JP3542022B2 - レギュレータ - Google Patents
レギュレータ Download PDFInfo
- Publication number
- JP3542022B2 JP3542022B2 JP2000028920A JP2000028920A JP3542022B2 JP 3542022 B2 JP3542022 B2 JP 3542022B2 JP 2000028920 A JP2000028920 A JP 2000028920A JP 2000028920 A JP2000028920 A JP 2000028920A JP 3542022 B2 JP3542022 B2 JP 3542022B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- transistor
- input
- control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧を負荷に供給するレギュレータに関するもので、特に、負荷に低電圧の直流電圧を供給する低電圧動作レギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路装置などの負荷に供給される直流電圧が、その動作クロックの高周波数化に応じて、従来は５Ｖであったのに対して、近年、３．３Ｖまたは２．５Ｖと減少傾向にある。又、このような直流電圧が供給される負荷に与えられる負荷電流は、従来、１〜２Ａであったものが、近年、その機能拡大に伴い、３〜５Ａと増加傾向にある。このように、近年、低電圧動作化及び大電流化した負荷に対応した低電圧動作レギュレータが求められる。更に、このような低電圧動作レギュレータにおいては、その電力損失が低いものが求められる。
【０００３】
従来より使用されているレギュレータに於いて、図７のようなシリーズレギュレータを示す。従来より使用されているシリーズレギュレータは、入力端子ＩＮより供給された直流電圧を、入力端子ＩＮにエミッタが接続されたｐｎｐ型トランジスタＴａのベース電流が制御されることによって、トランジスタＴａのコレクタに接続された出力端子ＯＵＴに接続される負荷（不図示）に供給する直流電圧に変換する。又、トランジスタＴａのベース電流が、入力端子ＩＮより供給される直流電圧によってバイアスされるコントロールＩＣ２０によって制御される。
【０００４】
又、出力端子ＯＵＴとグランド電圧の間には、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２が設けられ、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに表れる電圧がコントロールＩＣ２０に帰還される。尚、抵抗Ｒ２の一端が出力端子ＯＵＴに接続されるとともに、抵抗Ｒ１の一端が接地される。更に、入力端子ＩＮに一端が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサＣ１と、出力端子ＯＵＴに一端が接続されるとともに、他端が接地されたコンデンサＣ２とを有する。又、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、及びコントロールＩＣ２０は、それぞれ、グランド端子ＧＮＤを介してグランド電圧に接地される。
【０００５】
このようなシリーズレギュレータにおいて、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに表れる電圧が、出力端子ＯＵＴより出力される出力直流電圧が分圧された電圧となる。この抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに表れる電圧がコントロールＩＣ２０に帰還されることによって、出力端子ＯＵＴより出力される出力直流電圧が安定するようにトランジスタＴａのベース電流が制御される。このようにすることで、入力端子ＩＮより供給される直流電圧を変換して、出力端子ＯＵＴに接続される負荷に常に一定の直流電圧を供給する。このとき、コンデンサＣ１が入力側の電圧の平滑回路として動作するとともに、コンデンサＣ２が出力側の電圧の平滑回路として動作する。
【０００６】
上述したように、近年、レギュレータより直流電圧が供給される負荷の低電圧動作化が進んでいる。よって、図７のようなシリーズレギュレータにおいて、入力端子ＩＮに５Ｖの入力直流電圧ＶＩＮ入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに接続された負荷に供給する出力直流電圧ＶＯＵＴが３．３Ｖである場合、その負荷に流れる負荷電流Ｉが１Ａのとき、（１）式より、その電力損失ＰＤが１．７Ｗとなる。
ＰＤ＝（ＶＩＮ−ＶＯＵＴ）×Ｉ …（１）
【０００７】
更に、このようなシリーズレギュレータに接続される負荷に供給する出力電圧ＶＯＵＴが２．５Ｖと、負荷に供給される電圧が低電圧化されると、（１）式より、図７のようなシリーズレギュレータにおいて、その電力損失ＰＤが、２．５Ｗと増加することがわかる。このように低電圧化されたとき、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧ＶＩＮを３．３Ｖに下げることによって、電力損失ＰＤを０．８Ｗと小さくすることができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
更に、出力電圧を低く設定しなければならない場合、例えば、出力電圧を１．５Ｖに設定しなければ成らない場合には、その電力損失を小さくする方法として、入力直流電圧を低くすることが考えられる。しかしながら、現在、レギュレータのコントロールＩＣがバイポーラプロセスで構成された場合、その回路構成上、トランジスタを３段で構成する必要がある。よって、コントロールＩＣを動作させるのに必要な最低動作電圧が２．１Ｖ程度は必要である。又、現状において、このようなコントロールＩＣを安定に動作させるためには、３〜４Ｖの動作電圧が必要である。そのため、レギュレータにおいて、コントロールＩＣに供給される電圧を、入力端子に入力される入力直流電圧と共通とした構成にしたとき、その電力損失の低減には限界がある。
【０００９】
このような問題を鑑みて、本発明は、制御用回路の電源を別に供給することによって、その電力損失を低減したレギュレータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明のレギュレータは、入力直流電圧が第１電極に入力されるとともに出力直流電圧が第２電極に現れる出力トランジスタと、前記出力直流電圧を帰還して前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御手段とが設けられたレギュレータにおいて、前記制御手段が、前記入力直流電圧と前記電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させるとともに、前記制御手段の電源電圧として、前記入力直流電圧より高い直流電圧が与えられることを特徴とする。
【００１１】
このようなレギュレータに接続される前記負荷に供給する前記出力直流電圧が、例えば１．５Ｖといった低い電圧が求められるとき、前記入力直流電圧を２Ｖといった低い電圧を供給することによって、前記出力トランジスタにおける電力損失を低減させることができる。又、このとき、前記制御手段を動作させる前記電源電圧を、３〜４Ｖ程度とすることで、安定して前記制御手段を動作させることができる。
【００１２】
又、このようなレギュレータにおいて、前記制御手段が、前記入力直流電圧と前記電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させる。即ち、前記入力直流電圧が低下したとき、前記出力電圧も低下する。このとき、前記制御手段が、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を大きくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を大きくして、前記出力直流電圧を高くする。このようにして、前記入力直流電圧の変動に影響されずに、前記出力直流電圧を安定化させることができる。
【００１３】
又、本発明のレギュレータは、上述したレギュレータにおいて、前記制御手段が、前記出力直流電圧が分圧された電圧と、基準電圧とが入力されて、これらの電圧を差動増幅する差動増幅回路と、該差動増幅回路からの出力によって前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御トランジスタと、から構成される制御回路と、前記電源電圧と、前記出力トランジスタの制御電極に現れる電圧とが入力されるとともに、これらの電位差を検出する検出回路と、前記検出回路で検出した結果に応じて、前記制御トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させる比較器と、を有することを特徴とする。
【００１４】
このようなレギュレータにおいて、前記検出回路を抵抗としても構わない。このとき、前記電源電圧は、電源回路などより供給される電圧であるので、ほぼ一定の値となるのに対して、前記入力直流電圧は、前記電源回路などの電圧を変圧して与えられる直流電圧などを用いるため、その値にふらつきがでる可能性がある。よって、前記入力直流電圧の変動に応じて、前記抵抗の両端に現れる電位差が変動する。このとき、前記入力直流電圧が高くなって、前記抵抗の両端に現れる電位差が小さくなったとき、前記比較器より前記制御トランジスタに与える電流の電流値を小さくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を小さくして、その電圧値が高くなった前記入力直流電圧に応じて高くなった前記出力直流電圧を低くすることができる。又、前記入力直流電圧が低くなって、前記抵抗の両端に現れる電位差が大きくなったとき、前記比較器より前記制御トランジスタに与える電流の電流値を大きくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を大きくして、その電圧値が低くなった前記入力直流電圧に応じて低くなった前記出力直流電圧を高くすることができる。このようにして、前記入力直流電圧の変動に関わらず、前記出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００１５】
又、前記検出回路をダイオードとしても構わない。このとき、前記電源電圧は、電源回路などより供給される電圧であるので、ほぼ一定の値となるのに対して、前記入力直流電圧は、前記電源回路などの電圧を変圧して与えられる直流電圧などを用いるため、その値にふらつきがでる可能性がある。よって、前記入力直流電圧の変動に応じて、前記ダイオードの両端に現れる電位差が変動する。このとき、前記入力直流電圧が低くなって、前記ダイオードの両端に現れる電位差が、前記ダイオードが導通させるために必要な電圧よりも大きくなったとき、前記比較器より前記制御トランジスタに与える電流の電流値を大きくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を大きくして、その電圧値が低くなった前記入力直流電圧に応じて低くなった前記出力直流電圧を高くすることができる。このようにして、前記入力直流電圧の変動に関わらず、前記出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００１６】
又、前記比較器の出力を、前記レギュレータ外部の回路に出力するようにしても構わない。このようにすることで、電源回路などから与えられる電源電圧を変圧するなどして与えられる前記入力直流電圧を生成する前記レギュレータ外部の回路を、前記比較器の出力を用いて制御することによって、前記入力直流電圧を安定化させることができる。
【００１７】
又、本発明のレギュレータは、上述したいずれかのレギュレータにおいて、１チップの半導体集積回路装置として構成された前記制御手段と、前記出力トランジスタとによって、１パッケージ化された装置として構成されることを特徴とする。
【００１８】
このようなレギュレータにおいて、前記制御手段に、過電流保護機能、過電圧保護機能、及び過熱保護機能を持たせたとき、該制御手段が前記出力トランジスタとともに、１パッケージ化された装置として構成されるため、過電流、過電圧及び熱が発生する前記出力トランジスタの近傍に、過電流保護機能、過電圧保護機能、及び過熱保護機能を持つ各回路を配置することができる。そのため、このようなレギュレータを、過電流保護機能、過電圧保護機能、及び過熱保護機能を持つ各回路を、効率よく動作させることができる装置として、構成させることができる。
【００１９】
又、このようなレギュレータにおいて、前記検出回路が、該半導体集積回路装置の外部に取り付け可能な検出素子とするとともに、前記１パッケージ化された装置に、前記検出素子を接続するための端子を設けても構わない。このようにすることで、前記負荷が要求するレギュレータからの前記出力直流電圧の値に応じて、検出素子を付け替えることがが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
＜本発明のレギュレータの全体構成＞
本発明のシリーズレギュレータの構成について、図面を参照して説明する。図１は、本発明のシリーズレギュレータの内部構成を示すブロック図である。尚、図１に示すシリーズレギュレータにおいて、図７に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００２１】
図１に示すシリーズレギュレータ１は、入力端子ＩＮと、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧よりも高い電源電圧が入力される電源電圧入力端子ＩＮ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧を帰還してトランジスタＴａのベース電流を制御するコントロールＩＣ２とを有する。このようなシリーズレギュレータ１の出力端子ＯＵＴに、負荷３が接続される。又、入力端子ＩＮには、直流電圧Ｖｉ１が、入力端子ＩＮ１には、直流電圧Ｖｉ２が、それぞれ印加される。
【００２２】
このような構成のシリーズレギュレータ１は、トランジスタＴａのベース電流が増幅されたコレクタ電流が出力端子ＯＵＴ側に流れることによって、出力端子ＯＵＴに出力直流電圧が与えられる。このとき、コンデンサＣ２によって、この出力端子ＯＵＴに現れる直流電圧が平滑化されるとともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって、この出力端子ＯＵＴに現れる電圧が分圧される。そして、この抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧が、コントロールＩＣ２に与えられる。又、コンデンサＣ１は、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧を平滑化して、ノイズを除去する。
【００２３】
このコントロールＩＣ１では、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が負荷３が要求する出力電圧より高くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧が高くなることより、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が高くなったことを検知する。そして、このコントロールＩＣ１によって、トランジスタＴａのベース電流が小さくなるように制御される。よって、トランジスタＴａを流れるコレクタ電流が小さくなるため、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が低くなる。
【００２４】
又、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が負荷３が要求する出力電圧より低くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧が低くなることより、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が低くなったことを検知する。そして、このコントロールＩＣ１によって、トランジスタＴａのベース電流が大きくなるように制御される。よって、トランジスタＴａを流れるコレクタ電流が大きくなるため、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が高くなる。
【００２５】
又、シリーズレギュレータ１において、コントロールＩＣ２を動作させるために、入力端子ＩＮ１より電源電圧Ｖｉ２が与えられる。この電源電圧Ｖｉ２と入力端子ＩＮに与えられる入力直流電圧Ｖｉ１との関係は、Ｖｉ２＞Ｖｉ１となる。即ち、コントロールＩＣ２を動作させるために必要な電源電圧よりも低い電圧が、入力直流電圧として与えられる。
【００２６】
よって、例えば、負荷３に供給する電圧が１．５Ｖとするとともに、コントロールＩＣ２を動作させるために必要な最低動作電圧を３Ｖ程度とするとき、電源電圧Ｖｉ２を３．３Ｖとするとともに、入力直流電圧Ｖｉ１を２Ｖとすることができる。このとき、（１）式における入力直流電圧ＶＩＮ及び出力直流電圧ＶＯＵＴが、それぞれ、２Ｖ、１．５Ｖとなるので、負荷電流Ｉを１Ａとしたとき、上述した（１）式より、シリーズレギュレータ１の電力損失ＰＤが、０．５Ｗとなる。又、このとき、コントロールＩＣ２に与える電源電圧が３．３Ｖであるため、コントロールＩＣ２は、十分動作可能な状態にある。このように、電力損失を増やすことなく、出力直流電圧の低電圧化が実現できる。
【００２７】
＜コントロールＩＣの構成＞
又、コントロールＩＣ２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧を検知してトランジスタＴａのベース電流を制御する制御回路４と、トランジスタＴａのベース電圧に応じて制御回路４を制御してトランジスタＴａのベース電流を変動させる検出回路５（尚、実施の形態における検出回路は、特許請求の範囲における検出回路と比較器で構成された回路に相当する）と、過電流保護機能、過電圧保護機能、過熱保護機能をそれぞれ有する過電流保護回路６、過電圧保護回路７及び過熱保護回路８とを有する。
【００２８】
このようなコントロールＩＣ２において、検出回路５は、トランジスタＴａのベースに現れる電圧と入力端子ＩＮ１に入力される電源電圧Ｖｉ２とを比較する。そして、この比較結果に応じて制御回路４を制御してトランジスタＴａのベース電流を変動させる。又、一般的に、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１は、電源電圧Ｖｉ２が電源回路などより与えられるのに対して、入力端子ＩＮ１に入力される電源電圧Ｖｉ２がコンバータなどによって、変圧されることによって得られる。そのため、電源電圧Ｖｉ２に比べて、入力直流電圧Ｖｉ１は、変動しやすい。
【００２９】
故に、トランジスタＴａのベース電圧は、入力直流電圧Ｖｉ１より、トランジスタＴａのベース・エミッタ間電圧となる略０．３Ｖを引いた値となるため、入力直流電圧Ｖｉ１と同様に、トランジスタＴａのベース電圧が変動する。よって、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったとき、検出回路５では、電源電圧Ｖｉ２と比較することによって、トランジスタＴａのベース電圧が低くなったことを検出する。そして、制御回路４がトランジスタＴａに供給するベース電流を大きくするように制御回路４を制御し、出力直流電圧を高くすることが出来る。このようにすることで、入力直流電圧Ｖｉ１の変動の影響なく、出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００３０】
又、過電流保護回路６は、トランジスタＴａのベース電流の電流量を検出する。そして、検出した電流量が所定値より大きくなったとき、トランジスタＴａへのベース電流の供給をＯＦＦするように制御回路４を制御する。又、過電圧保護回路７は、出力端子ＯＵＴに現れる出力直流電圧を検出する。そして、検出した出力直流電圧が所定値より高くなったとき、トランジスタＴａへのベース電流の供給をＯＦＦするように制御回路４を制御する。更に、過熱保護回路は、温度が高くなるとともに、過熱保護回路の内部に設けられたトランジスタのベース・エミッタ間電圧が小さくなることを利用して、トランジスタＴａによって発生する熱を検出する。そして、その発熱量が所定量よりも大きくなったとき、トランジスタＴａへのベース電流の供給をＯＦＦするように制御回路４を制御する。
【００３１】
＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。図３は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図２における過電圧保護回路及び過熱保護回路については省略する。
【００３２】
図３に示すシリーズレギュレータ１ａは、図１に示すシリーズレギュレータ１と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ａ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成される。又、コントロールＩＣ２ａは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、抵抗Ｒ４と比較器１０とで構成される検出回路５ａ（図２の検出回路５に相当する）と、過電流保護回路６とを有する。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ａは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図３では省略している。
【００３３】
このようなシリーズレギュレータ１ａにおいて、トランジスタＴａのベースと入力端子ＩＮ１との間に抵抗Ｒ４及び比較器１０が接続される。又、トランジスタＴｂのコレクタにトランジスタＴａのベースが接続されるとともに、そのエミッタに抵抗Ｒ３が接続される。この抵抗Ｒ３は、グランド端子ＧＮＤを介して接地される。又、スイッチＳＷがトランジスタＴｂのベースに一端が接続されるとともに、他端がグランド端子ＧＮＤを介して接地される。
【００３４】
又、差動増幅回路９において、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧が反転入力端子に与えられるとともに、基準電圧Ｖｒｅｆが非反転入力端子に与えられる。更に、差動増幅回路９の出力及び比較器１０の出力がトランジスタＴｂのベースに与えられるとともに、差動増幅回路９が入力端子ＩＮ１より与えられる電源電圧Ｖｉ２とグランド端子ＧＮＤより与えられるグランド電圧によって、バイアスされる。又、出力端子ＯＵＴには、他端が接地された負荷３が接続される。
【００３５】
このようなシリーズレギュレータ１ａにおいて、出力端子ＯＵＴに現れる出力直流電圧が高くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧が高くなるため、差動増幅回路９の出力が小さくなる。よって、トランジスタＴｂのコレクタ電流が小さくなるため、トランジスタＴａのベース電流が小さくなる。このようにトランジスタＴａのベース電流が小さくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が小さくなるため、出力直流電圧が低くなる。
【００３６】
逆に、出力端子ＯＵＴに現れる出力直流電圧が低くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧が低くなるため、差動増幅回路９の出力が大きくなる。よって、トランジスタＴｂのコレクタ電流が大きくなるため、トランジスタＴａのベース電流が大きくなる。このようにトランジスタＴａのベース電流が大きくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が大きくなるため、出力直流電圧が高くなる。
【００３７】
又、上述したように、一般的に、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１は、電源電圧Ｖｉ２が電源回路などより与えられるのに対して、入力端子ＩＮ１に入力される電源電圧Ｖｉ２がコンバータなどによって、変圧されることによって得られる。そのため、電源電圧Ｖｉ２に比べて、入力直流電圧Ｖｉ１は、変動しやすい。よって、入力直流電圧Ｖｉ１の変動に応じて、抵抗Ｒ４の両端に現れる電位差の変動として比較器１０に与えられる。
【００３８】
即ち、入力直流電圧Ｖｉ１が高くなったとき、トランジスタＴａのベース・エミッタ間電圧は略０．３Ｖとほぼ一定であるため、トランジスタＴａのベース電圧も高くなる。よって、抵抗Ｒ４の両端に現れる電位差が小さくなる。このとき、比較器１０よりトランジスタＴｂのベースに与える電流を小さくすることによって、トランジスタＴｂを流れるコレクタ電流、即ちトランジスタＴａのベース電流を小さくする。このように、トランジスタＴａのベース電流が小さくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が小さくなるため、出力直流電圧を低くすることができる。故に、入力直流電圧Ｖｉ１が高くなったためにその電圧値が高くなった出力直流電圧を低くすることができる。
【００３９】
逆に、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧も低くなる。よって、抵抗Ｒ４の両端に現れる電位差が大きくなる。このとき、比較器１０よりトランジスタＴｂのベースに与える電流を大きくすることによって、トランジスタＴｂを流れるコレクタ電流、即ちトランジスタＴａのベース電流を大きくする。このように、トランジスタＴａのベース電流が大きくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が大きくなるため、出力直流電圧を高くすることができる。故に、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったためにその電圧値が低くなった出力直流電圧を高くすることができる。よって、入力直流電圧Ｖｉ１の変動の影響なく、出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００４０】
更に、抵抗Ｒ３によって現れる電圧が、過電流保護回路６に与えられる。即ち、トランジスタＴａを流れる電流が大きくなって、抵抗Ｒ３に流れる電流が大きくなったとき、抵抗Ｒ３に現れる電圧が大きくなる。このとき、抵抗Ｒ３に現れる電圧が所定の値より大きくなったとき、トランジスタＴａに過電流が流れたと過電流保護回路６で判断される。そして、トランジスタＴｂの駆動を停止させるように、トランジスタＴｂのベースとグランド端子ＧＮＤ間に接続されるスイッチＳＷをＯＮにする。このようにして、シリーズレギュレータ１ａの動作を停止させる。
【００４１】
尚、図２の過電圧保護回路７及び過熱保護回路８についても、出力直流電圧が大きくなったとき、又、トランジスタＴａの発熱量が大きくなったとき、それぞれ、スイッチＳＷをＯＮにしてトランジスタＴｂの駆動を停止させるようにして、過電圧保護、又は過熱保護を行うようにしても良い。
【００４２】
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。図４は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図４に示すシリーズレギュレータにおいて、図３に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００４３】
図４に示すシリーズレギュレータ１ｂは、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａ（図３）と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ｂ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成される。又、コントロールＩＣ２ｂは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、ダイオードＤと比較器１０ａとで構成される検出回路５ｂ（図２の検出回路５に相当する）と、過電流保護回路６とを有する。更に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１にそれぞれ入力直流電圧Ｖｉ１、電源電圧Ｖｉ２が入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに他端が接地された負荷３が接続される。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ｂは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図４では省略している。
【００４４】
このようなシリーズレギュレータ１ｂは、図３のシリーズレギュレータ１ａにおける抵抗Ｒ４の代わりにダイオードＤを使用するとともに、比較器１０の代わりに比較器１０ａを使用した構成のシリーズレギュレータである。尚、ダイオードＤは、アノードが入力端子ＩＮ１に接続されるとともに、カソードがトランジスタＴａのベースに接続される。尚、差動増幅回路９及び抵抗Ｒ３については、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａと同様の動作を行うので、その動作の説明については省略する。
【００４５】
このようなシリーズレギュレータ１ｂにおいて、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧も低くなる。よって、ダイオードＤの両端に現れる電位差が、ダイオードＤを導通させるのに必要な電圧よりも大きくなったとき、比較器１０ａよりトランジスタＴｂのベースに与える電流を大きくすることによって、トランジスタＴｂを流れるコレクタ電流、即ちトランジスタＴａのベース電流を大きくする。
【００４６】
このように、トランジスタＴａのベース電流が大きくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が大きくなるため、出力直流電圧を高くすることができる。故に、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったためにその電圧値が低くなった出力直流電圧を高くすることができる。よって、入力直流電圧Ｖｉ１の変動の影響なく、出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００４７】
＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。図５は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図５に示すシリーズレギュレータにおいて、図３に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００４８】
図５に示すシリーズレギュレータ１ｃは、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａ（図３）と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ｃ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成されるとともに、信号出力端子ＳＩＧが設けられる。又、コントロールＩＣ２ｃは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、抵抗Ｒ４と比較器１０とで構成される検出回路５ｃ（図２の検出回路５に相当する）と、過電流保護回路６とを有する。更に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１にそれぞれ入力直流電圧Ｖｉ１、電源電圧Ｖｉ２が入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに他端が接地された負荷３が接続される。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ｃは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図５では省略している。
【００４９】
このようなシリーズレギュレータ１ｃは、比較器１０からの出力がトランジスタＴｂのベースに与えられる代わりに、信号出力端子ＳＩＧに接続されたシリーズレギュレータ１ｃの外部に設けられた外部回路１１に与えられるような構成のシリーズレギュレータである。即ち、比較器１０の出力が信号出力端子ＳＩＧに接続される。又、入力端子ＩＮには、シリーズレギュレータ１ｃの外部に設けられた可変の電源回路１２が接続される。尚、差動増幅回路９、比較器１０及び抵抗Ｒ３，Ｒ４については、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａと同様の動作を行うので、その動作の説明については省略する。
【００５０】
このような構成のシリーズレギュレータ１ｃは、比較器１０からの出力が、信号出力端子ＳＩＧを介して外部回路１１に与えられる。そして、外部回路１１によって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１が、負荷３によって要求される出力直流電圧を出力するために適切な値になるように、可変の電源回路１２が制御される。
【００５１】
即ち、直流入力電圧Ｖｉ１が高くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧が高くなったことを抵抗Ｒ４と比較器１０によって検出し、比較器１０の出力が外部回路１１に与えられる。そして、この出力によって、外部回路１１が電源回路１２より供給される入力直流電圧Ｖｉ１を低くするように、電源回路１２を制御する。又、直流入力電圧Ｖｉ１が低くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧が低くなったことを抵抗Ｒ４と比較器１０によって検出し、比較器１０の出力が外部回路１１に与えられる。そして、この出力によって、外部回路１１が電源回路１２より供給される入力直流電圧Ｖｉ１を高くするように、電源回路１２を制御する。このようにすることによって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１を安定な電圧値とすることができるので、出力端子ＯＵＴより出力される出力直流電圧の値を安定化させることができる。
【００５２】
尚、本実施形態において、入力直流電圧の値を検出する検出回路５ｃを、第１の実施形態と同様に、比較器１０と抵抗Ｒ４によって構成したが、第２の実施形態と同様に、比較器１０ａとダイオードＤによって構成するようにしても構わない。又、本実施形態において、可変の電源回路１２によって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧が供給されるものとしたが、可変の電源回路１２の代わりに、直流電圧変圧回路を用いて、入力端子ＩＮ１に入力される直流電圧Ｖｉ２を入力端子Ｖｉ１に変圧した入力直流電圧を入力端子ＩＮに入力するようにしても構わない。このとき、外部回路１１によって、直流電圧変圧回路における変圧率が制御されることによって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧を安定化させることができる。
【００５３】
第１〜第３の実施形態において、図２の制御回路４、検出回路５、過電流保護回路６、過電圧保護回路７、及び過熱保護回路８で構成されるコントロールＩＣ２を、１チップの半導体集積回路装置として構成するとともに、このコントロールＩＣ２とｐｎｐ型トランジスタＴａとを１パッケージ化するようにしても構わない。このように、シリーズレギュレータを１パッケージ化することによって、過熱保護回路８を最も発熱量の大きいｐｎｐ型トランジスタＴａの近傍に配置することができるので、効率よく過熱保護を行うことができる。又、コントロールＩＣ２及びｐｎｐ型トランジスタＴａをバイポーラトランジスタの代わりに、ＭＯＳトランジスタで構成することによって、例えば、トランジスタＴａをＭＯＳトランジスタで構成したとき、その動作時のゲート・ソース間電圧が０．１〜０．２Ｖ程度と低くなるため、その電力損失を更に低減させることができる。
【００５４】
＜第４の実施形態＞
本発明の第４の実施形態について、図面を参照して説明する。図６は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図６に示すシリーズレギュレータにおいて、図３に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００５５】
図６に示すシリーズレギュレータ１ｄは、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａ（図３）と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ｄ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成されるとともに、端子１３，１４が設けられる。又、コントロールＩＣ２ｄは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、比較器１０と、過電流保護回路６とを有する。更に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１にそれぞれ入力直流電圧Ｖｉ１、電源電圧Ｖｉ２が入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに他端が接地された負荷３が接続される。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ｄは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図５では省略している。
【００５６】
このようなシリーズレギュレータ１ｄは、端子１３が入力端子ＩＮ１と接続されるとともに、トランジスタＴａのベースに端子１４が接続された構成のシリーズレギュレータである。この端子１３，１４の間に抵抗Ｒ４が接続され、この抵抗Ｒ４と比較器１０で検出回路５ａが構成される。このような構成のシリーズレギュレータ１ｄにおいて、差動増幅回路９、比較器１０及び抵抗Ｒ３，Ｒ４については、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａと同様の動作を行うので、その動作の説明については省略する。
【００５７】
このように、抵抗Ｒ４を外付けとすることによって、負荷３が要求するシリーズレギュレータ１ｄからの出力直流電圧の値に応じて、抵抗値の違う抵抗の付け替えが可能となる。このとき、制御回路４、比較器１０、過電流保護回路６、過電圧保護回路７（図２参照）、及び過熱保護回路８（図２参照）で構成されるコントロールＩＣ２ｄを、１チップの半導体集積回路装置として構成するとともに、このコントロールＩＣ２ｄとｐｎｐ型トランジスタＴａとを１パッケージ化し、更に、抵抗Ｒ４を外部に接続するように構成する。このとき、１パッケージ化されたシリーズレギュレータには、抵抗Ｒ４を接続するための端子１３，１４が設けられる。
【００５８】
尚、本実施形態において、第１の実施形態と同様に、抵抗Ｒ４を端子１３，１４に接続して、比較器１０と抵抗Ｒ４とで検出回路５ａを構成したが、第２の実施形態と同様に、比較器１０を比較機１０ａとするとともにダイオードＤを端子１３，１４に接続して、比較器１０ａとダイオードＤによって検出回路５ｂを構成するようにしても構わない。又、第３の実施形態のように、信号出力端子をシリーズレギュレータに設けて、コントロールＩＣ内に設けられた比較器からの出力を外部回路に与えるような構成にしても構わない。
【００５９】
【発明の効果】
出力トランジスタを制御する制御手段を動作させるための電源電圧と、出力トランジスタに入力される入力直流電圧とを、異なる直流電圧とするとともに、電源電圧を入力直流電圧より高い直流電圧としたため、出力トランジスタへの入力直流電圧を出力直流電圧に応じた可能な限り低い電圧とすることができる。よって、１．５Ｖや２Ｖといった低電圧を出力直流電圧として出力する場合においても、制御手段の最低動作電圧と関係なく、入力直流電圧を可能な限り低い電圧に設定することができるため、このレギュレータにおける電力損失を低減させることができる。又、入力直流電圧と電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させることができるため、入力直流電圧の変動に関わらず、出力直流電圧を安定した電圧として出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のレギュレータの内部構成を示すブロック図。
【図２】図１のレギュレータ内に設けられたコントロールＩＣの内部構成を示すブロック図。
【図３】第１の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図４】第２の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図５】第３の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図６】第４の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図７】従来のレギュレータの内部構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１ シリーズレギュレータ
２ コントロールＩＣ
３ 負荷
４ 制御回路
５ 検出回路
６ 過電流保護回路
７ 過電圧保護回路
８ 過熱保護回路
９ 差動増幅回路
１０ 比較器
１１ 外部回路
１２ 電源回路
１３，１４ 端子
２０ コントロールＩＣ
ＩＮ，ＩＮ１ 入力端子
ＯＵＴ 出力端子
Ｔａ ｐｎｐ型トランジスタ
Ｔｂ ｎｐｎ型トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ ダイオード
ＳＷ スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧を負荷に供給するレギュレータに関するもので、特に、負荷に低電圧の直流電圧を供給する低電圧動作レギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路装置などの負荷に供給される直流電圧が、その動作クロックの高周波数化に応じて、従来は５Ｖであったのに対して、近年、３．３Ｖまたは２．５Ｖと減少傾向にある。又、このような直流電圧が供給される負荷に与えられる負荷電流は、従来、１〜２Ａであったものが、近年、その機能拡大に伴い、３〜５Ａと増加傾向にある。このように、近年、低電圧動作化及び大電流化した負荷に対応した低電圧動作レギュレータが求められる。更に、このような低電圧動作レギュレータにおいては、その電力損失が低いものが求められる。
【０００３】
従来より使用されているレギュレータに於いて、図７のようなシリーズレギュレータを示す。従来より使用されているシリーズレギュレータは、入力端子ＩＮより供給された直流電圧を、入力端子ＩＮにエミッタが接続されたｐｎｐ型トランジスタＴａのベース電流が制御されることによって、トランジスタＴａのコレクタに接続された出力端子ＯＵＴに接続される負荷（不図示）に供給する直流電圧に変換する。又、トランジスタＴａのベース電流が、入力端子ＩＮより供給される直流電圧によってバイアスされるコントロールＩＣ２０によって制御される。
【０００４】
又、出力端子ＯＵＴとグランド電圧の間には、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２が設けられ、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに表れる電圧がコントロールＩＣ２０に帰還される。尚、抵抗Ｒ２の一端が出力端子ＯＵＴに接続されるとともに、抵抗Ｒ１の一端が接地される。更に、入力端子ＩＮに一端が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサＣ１と、出力端子ＯＵＴに一端が接続されるとともに、他端が接地されたコンデンサＣ２とを有する。又、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、及びコントロールＩＣ２０は、それぞれ、グランド端子ＧＮＤを介してグランド電圧に接地される。
【０００５】
このようなシリーズレギュレータにおいて、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに表れる電圧が、出力端子ＯＵＴより出力される出力直流電圧が分圧された電圧となる。この抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに表れる電圧がコントロールＩＣ２０に帰還されることによって、出力端子ＯＵＴより出力される出力直流電圧が安定するようにトランジスタＴａのベース電流が制御される。このようにすることで、入力端子ＩＮより供給される直流電圧を変換して、出力端子ＯＵＴに接続される負荷に常に一定の直流電圧を供給する。このとき、コンデンサＣ１が入力側の電圧の平滑回路として動作するとともに、コンデンサＣ２が出力側の電圧の平滑回路として動作する。
【０００６】
上述したように、近年、レギュレータより直流電圧が供給される負荷の低電圧動作化が進んでいる。よって、図７のようなシリーズレギュレータにおいて、入力端子ＩＮに５Ｖの入力直流電圧ＶＩＮ入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに接続された負荷に供給する出力直流電圧ＶＯＵＴが３．３Ｖである場合、その負荷に流れる負荷電流Ｉが１Ａのとき、（１）式より、その電力損失ＰＤが１．７Ｗとなる。
ＰＤ＝（ＶＩＮ−ＶＯＵＴ）×Ｉ …（１）
【０００７】
更に、このようなシリーズレギュレータに接続される負荷に供給する出力電圧ＶＯＵＴが２．５Ｖと、負荷に供給される電圧が低電圧化されると、（１）式より、図７のようなシリーズレギュレータにおいて、その電力損失ＰＤが、２．５Ｗと増加することがわかる。このように低電圧化されたとき、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧ＶＩＮを３．３Ｖに下げることによって、電力損失ＰＤを０．８Ｗと小さくすることができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
更に、出力電圧を低く設定しなければならない場合、例えば、出力電圧を１．５Ｖに設定しなければ成らない場合には、その電力損失を小さくする方法として、入力直流電圧を低くすることが考えられる。しかしながら、現在、レギュレータのコントロールＩＣがバイポーラプロセスで構成された場合、その回路構成上、トランジスタを３段で構成する必要がある。よって、コントロールＩＣを動作させるのに必要な最低動作電圧が２．１Ｖ程度は必要である。又、現状において、このようなコントロールＩＣを安定に動作させるためには、３〜４Ｖの動作電圧が必要である。そのため、レギュレータにおいて、コントロールＩＣに供給される電圧を、入力端子に入力される入力直流電圧と共通とした構成にしたとき、その電力損失の低減には限界がある。
【０００９】
このような問題を鑑みて、本発明は、制御用回路の電源を別に供給することによって、その電力損失を低減したレギュレータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明のレギュレータは、入力直流電圧が第１電極に入力されるとともに出力直流電圧が第２電極に現れる出力トランジスタと、前記出力直流電圧を帰還して前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御手段とが設けられたレギュレータにおいて、前記制御手段が、前記入力直流電圧と前記電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させるとともに、前記制御手段の電源電圧として、前記入力直流電圧より高い直流電圧が与えられることを特徴とする。
【００１１】
このようなレギュレータに接続される前記負荷に供給する前記出力直流電圧が、例えば１．５Ｖといった低い電圧が求められるとき、前記入力直流電圧を２Ｖといった低い電圧を供給することによって、前記出力トランジスタにおける電力損失を低減させることができる。又、このとき、前記制御手段を動作させる前記電源電圧を、３〜４Ｖ程度とすることで、安定して前記制御手段を動作させることができる。
【００１２】
又、このようなレギュレータにおいて、前記制御手段が、前記入力直流電圧と前記電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させる。即ち、前記入力直流電圧が低下したとき、前記出力電圧も低下する。このとき、前記制御手段が、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を大きくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を大きくして、前記出力直流電圧を高くする。このようにして、前記入力直流電圧の変動に影響されずに、前記出力直流電圧を安定化させることができる。
【００１３】
又、本発明のレギュレータは、上述したレギュレータにおいて、前記制御手段が、前記出力直流電圧が分圧された電圧と、基準電圧とが入力されて、これらの電圧を差動増幅する差動増幅回路と、該差動増幅回路からの出力によって前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御トランジスタと、から構成される制御回路と、前記電源電圧と、前記出力トランジスタの制御電極に現れる電圧とが入力されるとともに、これらの電位差を検出する検出回路と、前記検出回路で検出した結果に応じて、前記制御トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させる比較器と、を有することを特徴とする。
【００１４】
このようなレギュレータにおいて、前記検出回路を抵抗としても構わない。このとき、前記電源電圧は、電源回路などより供給される電圧であるので、ほぼ一定の値となるのに対して、前記入力直流電圧は、前記電源回路などの電圧を変圧して与えられる直流電圧などを用いるため、その値にふらつきがでる可能性がある。よって、前記入力直流電圧の変動に応じて、前記抵抗の両端に現れる電位差が変動する。このとき、前記入力直流電圧が高くなって、前記抵抗の両端に現れる電位差が小さくなったとき、前記比較器より前記制御トランジスタに与える電流の電流値を小さくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を小さくして、その電圧値が高くなった前記入力直流電圧に応じて高くなった前記出力直流電圧を低くすることができる。又、前記入力直流電圧が低くなって、前記抵抗の両端に現れる電位差が大きくなったとき、前記比較器より前記制御トランジスタに与える電流の電流値を大きくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を大きくして、その電圧値が低くなった前記入力直流電圧に応じて低くなった前記出力直流電圧を高くすることができる。このようにして、前記入力直流電圧の変動に関わらず、前記出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００１５】
又、前記検出回路をダイオードとしても構わない。このとき、前記電源電圧は、電源回路などより供給される電圧であるので、ほぼ一定の値となるのに対して、前記入力直流電圧は、前記電源回路などの電圧を変圧して与えられる直流電圧などを用いるため、その値にふらつきがでる可能性がある。よって、前記入力直流電圧の変動に応じて、前記ダイオードの両端に現れる電位差が変動する。このとき、前記入力直流電圧が低くなって、前記ダイオードの両端に現れる電位差が、前記ダイオードが導通させるために必要な電圧よりも大きくなったとき、前記比較器より前記制御トランジスタに与える電流の電流値を大きくすることによって、前記出力トランジスタを流れる電流を大きくして、その電圧値が低くなった前記入力直流電圧に応じて低くなった前記出力直流電圧を高くすることができる。このようにして、前記入力直流電圧の変動に関わらず、前記出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００１６】
又、前記比較器の出力を、前記レギュレータ外部の回路に出力するようにしても構わない。このようにすることで、電源回路などから与えられる電源電圧を変圧するなどして与えられる前記入力直流電圧を生成する前記レギュレータ外部の回路を、前記比較器の出力を用いて制御することによって、前記入力直流電圧を安定化させることができる。
【００１７】
又、本発明のレギュレータは、上述したいずれかのレギュレータにおいて、１チップの半導体集積回路装置として構成された前記制御手段と、前記出力トランジスタとによって、１パッケージ化された装置として構成されることを特徴とする。
【００１８】
このようなレギュレータにおいて、前記制御手段に、過電流保護機能、過電圧保護機能、及び過熱保護機能を持たせたとき、該制御手段が前記出力トランジスタとともに、１パッケージ化された装置として構成されるため、過電流、過電圧及び熱が発生する前記出力トランジスタの近傍に、過電流保護機能、過電圧保護機能、及び過熱保護機能を持つ各回路を配置することができる。そのため、このようなレギュレータを、過電流保護機能、過電圧保護機能、及び過熱保護機能を持つ各回路を、効率よく動作させることができる装置として、構成させることができる。
【００１９】
又、このようなレギュレータにおいて、前記検出回路が、該半導体集積回路装置の外部に取り付け可能な検出素子とするとともに、前記１パッケージ化された装置に、前記検出素子を接続するための端子を設けても構わない。このようにすることで、前記負荷が要求するレギュレータからの前記出力直流電圧の値に応じて、検出素子を付け替えることがが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
＜本発明のレギュレータの全体構成＞
本発明のシリーズレギュレータの構成について、図面を参照して説明する。図１は、本発明のシリーズレギュレータの内部構成を示すブロック図である。尚、図１に示すシリーズレギュレータにおいて、図７に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００２１】
図１に示すシリーズレギュレータ１は、入力端子ＩＮと、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧よりも高い電源電圧が入力される電源電圧入力端子ＩＮ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧を帰還してトランジスタＴａのベース電流を制御するコントロールＩＣ２とを有する。このようなシリーズレギュレータ１の出力端子ＯＵＴに、負荷３が接続される。又、入力端子ＩＮには、直流電圧Ｖｉ１が、入力端子ＩＮ１には、直流電圧Ｖｉ２が、それぞれ印加される。
【００２２】
このような構成のシリーズレギュレータ１は、トランジスタＴａのベース電流が増幅されたコレクタ電流が出力端子ＯＵＴ側に流れることによって、出力端子ＯＵＴに出力直流電圧が与えられる。このとき、コンデンサＣ２によって、この出力端子ＯＵＴに現れる直流電圧が平滑化されるとともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって、この出力端子ＯＵＴに現れる電圧が分圧される。そして、この抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧が、コントロールＩＣ２に与えられる。又、コンデンサＣ１は、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧を平滑化して、ノイズを除去する。
【００２３】
このコントロールＩＣ１では、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が負荷３が要求する出力電圧より高くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧が高くなることより、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が高くなったことを検知する。そして、このコントロールＩＣ１によって、トランジスタＴａのベース電流が小さくなるように制御される。よって、トランジスタＴａを流れるコレクタ電流が小さくなるため、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が低くなる。
【００２４】
又、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が負荷３が要求する出力電圧より低くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧が低くなることより、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が低くなったことを検知する。そして、このコントロールＩＣ１によって、トランジスタＴａのベース電流が大きくなるように制御される。よって、トランジスタＴａを流れるコレクタ電流が大きくなるため、出力端子ＯＵＴに現れる電圧が高くなる。
【００２５】
又、シリーズレギュレータ１において、コントロールＩＣ２を動作させるために、入力端子ＩＮ１より電源電圧Ｖｉ２が与えられる。この電源電圧Ｖｉ２と入力端子ＩＮに与えられる入力直流電圧Ｖｉ１との関係は、Ｖｉ２＞Ｖｉ１となる。即ち、コントロールＩＣ２を動作させるために必要な電源電圧よりも低い電圧が、入力直流電圧として与えられる。
【００２６】
よって、例えば、負荷３に供給する電圧が１．５Ｖとするとともに、コントロールＩＣ２を動作させるために必要な最低動作電圧を３Ｖ程度とするとき、電源電圧Ｖｉ２を３．３Ｖとするとともに、入力直流電圧Ｖｉ１を２Ｖとすることができる。このとき、（１）式における入力直流電圧ＶＩＮ及び出力直流電圧ＶＯＵＴが、それぞれ、２Ｖ、１．５Ｖとなるので、負荷電流Ｉを１Ａとしたとき、上述した（１）式より、シリーズレギュレータ１の電力損失ＰＤが、０．５Ｗとなる。又、このとき、コントロールＩＣ２に与える電源電圧が３．３Ｖであるため、コントロールＩＣ２は、十分動作可能な状態にある。このように、電力損失を増やすことなく、出力直流電圧の低電圧化が実現できる。
【００２７】
＜コントロールＩＣの構成＞
又、コントロールＩＣ２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧を検知してトランジスタＴａのベース電流を制御する制御回路４と、トランジスタＴａのベース電圧に応じて制御回路４を制御してトランジスタＴａのベース電流を変動させる検出回路５（尚、実施の形態における検出回路は、特許請求の範囲における検出回路と比較器で構成された回路に相当する）と、過電流保護機能、過電圧保護機能、過熱保護機能をそれぞれ有する過電流保護回路６、過電圧保護回路７及び過熱保護回路８とを有する。
【００２８】
このようなコントロールＩＣ２において、検出回路５は、トランジスタＴａのベースに現れる電圧と入力端子ＩＮ１に入力される電源電圧Ｖｉ２とを比較する。そして、この比較結果に応じて制御回路４を制御してトランジスタＴａのベース電流を変動させる。又、一般的に、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１は、電源電圧Ｖｉ２が電源回路などより与えられるのに対して、入力端子ＩＮ１に入力される電源電圧Ｖｉ２がコンバータなどによって、変圧されることによって得られる。そのため、電源電圧Ｖｉ２に比べて、入力直流電圧Ｖｉ１は、変動しやすい。
【００２９】
故に、トランジスタＴａのベース電圧は、入力直流電圧Ｖｉ１より、トランジスタＴａのベース・エミッタ間電圧となる略０．３Ｖを引いた値となるため、入力直流電圧Ｖｉ１と同様に、トランジスタＴａのベース電圧が変動する。よって、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったとき、検出回路５では、電源電圧Ｖｉ２と比較することによって、トランジスタＴａのベース電圧が低くなったことを検出する。そして、制御回路４がトランジスタＴａに供給するベース電流を大きくするように制御回路４を制御し、出力直流電圧を高くすることが出来る。このようにすることで、入力直流電圧Ｖｉ１の変動の影響なく、出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００３０】
又、過電流保護回路６は、トランジスタＴａのベース電流の電流量を検出する。そして、検出した電流量が所定値より大きくなったとき、トランジスタＴａへのベース電流の供給をＯＦＦするように制御回路４を制御する。又、過電圧保護回路７は、出力端子ＯＵＴに現れる出力直流電圧を検出する。そして、検出した出力直流電圧が所定値より高くなったとき、トランジスタＴａへのベース電流の供給をＯＦＦするように制御回路４を制御する。更に、過熱保護回路は、温度が高くなるとともに、過熱保護回路の内部に設けられたトランジスタのベース・エミッタ間電圧が小さくなることを利用して、トランジスタＴａによって発生する熱を検出する。そして、その発熱量が所定量よりも大きくなったとき、トランジスタＴａへのベース電流の供給をＯＦＦするように制御回路４を制御する。
【００３１】
＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。図３は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図２における過電圧保護回路及び過熱保護回路については省略する。
【００３２】
図３に示すシリーズレギュレータ１ａは、図１に示すシリーズレギュレータ１と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ａ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成される。又、コントロールＩＣ２ａは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、抵抗Ｒ４と比較器１０とで構成される検出回路５ａ（図２の検出回路５に相当する）と、過電流保護回路６とを有する。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ａは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図３では省略している。
【００３３】
このようなシリーズレギュレータ１ａにおいて、トランジスタＴａのベースと入力端子ＩＮ１との間に抵抗Ｒ４及び比較器１０が接続される。又、トランジスタＴｂのコレクタにトランジスタＴａのベースが接続されるとともに、そのエミッタに抵抗Ｒ３が接続される。この抵抗Ｒ３は、グランド端子ＧＮＤを介して接地される。又、スイッチＳＷがトランジスタＴｂのベースに一端が接続されるとともに、他端がグランド端子ＧＮＤを介して接地される。
【００３４】
又、差動増幅回路９において、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードに現れる電圧が反転入力端子に与えられるとともに、基準電圧Ｖｒｅｆが非反転入力端子に与えられる。更に、差動増幅回路９の出力及び比較器１０の出力がトランジスタＴｂのベースに与えられるとともに、差動増幅回路９が入力端子ＩＮ１より与えられる電源電圧Ｖｉ２とグランド端子ＧＮＤより与えられるグランド電圧によって、バイアスされる。又、出力端子ＯＵＴには、他端が接地された負荷３が接続される。
【００３５】
このようなシリーズレギュレータ１ａにおいて、出力端子ＯＵＴに現れる出力直流電圧が高くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧が高くなるため、差動増幅回路９の出力が小さくなる。よって、トランジスタＴｂのコレクタ電流が小さくなるため、トランジスタＴａのベース電流が小さくなる。このようにトランジスタＴａのベース電流が小さくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が小さくなるため、出力直流電圧が低くなる。
【００３６】
逆に、出力端子ＯＵＴに現れる出力直流電圧が低くなったとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧が低くなるため、差動増幅回路９の出力が大きくなる。よって、トランジスタＴｂのコレクタ電流が大きくなるため、トランジスタＴａのベース電流が大きくなる。このようにトランジスタＴａのベース電流が大きくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が大きくなるため、出力直流電圧が高くなる。
【００３７】
又、上述したように、一般的に、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１は、電源電圧Ｖｉ２が電源回路などより与えられるのに対して、入力端子ＩＮ１に入力される電源電圧Ｖｉ２がコンバータなどによって、変圧されることによって得られる。そのため、電源電圧Ｖｉ２に比べて、入力直流電圧Ｖｉ１は、変動しやすい。よって、入力直流電圧Ｖｉ１の変動に応じて、抵抗Ｒ４の両端に現れる電位差の変動として比較器１０に与えられる。
【００３８】
即ち、入力直流電圧Ｖｉ１が高くなったとき、トランジスタＴａのベース・エミッタ間電圧は略０．３Ｖとほぼ一定であるため、トランジスタＴａのベース電圧も高くなる。よって、抵抗Ｒ４の両端に現れる電位差が小さくなる。このとき、比較器１０よりトランジスタＴｂのベースに与える電流を小さくすることによって、トランジスタＴｂを流れるコレクタ電流、即ちトランジスタＴａのベース電流を小さくする。このように、トランジスタＴａのベース電流が小さくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が小さくなるため、出力直流電圧を低くすることができる。故に、入力直流電圧Ｖｉ１が高くなったためにその電圧値が高くなった出力直流電圧を低くすることができる。
【００３９】
逆に、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧も低くなる。よって、抵抗Ｒ４の両端に現れる電位差が大きくなる。このとき、比較器１０よりトランジスタＴｂのベースに与える電流を大きくすることによって、トランジスタＴｂを流れるコレクタ電流、即ちトランジスタＴａのベース電流を大きくする。このように、トランジスタＴａのベース電流が大きくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が大きくなるため、出力直流電圧を高くすることができる。故に、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったためにその電圧値が低くなった出力直流電圧を高くすることができる。よって、入力直流電圧Ｖｉ１の変動の影響なく、出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００４０】
更に、抵抗Ｒ３によって現れる電圧が、過電流保護回路６に与えられる。即ち、トランジスタＴａを流れる電流が大きくなって、抵抗Ｒ３に流れる電流が大きくなったとき、抵抗Ｒ３に現れる電圧が大きくなる。このとき、抵抗Ｒ３に現れる電圧が所定の値より大きくなったとき、トランジスタＴａに過電流が流れたと過電流保護回路６で判断される。そして、トランジスタＴｂの駆動を停止させるように、トランジスタＴｂのベースとグランド端子ＧＮＤ間に接続されるスイッチＳＷをＯＮにする。このようにして、シリーズレギュレータ１ａの動作を停止させる。
【００４１】
尚、図２の過電圧保護回路７及び過熱保護回路８についても、出力直流電圧が大きくなったとき、又、トランジスタＴａの発熱量が大きくなったとき、それぞれ、スイッチＳＷをＯＮにしてトランジスタＴｂの駆動を停止させるようにして、過電圧保護、又は過熱保護を行うようにしても良い。
【００４２】
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。図４は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図４に示すシリーズレギュレータにおいて、図３に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００４３】
図４に示すシリーズレギュレータ１ｂは、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａ（図３）と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ｂ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成される。又、コントロールＩＣ２ｂは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、ダイオードＤと比較器１０ａとで構成される検出回路５ｂ（図２の検出回路５に相当する）と、過電流保護回路６とを有する。更に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１にそれぞれ入力直流電圧Ｖｉ１、電源電圧Ｖｉ２が入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに他端が接地された負荷３が接続される。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ｂは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図４では省略している。
【００４４】
このようなシリーズレギュレータ１ｂは、図３のシリーズレギュレータ１ａにおける抵抗Ｒ４の代わりにダイオードＤを使用するとともに、比較器１０の代わりに比較器１０ａを使用した構成のシリーズレギュレータである。尚、ダイオードＤは、アノードが入力端子ＩＮ１に接続されるとともに、カソードがトランジスタＴａのベースに接続される。尚、差動増幅回路９及び抵抗Ｒ３については、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａと同様の動作を行うので、その動作の説明については省略する。
【００４５】
このようなシリーズレギュレータ１ｂにおいて、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧も低くなる。よって、ダイオードＤの両端に現れる電位差が、ダイオードＤを導通させるのに必要な電圧よりも大きくなったとき、比較器１０ａよりトランジスタＴｂのベースに与える電流を大きくすることによって、トランジスタＴｂを流れるコレクタ電流、即ちトランジスタＴａのベース電流を大きくする。
【００４６】
このように、トランジスタＴａのベース電流が大きくなることで、トランジスタＴａのコレクタ電流が大きくなるため、出力直流電圧を高くすることができる。故に、入力直流電圧Ｖｉ１が低くなったためにその電圧値が低くなった出力直流電圧を高くすることができる。よって、入力直流電圧Ｖｉ１の変動の影響なく、出力直流電圧を安定して出力することができる。
【００４７】
＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。図５は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図５に示すシリーズレギュレータにおいて、図３に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００４８】
図５に示すシリーズレギュレータ１ｃは、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａ（図３）と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ｃ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成されるとともに、信号出力端子ＳＩＧが設けられる。又、コントロールＩＣ２ｃは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、抵抗Ｒ４と比較器１０とで構成される検出回路５ｃ（図２の検出回路５に相当する）と、過電流保護回路６とを有する。更に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１にそれぞれ入力直流電圧Ｖｉ１、電源電圧Ｖｉ２が入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに他端が接地された負荷３が接続される。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ｃは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図５では省略している。
【００４９】
このようなシリーズレギュレータ１ｃは、比較器１０からの出力がトランジスタＴｂのベースに与えられる代わりに、信号出力端子ＳＩＧに接続されたシリーズレギュレータ１ｃの外部に設けられた外部回路１１に与えられるような構成のシリーズレギュレータである。即ち、比較器１０の出力が信号出力端子ＳＩＧに接続される。又、入力端子ＩＮには、シリーズレギュレータ１ｃの外部に設けられた可変の電源回路１２が接続される。尚、差動増幅回路９、比較器１０及び抵抗Ｒ３，Ｒ４については、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａと同様の動作を行うので、その動作の説明については省略する。
【００５０】
このような構成のシリーズレギュレータ１ｃは、比較器１０からの出力が、信号出力端子ＳＩＧを介して外部回路１１に与えられる。そして、外部回路１１によって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１が、負荷３によって要求される出力直流電圧を出力するために適切な値になるように、可変の電源回路１２が制御される。
【００５１】
即ち、直流入力電圧Ｖｉ１が高くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧が高くなったことを抵抗Ｒ４と比較器１０によって検出し、比較器１０の出力が外部回路１１に与えられる。そして、この出力によって、外部回路１１が電源回路１２より供給される入力直流電圧Ｖｉ１を低くするように、電源回路１２を制御する。又、直流入力電圧Ｖｉ１が低くなったとき、トランジスタＴａのベース電圧が低くなったことを抵抗Ｒ４と比較器１０によって検出し、比較器１０の出力が外部回路１１に与えられる。そして、この出力によって、外部回路１１が電源回路１２より供給される入力直流電圧Ｖｉ１を高くするように、電源回路１２を制御する。このようにすることによって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧Ｖｉ１を安定な電圧値とすることができるので、出力端子ＯＵＴより出力される出力直流電圧の値を安定化させることができる。
【００５２】
尚、本実施形態において、入力直流電圧の値を検出する検出回路５ｃを、第１の実施形態と同様に、比較器１０と抵抗Ｒ４によって構成したが、第２の実施形態と同様に、比較器１０ａとダイオードＤによって構成するようにしても構わない。又、本実施形態において、可変の電源回路１２によって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧が供給されるものとしたが、可変の電源回路１２の代わりに、直流電圧変圧回路を用いて、入力端子ＩＮ１に入力される直流電圧Ｖｉ２を入力端子Ｖｉ１に変圧した入力直流電圧を入力端子ＩＮに入力するようにしても構わない。このとき、外部回路１１によって、直流電圧変圧回路における変圧率が制御されることによって、入力端子ＩＮに入力される入力直流電圧を安定化させることができる。
【００５３】
第１〜第３の実施形態において、図２の制御回路４、検出回路５、過電流保護回路６、過電圧保護回路７、及び過熱保護回路８で構成されるコントロールＩＣ２を、１チップの半導体集積回路装置として構成するとともに、このコントロールＩＣ２とｐｎｐ型トランジスタＴａとを１パッケージ化するようにしても構わない。このように、シリーズレギュレータを１パッケージ化することによって、過熱保護回路８を最も発熱量の大きいｐｎｐ型トランジスタＴａの近傍に配置することができるので、効率よく過熱保護を行うことができる。又、コントロールＩＣ２及びｐｎｐ型トランジスタＴａをバイポーラトランジスタの代わりに、ＭＯＳトランジスタで構成することによって、例えば、トランジスタＴａをＭＯＳトランジスタで構成したとき、その動作時のゲート・ソース間電圧が０．１〜０．２Ｖ程度と低くなるため、その電力損失を更に低減させることができる。
【００５４】
＜第４の実施形態＞
本発明の第４の実施形態について、図面を参照して説明する。図６は、本実施形態のシリーズレギュレータの内部構造を示すブロック回路図である。尚、図６に示すシリーズレギュレータにおいて、図３に示すシリーズレギュレータを構成する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００５５】
図６に示すシリーズレギュレータ１ｄは、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａ（図３）と同様に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１と、出力端子ＯＵＴと、グランド端子ＧＮＤと、ｐｎｐ型トランジスタＴａと、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ２ｄ（図１又は図２におけるコントロールＩＣ２に相当する）とで構成されるとともに、端子１３，１４が設けられる。又、コントロールＩＣ２ｄは、ｎｐｎ型トランジスタＴｂと差動増幅回路９と抵抗Ｒ３とスイッチＳＷとによって構成される制御回路４と、比較器１０と、過電流保護回路６とを有する。更に、入力端子ＩＮ，ＩＮ１にそれぞれ入力直流電圧Ｖｉ１、電源電圧Ｖｉ２が入力されるとともに、出力端子ＯＵＴに他端が接地された負荷３が接続される。尚、図２のように、コントロールＩＣ２ｄは、過電圧保護回路及び過熱保護回路を有するが、図５では省略している。
【００５６】
このようなシリーズレギュレータ１ｄは、端子１３が入力端子ＩＮ１と接続されるとともに、トランジスタＴａのベースに端子１４が接続された構成のシリーズレギュレータである。この端子１３，１４の間に抵抗Ｒ４が接続され、この抵抗Ｒ４と比較器１０で検出回路５ａが構成される。このような構成のシリーズレギュレータ１ｄにおいて、差動増幅回路９、比較器１０及び抵抗Ｒ３，Ｒ４については、第１の実施形態のシリーズレギュレータ１ａと同様の動作を行うので、その動作の説明については省略する。
【００５７】
このように、抵抗Ｒ４を外付けとすることによって、負荷３が要求するシリーズレギュレータ１ｄからの出力直流電圧の値に応じて、抵抗値の違う抵抗の付け替えが可能となる。このとき、制御回路４、比較器１０、過電流保護回路６、過電圧保護回路７（図２参照）、及び過熱保護回路８（図２参照）で構成されるコントロールＩＣ２ｄを、１チップの半導体集積回路装置として構成するとともに、このコントロールＩＣ２ｄとｐｎｐ型トランジスタＴａとを１パッケージ化し、更に、抵抗Ｒ４を外部に接続するように構成する。このとき、１パッケージ化されたシリーズレギュレータには、抵抗Ｒ４を接続するための端子１３，１４が設けられる。
【００５８】
尚、本実施形態において、第１の実施形態と同様に、抵抗Ｒ４を端子１３，１４に接続して、比較器１０と抵抗Ｒ４とで検出回路５ａを構成したが、第２の実施形態と同様に、比較器１０を比較機１０ａとするとともにダイオードＤを端子１３，１４に接続して、比較器１０ａとダイオードＤによって検出回路５ｂを構成するようにしても構わない。又、第３の実施形態のように、信号出力端子をシリーズレギュレータに設けて、コントロールＩＣ内に設けられた比較器からの出力を外部回路に与えるような構成にしても構わない。
【００５９】
【発明の効果】
出力トランジスタを制御する制御手段を動作させるための電源電圧と、出力トランジスタに入力される入力直流電圧とを、異なる直流電圧とするとともに、電源電圧を入力直流電圧より高い直流電圧としたため、出力トランジスタへの入力直流電圧を出力直流電圧に応じた可能な限り低い電圧とすることができる。よって、１．５Ｖや２Ｖといった低電圧を出力直流電圧として出力する場合においても、制御手段の最低動作電圧と関係なく、入力直流電圧を可能な限り低い電圧に設定することができるため、このレギュレータにおける電力損失を低減させることができる。又、入力直流電圧と電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させることができるため、入力直流電圧の変動に関わらず、出力直流電圧を安定した電圧として出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のレギュレータの内部構成を示すブロック図。
【図２】図１のレギュレータ内に設けられたコントロールＩＣの内部構成を示すブロック図。
【図３】第１の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図４】第２の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図５】第３の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図６】第４の実施形態のレギュレータの内部構成を示すブロック回路図。
【図７】従来のレギュレータの内部構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１ シリーズレギュレータ
２ コントロールＩＣ
３ 負荷
４ 制御回路
５ 検出回路
６ 過電流保護回路
７ 過電圧保護回路
８ 過熱保護回路
９ 差動増幅回路
１０ 比較器
１１ 外部回路
１２ 電源回路
１３，１４ 端子
２０ コントロールＩＣ
ＩＮ，ＩＮ１ 入力端子
ＯＵＴ 出力端子
Ｔａ ｐｎｐ型トランジスタ
Ｔｂ ｎｐｎ型トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ ダイオード
ＳＷ スイッチ
Claims (8)
- 入力直流電圧が第１電極に入力されるとともに出力直流電圧が第２電極に現れる出力トランジスタと、前記出力直流電圧を帰還して前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御手段とが設けられたレギュレータにおいて、
前記制御手段が、前記入力直流電圧と前記電源電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記出力トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させるとともに、
前記制御手段の電源電圧として、前記入力直流電圧より高い直流電圧が与えられることを特徴とするレギュレータ。 - 前記制御手段が、
前記出力直流電圧が分圧された電圧と、基準電圧とが入力されて、これらの電圧を差動増幅する差動増幅回路と、該差動増幅回路からの出力によって前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御トランジスタと、から構成される制御回路と、
前記電源電圧と、前記出力トランジスタの制御電極に現れる電圧とが入力されるとともに、これらの電位差を検出する検出回路と、
前記検出回路で検出した結果に応じて、前記制御トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させる比較器と、
を有することを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ。 - 入力直流電圧が第１電極に入力されるとともに出力直流電圧が第２電極に現れる出力トランジスタと、前記出力直流電圧を帰還して前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御手段とが設けられたレギュレータにおいて、
前記制御手段が、
前記出力直流電圧が分圧された電圧と、基準電圧とが入力されて、これらの電圧を差動増幅する差動増幅回路と、該差動増幅回路からの出力によって前記出力トランジスタの制御電極に与える電流を制御する制御トランジスタと、から構成される制御回路と、
前記電源電圧と、前記出力トランジスタの制御電極に現れる電圧とが入力されるとともに、これらの電位差を検出する検出回路と、
前記検出回路で検出した結果に応じて、前記制御トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させる比較器と、
を有するとともに、
前記制御手段の電源電圧として、前記入力直流電圧より高い直流電圧が与えられることを特徴とするレギュレータ。 - 前記検出回路が抵抗であり、
前記比較器が、前記抵抗に現れる電圧に応じて、前記制御トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のレギュレータ。 - 前記検出回路がダイオードであり、
前記比較器が、前記ダイオードに現れる電圧を、前記ダイオードを導通させるために必要な電圧と比較することによって、前記制御トランジスタの制御電極に与える電流値を変化させることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のレギュレータ。 - 前記比較器の出力が、前記レギュレータ外部の回路に出力されることを特徴とする請求項２〜請求項５のいずれかに記載のレギュレータ。
- １チップの半導体集積回路装置として構成された前記制御手段と、前記出力トランジスタが、１パッケージ化された装置として構成されることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のレギュレータ。
- １チップの半導体集積回路装置として構成された前記制御手段と、前記出力トランジスタとが、１パッケージ化された装置として構成され、
前記検出回路が、該半導体集積回路装置の外部に取り付け可能な検出素子であるとともに、
前記１パッケージ化された装置に、前記検出素子を接続するための端子が設けられたことを特徴とする請求項２〜請求項６のいずれかに記載のレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000028920A JP3542022B2 (ja) | 2000-02-01 | 2000-02-01 | レギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000028920A JP3542022B2 (ja) | 2000-02-01 | 2000-02-01 | レギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001216037A JP2001216037A (ja) | 2001-08-10 |
| JP3542022B2 true JP3542022B2 (ja) | 2004-07-14 |
Family
ID=18554254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000028920A Expired - Fee Related JP3542022B2 (ja) | 2000-02-01 | 2000-02-01 | レギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3542022B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008123276A (ja) | 2006-11-13 | 2008-05-29 | Sharp Corp | 定電圧出力回路 |
| KR100900267B1 (ko) * | 2007-08-06 | 2009-05-29 | (주)태진기술 | 초저전압 강하형 전압 레귤레이터 |
| JP2009223635A (ja) * | 2008-03-17 | 2009-10-01 | Denso Corp | 電源回路 |
| US9041367B2 (en) * | 2013-03-14 | 2015-05-26 | Freescale Semiconductor, Inc. | Voltage regulator with current limiter |
| JP7018337B2 (ja) * | 2017-08-21 | 2022-02-10 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
-
2000
- 2000-02-01 JP JP2000028920A patent/JP3542022B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001216037A (ja) | 2001-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8072201B2 (en) | Power supply apparatus | |
| JP3240216B2 (ja) | 設定値に対する電圧変動を検出する検出回路、デバイス及び電力供給回路 | |
| US8363363B2 (en) | DC-DC converters having improved current sensing and related methods | |
| US7453251B1 (en) | Voltage tracking reference for a power regulator | |
| US6885177B2 (en) | Switching regulator and slope correcting circuit | |
| KR20100086995A (ko) | 전원 장치 | |
| JP4721274B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP3610556B1 (ja) | 定電圧電源装置 | |
| US6204646B1 (en) | Power supply device | |
| JP3542022B2 (ja) | レギュレータ | |
| JP3821717B2 (ja) | 直流安定化電源装置 | |
| JP4595179B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP4315959B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH11266374A (ja) | クランプ回路 | |
| JPH04295222A (ja) | 安定化電源回路 | |
| JP2002369507A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2008071213A (ja) | 電源装置 | |
| JPH0744248A (ja) | 定電圧回路 | |
| KR20070117501A (ko) | 전압 조절기 및 그 형성 방법 | |
| JP2002136108A (ja) | 昇圧回路 | |
| JP2000293244A (ja) | 直流安定化電源装置 | |
| JP4623248B2 (ja) | シリーズレギュレータ用ｉｃ | |
| JP4315958B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2000184702A (ja) | 電源装置 | |
| JP2000066747A (ja) | 定電圧回路及びその定電圧出力方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040106 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040323 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040325 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080409 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090409 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090409 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100409 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100409 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110409 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120409 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |