実施の他の形態の直流安
定化電源装置６１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置６１の集積回路６２は、前
述の集積回路２２に類似している。注目すべきは、この
集積回路６２では、過電流検出回路６０内の過電流検出
コンパレータ３１の他方の入力には、前記基準電圧源Ｂ
２からの基準電圧Ｖｒｅｆ２が直接与えられるのではな
く、抵抗Ｒ３を介して与えられることである。また、前
記過電流検出コンパレータ３１の他方の入力は、外部端
子Ｐ６から抵抗Ｒ４を介して接地されている。

【００４８】したがって、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点とな
る過電流検出コンパレータ３１の他方の入力には、前記
基準電圧Ｖｒｅｆ２が抵抗Ｒ３，Ｒ４によって分圧され
た基準電圧Ｖｒｅｆ２２が入力されることになる。した
がって、使用するスイッチング素子ＳＷの定格値や、前
記図２で示すようなキャッチダイオードＤ１の順方向電
圧の特性に応じて外付けの抵抗Ｒ４の抵抗値を変化する
ことによって、適切な過電流閾値を設定することができ
る。

【００４９】本発明の実施のさらに他の形態について、
図８〜図１０に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。

【００５０】図８は、本発明の実施のさらに他の形態の
直流安定化電源装置７１の電気的構成を示すブロック図
である。この直流安定化電源装置７１の集積回路７２
は、前述の集積回路６２に類似している。注目すべき
は、この集積回路７２では、前記抵抗Ｒ４が外部端子Ｐ
６に外付けされるのではなく、過電流検出回路７０内に
設けられており、また該抵抗Ｒ４と並列にコンデンサＣ
３が設けられている。

【００５１】したがって、電源投入直後は並列コンデン
サＣ３の端子間電圧が低く、時間経過に伴って徐々に上
昇してゆく。このため、前記基準電圧源Ｂ２の基準電圧
Ｖｒｅｆ２に対して、過電流検出コンパレータ３１の他
方の入力に実際に与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ２３は、
図９で示すように、電源投入直後は高く（絶対値が小さ
く）、時間経過に伴って徐々に低下して（絶対値が大き
くなって）ゆく。これによって、図９で示すように、キ
ャッチダイオードＤ１のカソードの電位Ｖｃの許容値、
すなわち前記過電流閾値が徐々に上昇してゆくことにな
る。

【００５２】一方、通常のチョッパ型レギュレータで
は、出力電圧Ｖｏが最初は０Ｖであるので、電源投入時
にはデューティは最大となって立ち上がり、極軽負荷な
どの負荷条件によっては、図１０において参照符α１１
で示すように、出力電圧Ｖｏがオーバーシュートする場
合がある。これに対して、本構成では上述のように過電
流閾値が徐々に上昇してゆくので、電源が投入される
と、過電流検出によりパルス幅が制限されながら徐々に
パルス幅が拡がり、出力電圧Ｖｏが緩やかに立ち上がっ
てゆき、前記オーバーシュートすることがなく、いわゆ
るソフトスタートを実現することができる。

【００５３】本発明の実施の他の形態について、図１１
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００５４】図１１は、本発明の実施の他の形態の直流
安定化電源装置８１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この直流安定化電源装置８１の集積回路８２は、前
述の集積回路２２，４２に類似している。注目すべき
は、この集積回路８２では、前記過電流検出回路３０と
ともに、該過電流検出回路３０と同様に構成される過熱
検出回路８０と、それら２つの検出回路３０，８０から
の出力を加算するＡＮＤ回路８８とが設けられている。
過熱検出回路８０は、前記図２において参照符α１から
α２で示すように、前記キャッチダイオードＤ１の順方
向電圧が、温度が上昇すると低くなることを利用して、
過熱検出を行うものである。

【００５５】前記過熱検出回路８０は、過熱検出コンパ
レータ８４と、基準電圧源Ｂ４とを備えて構成されてお
り、前記キャッチダイオードＤ１のカソード電位Ｖｃ
は、前記過熱検出コンパレータ８４の一方の入力に与え
られており、この過熱検出コンパレータ８４の他方の入
力には、基準電圧源Ｂ４からの基準電圧Ｖｒｅｆ４が与
えられている。過熱検出コンパレータ８４は、前記電位
Ｖｃが前記基準電圧Ｖｒｅｆ４以上となると素子過熱状
態であると判定してハイレベルを出力し、前記電位Ｖｃ
が前記基準電圧Ｖｒｅｆ４未満では、ローレベルを出力
している。

【００５６】一方、制御回路８３内には、前記ＡＮＤ回
路８８とともに、前記過熱検出コンパレータ８４からの
出力が与えられるフリップフロップ２７ａが設けられて
いる。このフリップフロップ２７ａのリセット端子に
は、前記リセット端子Ｐ５からのリセット入力Ｓ７が与
えられる。フリップフロップ２７，２７ａの反転出力
は、ともに前記ＡＮＤ回路８８に与えられ、そのＡＮＤ
回路８８の出力が前記反転出力Ｓ６として前記ＮＡＮＤ
回路２８に与えられる。

【００５７】したがって、過電流状態となるとフリップ
フロップ２７はセットされ、前記パルス・バイ・パルス
方式でリセットされる。これに対して、素子過熱状態と
なるとフリップフロップ２７ａがセットされ、前記ラッ
チ方式で、前記リセット入力Ｓ７を与えるか、または電
源を再投入することでリセットされる。

【００５８】このようにして、前記スイッチング素子Ｓ
Ｗの過熱保護も行うことができる。

【００５９】

【発明の効果】本発明に係る直流安定化電源装置は、以
上のように、スイッチング素子およびコイルが出力ライ
ンに直列に設けられ、前記スイッチング素子のＯＮ／Ｏ
ＦＦデューティ比を調整することによって所望出力電圧
を得るようにしたスイッチング型レギュレータにおい
て、スイッチング素子のＯＦＦ時における電流経路を形
成するために不可欠な整流素子が、その通過電流が大き
くなる程、順方向電圧が大きくなることを利用して、該
順方向電圧から過電流を検出する。

【００６０】それゆえ、過電流検出のための直列抵抗を
出力ラインから削除することができ、一層高効率化を図
ることができる。

【００６１】また、本発明に係る直流安定化電源装置
は、以上のように、過電流検出手段を、コンパレータ
と、負の温度特性を有する基準電圧源とを備えて構成
し、整流素子が有する負の温度特性を相殺する。

【００６２】それゆえ、周囲温度の影響を受けることな
く、常に一定の過電流閾値で、正確に過電流検出を行う
ことができる。

【００６３】さらにまた、本発明に係る直流安定化電源
装置は、以上のように、過電流検出手段を、コンパレー
タと、基準電圧源と、前記基準電圧源を前記コンパレー
タの他方の入力に接続する第１の抵抗と、外部端子を介
して前記コンパレータの他方の入力に接続する第２の抵
抗とを備えて構成し、外付けの前記第２の抵抗の抵抗値
や、その他方の端子の電位を変化することによって、過
電流閾値を変化可能にする。

【００６４】それゆえ、使用する整流素子の特性に応じ
た適切な過電流閾値を設定することができる。

【００６５】また、本発明に係る直流安定化電源装置
は、以上のように、前記過電流検出手段を、コンパレー
タと、基準電圧源と、前記基準電圧源を前記コンパレー
タの他方の入力に接続する第１の抵抗と、前記コンパレ
ータの他方の入力に接続される第２の抵抗と、前記第２
の抵抗に並列に介在されるコンデンサとをさらに備えて
構成し、電源投入直後は該並列コンデンサの端子間電圧
によって過電流閾値を低くし、時間経過に伴う該並列コ
ンデンサの端子間電圧の上昇に伴って前記過電流閾値を
徐々に上昇させる。

【００６６】それゆえ、前記電源投入時には、過電流検
出によりパルス幅が制限されながら徐々にパルス幅が拡
がり、出力電圧が立ち上がってゆくので、いわゆるソフ
トスタートを実現することができる。

【００６７】さらにまた、本発明に係る直流安定化電源
装置は、以上のように、前記整流素子の順方向電圧から
素子過熱を検出する過熱検出手段をさらに備える。

【００６８】それゆえ、過電流検出と同様に出力ライン
に直列抵抗を介在することなく、素子過熱も検出するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態のチョッパ型の直流安定
化電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図２】図１で示す直流安定化電源装置に用いられるキ
ャッチダイオードの通過電流値と順方向電圧との関係を
示すグラフである。

【図３】図１で示す直流安定化電源装置の動作を説明す
るための波形図である。

【図４】本発明の実施の他の形態のチョッパ型の直流安
定化電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施のさらに他の形態のチョッパ型の
直流安定化電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図６】図５で示す直流安定化電源装置における周囲温
度変化に対応した過電流判定のための基準値の変化を示
すグラフである。

【図７】本発明の実施の他の形態のチョッパ型の直流安
定化電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の実施のさらに他の形態のチョッパ型の
直流安定化電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図９】図８で示す直流安定化電源装置の動作を説明す
るための波形図である。

【図１０】図８で示す直流安定化電源装置と従来技術の
直流安定化電源装置との入力電圧変化に対する出力電圧
特性を示すグラフである。

【図１１】本発明の実施の他の形態のチョッパ型の直流
安定化電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図１２】典型的な従来技術のチョッパ型の直流安定化
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２１ 直流安定化電源装置 ２２ 集積回路 ２３ 制御回路 ２４ 誤差増幅器 ２５ ＰＷＭコンパレータ ２６ 発振器 ２７ フリップフロップ ２７ａ フリップフロップ ２８ ＮＡＮＤ回路 ３０ 過電流検出回路 ３１ 過電流検出コンパレータ ３２ 出力ライン ４１ 直流安定化電源装置 ４２ 集積回路 ４３ 制御回路 ５０ 過電流検出回路 ５１ 直流安定化電源装置 ５２ 集積回路 ６０ 過電流検出回路 ６１ 直流安定化電源装置 ６２ 集積回路 ７０ 過電流検出回路 ７１ 直流安定化電源装置 ７２ 集積回路 ８０ 過熱検出回路 ８１ 直流安定化電源装置 ８２ 集積回路 ８３ 制御回路 ８４ 過熱検出コンパレータ ８８ ＡＮＤ回路 Ｂ１ 電源 Ｂ２ 基準電圧源 Ｂ３ 基準電圧源 Ｂ４ 基準電圧源 Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｃ３ コンデンサ Ｄ１ キャッチダイオード（整流素子） Ｄ２ ダイオード Ｌ コイル Ｐ１〜Ｐ４ 端子 Ｐ５ リセット端子 Ｐ６ 外部端子 ＳＷ スイッチング素子 Ｒ１ 分圧抵抗 Ｒ２ 分圧抵抗 Ｒ３ 抵抗（第１の抵抗） Ｒ４ 抵抗（第２の抵抗） ＲＬ 負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 因幡 克己 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 久川 浩司 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 金森 淳 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 佐藤 努 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AA20 AS01 BB13 BB57 DD02 DD15 EE08 EE10 FD01 FD21 FF02 FG05 XC14 XX03 XX04 XX15 XX19 XX23 XX24 XX32 XX35 XX38 XX43

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スイッチング素子およびコイルが出力ライ
   ンに直列に設けられ、前記スイッチング素子をスイッチ
   ングさせることによって、ＯＮ時には電源からの電流が
   負荷に供給されるとともに前記コイルにエネルギが蓄積
   され、ＯＦＦ時にはその蓄積されたエネルギが整流素子
   によって形成される電流経路で前記負荷に供給され、前
   記スイッチングのデューティを調整することによって、
   直流入力電圧を所望直流出力電圧に変換して出力するよ
   うにした直流安定化電源装置において、 前記整流素子の順方向電圧から過電流を検出する過電流
   検出手段を含むことを特徴とする直流安定化電源装置。
2. 【請求項２】前記過電流検出手段は、前記整流素子の端
   子間電圧が一方の入力に与えられるコンパレータと、前
   記コンパレータの他方の入力に接続され、負の温度特性
   を有する基準電圧源とを備えて構成されることを特徴と
   する請求項１記載の直流安定化電源装置。
3. 【請求項３】前記過電流検出手段は、前記整流素子の端
   子間電圧が一方の入力に与えられるコンパレータと、基
   準電圧源と、前記基準電圧源を前記コンパレータの他方
   の入力に接続する第１の抵抗と、外部端子を介して前記
   コンパレータの他方の入力に接続される第２の抵抗とを
   さらに備えることを特徴とする請求項１記載の直流安定
   化電源装置。
4. 【請求項４】前記過電流検出手段は、前記整流素子の端
   子間電圧が一方の入力に与えられるコンパレータと、基
   準電圧源と、前記基準電圧源を前記コンパレータの他方
   の入力に接続する第１の抵抗と、前記コンパレータの他
   方の入力に接続される第２の抵抗と、前記第２の抵抗に
   並列に介在されるコンデンサとをさらに備えることを特
   徴とする請求項１記載の直流安定化電源装置。
5. 【請求項５】前記整流素子の順方向電圧から素子過熱を
   検出する過熱検出手段をさらに備えることを特徴とする
   請求項１〜４の何れかに記載の直流安定化電源装置。