JP2000293244A - 直流安定化電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 誤差増幅回路の初段回路を構成する一対のバ
イポーラ形トランジスタを用いる構成において、出力電
圧Ｖｏの高精度の安定化を図る。 【解決手段】 出力電圧Ｖｏを、一対の分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２で分圧して得られる接続点の分圧電圧Ｖ１２を、誤
差増幅回路の初段回路の一方のバイポーラ形トランジス
タのベースに与え、他方のバイポーラ形トランジスタの
ベースには、基準電圧Ｖｒｅｆを、補正用抵抗Ｒ０を介
して接続し、誤差増幅回路の制御信号によって、入出力
間に介在されるトランジスタのインピーダンスを変化す
る。分圧抵抗Ｒ２と補正用抵抗Ｒ０との抵抗値を等しく
選び、一対のバイポーラ形トランジスタのベース電流Ｉ
Ｂ１，ＩＢ２を等しくすることによって、分圧抵抗Ｒ２
の電圧降下と補正用抵抗Ｒ０の電圧降下とを等しくす
る。これによって、ベース電流ＩＢ１，ＩＢ２の変動に
かかわらず、出力電圧Ｖｏを高精度で安定化することが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流出力電圧を安
定化して導出する直流安定化電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】典型的な先行技術は、図６に示される。
入力電源端子１と出力電源端子２との間には、パワート
ランジスタ３が介在される。入力電源端子１には、交流
電圧が整流、平滑された直流電圧Ｖｉｎが与えられる。
出力電圧Ｖｏは、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧さ
れ、接続点４の分圧電圧Ｖ４は、誤差増幅回路５の反転
入力端子に与えられる。誤差増幅回路５の非反転入力端
子には、基準電圧発生源６からの基準電圧Ｖｒｅｆが与
えられる。誤差増幅回路５の出力は、トランジスタ７の
ベースに与えられる。出力電圧Ｖｏの接続点４における
分圧された電圧Ｖ４が変動するとき、誤差増幅回路５
は、基準電圧Ｖｒｅｆとなるように、トランジスタ７に
よって、パワートランジスタ３のベース電流を変化し、
これによって出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆに対応し
た一定の値に保たれる。誤差増幅回路５の反転入力端子
および非反転入力端子からの各入力電圧Ｖ４，Ｖｒｅｆ
は、バイポーラ形トランジスタのベースに与えられる。
従来からのＣＭＯＳ（相補形金属酸化膜半導体）トラン
ジスタを用いた直流安定化電源装置は、低電圧低消費電
流で動作し、低消費電力化が図られ、好ましく、これと
同様に、図６に示されるバイポーラ形トランジスタを用
いる直流安定化電源装置でも、低消費電力化が要望され
ている。

【０００３】図６に示される先行技術において、低消費
電力化を図るために、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を高
くし、それらの分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流を抑制
する。また低電圧動作化のために誤差増幅回路５の反転
入力端子および非反転入力端子にそれぞれ接続される初
段の回路となるバイポーラ形トランジスタから成る差動
増幅回路は、たとえばＮＰＮ形トランジスタまたはＰＮ
Ｐ形トランジスタのいわゆるシングル構成を有するもの
とせざるを得ない。誤差増幅回路５における前記初段の
差動増幅回路を構成する一対のバイポーラ形トランジス
タの入力インピーダンスは小さく、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２
の抵抗値に比べて無視できない大きい値となる。誤差増
幅回路５の前記初段回路を構成するバイポーラ形トラン
ジスタのベース電流ＩＢに対応する電流増幅率をｈＦＥ
とし、そのバイポーラ形トランジスタのコレクタ電流を
Ｉｃとするとき、出力電圧Ｖｏは、式１で示される。

【０００４】 Ｖｏ ＝ Ｖｒｅｆ・(１＋Ｒ２／Ｒ１) ＋ Ｒ２・Ｉｃ／ｈＦＥ …（１） 分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を、同一の参照符で示す。

【０００５】たとえば基準電圧Ｖｒｅｆ＝１．２５Ｖ、
分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値Ｒ１＝Ｒ２＝２００ｋΩと
し、前記初段回路のバイポーラ形トランジスタのコレク
タ電流Ｉｃ＝２０μＡとするとき、その初段回路のバイ
ポーラ形トランジスタの電流増幅率ｈＦＥに依存して、
図６の接続点４から誤差増幅回路５の反転入力端子に流
れるベース電流ＩＢは、表１に示されるように異なり、
これに応じてそのベース電流ＩＢが流れる分圧抵抗Ｒ２
の電圧降下に対応し、接続点４の電圧が変化することに
よって、出力電圧Ｖｏが変化する結果になる。

【０００６】

【表１】

【０００７】このように誤差増幅回路５の前記初段回路
に含まれるバイポーラ形トランジスタの入力インピーダ
ンスは小さく、したがって分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値
に比べて無視することができないので、分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２に流れる電流Ｉ１２をベース電流ＩＢに比べて、Ｉ
１２／ＩＢ＞１０⁴ とすることができず、出力電圧Ｖｏ
は、前記初段回路のバイポーラ形トランジスタの電流増
幅率ｈＦＥの影響を大きく受けることになる。すなわち
前記初段回路を構成するバイポーラ形トランジスタの電
流増幅率ｈＦＥのばらつきによってそのベース電流ＩＢ
が異なり、これによって接続点４の分圧電圧Ｖ４が変化
し、出力電圧Ｖｏを基準電圧Ｖｒｅｆに正確に対応した
予め定める値に設定することが困難になる。

【０００８】図６に示される先行技術の他の問題は、入
力電源端子１に与えられる入力電圧Ｖｉｎの変化によっ
て、出力電圧Ｖｏの安定化が困難であるということであ
る。入力電圧Ｖｉｎが高くなると、誤差増幅回路５の前
記初段回路のバイポーラ形トランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間電圧Ｖｃｅが高くなる。これによってトランジ
スタのアーリー効果による影響で、バイポーラ形トラン
ジスタのベース電流ＩＢが変動する。この結果、前述の
ように出力電圧Ｖｏの安定化が困難になる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、出力
電圧Ｖｏをさらに一層安定化することができるようにし
た直流安定化電源装置を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】また本発明は、入出力間
に介在され、インピーダンスが変化するインピーダンス
変化素子と、出力電圧を分圧する一対の分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２と、予め定める基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電
圧発生源と、基準電圧発生源からの基準電圧の出力に直
列に接続される補正用抵抗Ｒ０と、制御信号に応答し、
インピーダンス変化素子のインピーダンスを変化させる
制御手段と、一対の入力端子を有し、一方の入力端子に
は、分圧抵抗による分圧電圧が与えられ、他方の入力端
子には、補正用抵抗Ｒ０が接続され、前記一方の入力端
子の分圧電圧が、前記他方の入力端子の電圧になるよう
に、制御信号を導出して制御手段に与える誤差増幅回路
とを含むことを特徴とする直流安定化電源装置である。

【００１１】本発明に従えば、誤差増幅回路１６の一方
の入力端子１７には、出力電圧Ｖｏを分圧抵抗Ｒ１，Ｒ
２によって分圧された分圧電圧Ｖ１４が与えられ、他方
の入力端子１８には、基準電圧発生源１９からの基準電
圧Ｖｒｅｆが、補正用抵抗Ｒ０を介して与えられる。誤
差増幅回路と制御手段１３との働きによって、前記一方
の入力端子の分圧電圧Ｖ１４が、前記他方の入力端子１
８の電圧に一致するように、制御信号が発生されてイン
ピーダンス変化素子のインピーダンスが変化される。

【００１２】誤差増幅回路の一対の入力端子に接続され
る初段回路２６において、これらの２つの入力端子１
７，１８に流れる電流ＩＢ１，ＩＢ２がほぼ同一であっ
て、特性がほぼ揃っているとき一方の入力端子に流れる
電流によって生じる分圧抵抗Ｒ２の電圧降下Ｒ２・ＩＢ
１と、他方の入力端子に流れる電流ＩＢ２によって生じ
る補正用抵抗Ｒ０の電圧降下Ｒ０・ＩＢ２とをほぼ等し
くすることができる。こうして、誤差増幅回路の一対の
各入力端子にそれぞれ流れる電流が比較的大きくても、
出力電圧Ｖｏを高精度で安定化することができるように
なる。また一対の各入力端子に流れる電流ＩＢ１，ＩＢ
２が揃っておらず、差が存在しても、補正用抵抗Ｒ０の
抵抗値を調整して用いることによって、一方の入力端子
に流れる電流による分圧抵抗Ｒ２の電圧降下と、他方の
入力端子に流れる電流による補正用抵抗Ｒ０の電圧降下
とを、近似させることが容易であり、図６の先行技術に
比べて、出力電圧Ｖｏの安定化が可能になる。

【００１３】また本発明は、誤差増幅回路は、一対の同
一導電形式を有するバイポーラ形トランジスタ２４，２
５であって、各トランジスタの一端子が共通接続され、
他端子に入力電圧が与えられ、一方のトランジスタのベ
ースは、前記分圧電圧が与えられる前記一方の入力端子
であり、他方のトランジスタのベースは、前記補正用抵
抗Ｒ０に接続される前記他方の入力端子であるバイポー
ラ形トランジスタと、各トランジスタの前記一端子に直
列に接続され、予め定める一定の電流を流す定電流源
と、一対の各トランジスタに流れる電流Ｉ２４，Ｉ２５
の差に対応したレベルを有する制御信号を導出する制御
信号発生回路とを含むことを特徴とする。

【００１４】本発明に従えば、誤差増幅回路の初段回路
２６は、一対の同一導電形式のバイポーラ形トランジス
タ２４，２５を有する差動増幅回路によって実現され
る。このようなバイポーラ形トランジスタは、先行技術
に関連して述べたように、入力インピーダンスが小さ
く、そのベース電流ＩＢ１，ＩＢ２が大きく、またその
バイポーラ形トランジスタの電流増幅率ｈＦＥのばらつ
きによって、ベース電流ＩＢ１，ＩＢ２が揃っていなく
ても、一方の入力端子のベース電流ＩＢ１による分圧抵
抗Ｒ２の電圧降下ΔＶ２（＝Ｒ２・ＩＢ１）と、他方の
入力端子に流れるベース電流ＩＢ２による補正用抵抗Ｒ
０の電圧降下Ｒ０・ＩＢ２とをほぼ同一または近似した
値にすることが容易である。したがって誤差増幅回路の
初段回路２６にバイポーラ形トランジスタ２４，２５を
用いる構成において、出力電圧Ｖｏを、高精度に安定化
することができるようになる。一対のバイポーラ形トラ
ンジスタ２４，２５の導電形式が同一であるというの
は、両者がいずれもＮＰＮ形であり、またはいずれもＰ
ＮＰ形であるということである。

【００１５】また本発明は、誤差増幅回路の一対のトラ
ンジスタは、同一の電流増幅率ｈＦＥの特性を有し、補
正用抵抗Ｒ０は、前記一方のトランジスタのベース電流
が流れる分圧抵抗Ｒ２と同一の抵抗値を有することを特
徴とする。

【００１６】本発明に従えば、誤差増幅回路の初段回路
２６を構成する一対のバイポーラ形トランジスタ２４，
２５は、同一の電流増幅率ｈＦＥの特性を有し、したが
って各バイポーラ形トランジスタのベース電流ＩＢ１，
ＩＢ２は等しい。さらに補正用抵抗Ｒ０の抵抗値を、ベ
ース電流ＩＢ１が流れる分圧抵抗Ｒ２の抵抗値と同一に
選ぶことによって、これらの分圧抵抗Ｒ２の電圧降下
と、補正用抵抗Ｒ０の電圧降下とを等しくすることがで
きる。これによって出力電圧Ｖｏを、高精度に安定化す
ることができる。

【００１７】また本発明は、誤差増幅回路の前記他方の
入力端子には、リップル除去用コンデンサＣ０が接続さ
れることを特徴とする。

【００１８】本発明に従えば、誤差増幅回路の前記他方
の入力端子に、リップル除去用コンデンサＣ０を、積分
形で接続することによって、補正用抵抗Ｒ０とリップル
除去用コンデンサＣ０とによって積分器を構成し、高周
波成分を除去し、高リップル除去率の優れた高周波特性
を有する直流安定化電源装置が実現される。

【００１９】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の一形態の全
体の構成を簡略化して示す図であり、図２は図１に示さ
れる実施の形態の具体的な構成を示す電気回路図であ
る。入力電源端子１１と出力電源端子１２との間には、
インピーダンス変化素子であるＰＮＰバイポーラ形パワ
ートランジスタ１３が介在される。出力電圧Ｖｏは、一
対の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧され、それらの接続点１
４の分圧電圧Ｖ１４は、ライン１５を介して誤差増幅回
路１６の反転入力端子１７に与えられる。誤差増幅回路
１６の他方の入力端子１８には、基準電圧発生源１９
が、補正用抵抗Ｒ０を介して接続される。基準電圧発生
源１９は、基準電圧Ｖｒｅｆを導出する。誤差増幅回路
１６の出力は、ライン２０を介して制御用トランジスタ
２１に与えられる。この制御用トランジスタ２１は、ト
ランジスタ２２のベースに接続される。

【００２０】誤差増幅回路１６は、一対の同一導電形
式、たとえばこの実施の形態ではＮＰＮを有するバイポ
ーラ形トランジスタ２４，２５によって、誤差増幅回路
１６の初段回路２６を構成する差動増幅回路が構成され
る。各トランジスタ２４，２５のベースは、各入力端子
１７，１８である。これらのトランジスタ２４，２５の
エミッタは、接続点２７で共通に接続され、定電流源２
８に接続される。この定電流源２８は、一定の電流Ｉ２
８を流す。

【００２１】一対の各トランジスタ２４，２５には、直
列に、トランジスタ３１，３２がそれぞれ接続される。
これらのトランジスタ３１，３２では、ベースとコレク
タとは相互に接続される。トランジスタ３１のベースに
は、トランジスタ３３が接続されてカレントミラー回路
３４が構成される。トランジスタ３２のベースは、トラ
ンジスタ３５のベースに接続され、こうしてトランジス
タ３２，３５はカレントミラー回路３６が構成される。
トランジスタ３３，３５には、トランジスタ３７，３８
が接続される。一方のトランジスタ３７のベースは、コ
レクタに接続される。トランジスタ３７，３８によって
カレントミラー回路３９が構成される。トランジスタ３
５，３８のコレクタの接続点４０は、トランジスタ２１
のベースに接続される。トランジスタ２１のベースに
は、抵抗Ｒ３が直列に接続される。

【００２２】動作中、出力電圧Ｖｏが低下すると、分圧
抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点１４の電圧Ｖ１４が低下し、こ
れによって誤差増幅回路１６の初段回路２６を構成する
差動増幅回路のトランジスタ２４のベース電圧が低下す
る。したがってトランジスタ２４に流れるコレクタ電流
Ｉ２４が減少する。定電流源２８は、前述のように予め
定める一定の電流Ｉ２８を流すので、電流Ｉ２４が減少
することによって、もう１つのトランジスタ２５に流れ
る電流Ｉ２５が増加することになる。このトランジスタ
２５に流れる電流Ｉ２５は、カレントミラー回路３６の
働きによって、トランジスタ３５のコレクタ電流Ｉ３５
に等しい。トランジスタ２４に流れる電流Ｉ２４は、カ
レントミラー回路３４の働きによってトランジスタ３３
のコレクタ電流Ｉ３３に等しい。この電流Ｉ３３は、カ
レントミラー回路３９の働きによって、トランジスタ３
８のコレクタに流れる電流Ｉ３８に等しい。前述のよう
に、トランジスタ２４の電流Ｉ２４が減少することによ
って、トランジスタ３８の電流Ｉ３８が減少し、これと
は逆に、トランジスタ２５の電流Ｉ２５が増加し、トラ
ンジスタ３５の電流Ｉ３５が増加する結果になる。した
がって制御用トランジスタ２１のベースには、電流Ｉ３
５，Ｉ３８の差ΔＩ（＝Ｉ３５−Ｉ３８）が流れる。こ
のライン２０を流れる制御用トランジスタ２１のベース
に与えられる制御信号によって、パワートランジスタ１
３のベース電流が増大し、そのパワートランジスタ１３
のインピーダンスが小さくなる。これによって、出力電
圧Ｖｏが安定化される。

【００２３】特に本発明では、誤差増幅回路１６におけ
る初段回路２６の差動増幅回路を構成する一対のバイポ
ーラ形トランジスタ２４，２５の電流増幅率ｈＦＥの特
性をほぼ同一に選ぶ。

【００２４】基準電圧発生源１９では、トランジスタ４
１〜４７と抵抗Ｒ４，Ｒ５とを有する。トランジスタ４
５，４６は、カレントミラー回路４８を構成する。トラ
ンジスタ４３のエミッタ面積は、トランジスタ４７のＮ
倍である。Ｎは、１を超える値である。基準電圧発生源
１９のライン４９に導出される基準電圧Ｖｒｅｆは、入
力電源端子１１の電圧Ｖｉｎの変動にかかわらず、一定
に保たれる。

【００２５】基準電圧回路１９において、カレントミラ
ー回路４８の電流比は１：１であり、トランジスタ４
３，４７のエミッタ面積比に相当するバンドギャップ電
圧ΔＶＢＥ、 ΔＶＢＥ ＝ ＶＢＥ４７−ＶＢＥ４３ …（２） を抵抗Ｒ５で構成することにより、トランジスタ４３，
４７のエミッタ電流（≒コレクタ電流）は、 Ｉφ ≒ ΔＶＢＥ／Ｒ５ …（３） で決定される。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆは、 Ｖｒｅｆ ≒ ＶＢＥ４７−２×Ｉφ×Ｒ４ …（４） で表される。

【００２６】抵抗Ｒ６、およびトランジスタ４１，４２
は基準電圧回路１９の起動回路である。

【００２７】本構成では、入力Ｖｉｎが変動しても、ト
ランジスタ４５と４６、トランジスタ４３と４７のＶｃ
ｅはほぼ等しくなっており、Ｉφはほぼ一定に保たれ、
式４のＶｒｅｆ値は一定に保たれる。

【００２８】リップル除去率を向上するめたのコンデン
サＣ０は、誤差増幅回路１６のトランジスタ２５のベー
スに接続される。補正用抵抗Ｒ０とリップル除去用コン
デンサＣ０とは、積分器を構成し、補正手段５１を構成
する。

【００２９】誤差増幅回路１６のトランジスタ２４にベ
ース電流ＩＢ１が流れ、このベース電流ＩＢ１は、分圧
抵抗Ｒ２に流れる。これによって分圧抵抗Ｒ２には、電
圧降下ΔＶ２（＝Ｒ２・ＩＢ１）を生じる。もう１つの
トランジスタ２５のベースにベース電流ＩＢ２が流れる
とき、補正用抵抗Ｒ０には電圧降下ΔＶＢ（＝Ｒ０・Ｉ
Ｂ２）を生じる。この電圧降下ΔＶ２，ΔＶＢが等しく
なるように、分圧抵抗Ｒ２および補正用抵抗Ｒ０の各抵
抗値を選び、たとえばこの実施の形態では、ＩＢ１＝Ｉ
Ｂ２であるので、Ｒ２＝Ｒ０に定める。このことによっ
て、ベース電流ＩＢ１，ＩＢ２の変動にかかわらず、誤
差増幅回路１６の働きによってパワートランジスタ１３
のインピーダンスを変化して出力電圧Ｖｏを高精度に安
定化することができるようになる。誤差増幅回路１６の
トランジスタ２４に流れるベース電流ＩＢ１が分圧抵抗
Ｒ２に流れることによる電圧降下ΔＶ２、したがって出
力電圧Ｖｏ（＝ΔＶ２）の電圧上昇ΔＶｏは、式５に示
される。

【００３０】 ΔＶｏ ＝ Ｒ２・ＩＢ１ ＝ Ｒ２・Ｉｃ ／ ｈＦＥ …（５） 式５におけるＩｃは、トランジスタ２４に流れるコレク
タ電流Ｉ２４である。トランジスタ２５には、ベース電
流ＩＢ２が流れ、これによる補正用抵抗Ｒ０の電圧降下
ΔＶＢは、式６に示される。

【００３１】 ΔＶＢ ＝ Ｒ０・ＩＢ２ ＝ Ｒ０・Ｉｃ ／ ｈＦＥ …（６） 式６におけるＩｃは、トランジスタ２５に流れるコレク
タ電流Ｉ２５である。したがって誤差増幅回路１６のト
ランジスタ２４のベース電流ＩＢ１による出力電圧Ｖｏ
の変動をΔＶｏを抑えるためには、ＩＢ１＝ＩＢ２であ
るとき、Ｒ２＝Ｒ０となるように、補正用抵抗Ｒ０の抵
抗値を設定し、これによってΔＶｏ＝ΔＶＢとすること
ができる。したがって前述の式１が成立する誤差増幅回
路１６において、入力電圧Ｖｉｎの増加時に、誤差増幅
回路１６のトランジスタ２４のアーリー効果による悪影
響を除去することができ、出力電圧Ｖｏを高精度に安定
化することができるようになる。

【００３２】図３は、トランジスタ２４，２５の特性を
説明するための図である。このようなトランジスタ２
４，２５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅに対応する
コレクタ電流Ｉｃは、ベース電流ＩＢ２に対応して変化
し、アーリー効果が生じる。すなわち、ΔＩｃ／ΔＶｃ
ｅ＞０であり、電圧Ｖｃｅの変化によってベース電流Ｉ
Ｂ１，ＩＢ２が変化する。本発明では、このようなベー
ス電流ＩＢ１，ＩＢ２が変化しても、補正用抵抗Ｒ０の
働きによって、前述のように出力電圧Ｖｏの安定化が可
能である。

【００３３】図４は、図１および図２に示される直流安
定化電源装置の入出力電圧特性を示す図である。また入
力電源端子１１に与えられる入力電圧Ｖｉｎが、変化し
ても、図４の特性５３で示されるように、その出力電圧
Ｖｏは、一定に保たれる。これに対して、図６に関連し
て説明した先行技術では、入力電圧Ｖｉｎが変化するこ
とによって、特性５４で示されるように出力電圧Ｖｏが
変化してしまい、安定性が劣る。

【００３４】図５は、図１および図２に示される直流安
定化電源装置のリップル除去率の周波数特性を示すグラ
フである。リップル除去率ＲＲを説明する。本発明で
は、リップル除去用コンデンサＣ０を用いることによっ
て、特性５５で示されるように、リップル除去率ＲＲが
良好に保たれる。これに対して、図６に示される先行技
術では、特性５６で示されるように、リップル除去率
が、周波数の上昇に伴って低下する。補正手段５１の遮
断周波数ｆｃは、式７で示される。 ｆｃ ＝ １ ／（２π・Ｒ０・Ｃ０） …（７）

【００３５】

【発明の効果】請求項１の本発明によれば、誤差増幅回
路の一方の入力端子に流れる電流による分圧抵抗Ｒ２の
電圧降下と、他方の入力端子に流れる電流による補正用
抵抗Ｒ０の電圧降下とをほぼ等しく、または近似するこ
とが容易になる。これによって出力電圧Ｖｏを高精度に
安定化することができる。また一対の各入力端子に流れ
る電流が揃っていなくても、図６の先行技術に比べて、
出力電圧Ｖｏを安定化することができるようになる。

【００３６】請求項２の本発明によれば、誤差増幅回路
の初段回路２６を一対の同一導電形式を有するバイポー
ラ形トランジスタ２４，２５によって実現し、このよう
なバイポーラ形トランジスタは、入力インピーダンスが
小さく、分圧抵抗の抵抗値に比べて無視できず、そのベ
ース電流が比較的大きく、電流増幅率ｈＦＥの影響によ
ってベース電流ＩＢ１，ＩＢ２が大きくても、一方の入
力端子に流れるベース電流ＩＢ１による分圧抵抗Ｒ２の
電圧降下と、他方の入力端子に流れるベース電流ＩＢ２
による補正用抵抗Ｒ０の電圧降下とをほぼ同一または近
似した値にすることが容易であり、出力電圧Ｖｏを高精
度で安定化することができる。たとえ一対の各バイポー
ラ形トランジスタの電流増幅率ｈＦＥの特性が、正確に
揃っていなくても、本発明によれば、図６に関連して説
明した先行技術に比べて、出力電圧Ｖｏの安定化は、大
きく向上される。また入力電圧Ｖｉｎが変動することに
よって一対の各バイポーラ形トランジスタのベース電流
ＩＢ１，ＩＢ２が変動しても、出力電圧Ｖｏの安定化が
図られる。

【００３７】請求項３の本発明によれば、誤差増幅回路
の初段回路を構成する一対の各バイポーラ形トランジス
タ２４，２５の特性を揃え、補正用抵抗Ｒ０の抵抗値
を、ベース電流ＩＢ１が流れる分圧抵抗Ｒ２の抵抗値と
同一に選ぶことによって、出力電圧Ｖｏを、高精度に安
定化することができるようになる。この補正用抵抗Ｒ０
の構成、たとえばその材料の組成を、ベース電流ＩＢ１
が流れる分圧抵抗Ｒ２の構成と同一にすることによっ
て、たとえば温度の変化にかかわらず、出力電圧Ｖｏ
を、さらに高精度に安定化することができるようにな
る。

【００３８】請求項４の本発明によれば、誤差増幅回路
の前記他方の入力端子にリップル除去用コンデンサＣ０
を接続して補正用抵抗Ｒ０とともに積分器を構成するの
で、高リップル除去率の高周波特性が優れた直流安定化
電源装置が実現される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の全体の構成を簡略化し
て示す図である。

【図２】図１に示される実施の形態の具体的な構成を示
す電気回路図である。

【図３】トランジスタ２４，２５の特性を示すグラフで
ある。

【図４】図１および図２に示される直流安定化電源装置
の入出力電圧特性を示す図である。

【図５】図１および図２に示される直流安定化電源装置
のリップル除去率の周波数特性を示すグラフである。

【図６】典型的な先行技術の電気回路図である。

【符号の説明】

１１ 入力電源端子 １２ 出力電源端子 １３ パワートランジスタ １４ 接続点 １６ 誤差増幅回路 １７ 反転入力端子 １８ 非反転入力端子 １９ 基準電圧発生源 ２４，２５，３１，３２，３３，３５，３７，３８，４
１〜４７ トランジスタ ２６ 初段回路 ３４，３６，３９，４８ カレントミラー回路 Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗 Ｒ０ 補正用抵抗 Ｃ０ リップル除去用コンデンサ ５１ 補正手段

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入出力間に介在され、インピーダンスが
   変化するインピーダンス変化素子と、 出力電圧を分圧する一対の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、 予め定める基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生源
   と、 基準電圧発生源からの基準電圧の出力に直列に接続され
   る補正用抵抗Ｒ０と、制御信号に応答し、インピーダン
   ス変化素子のインピーダンスを変化させる制御手段と、 一対の入力端子を有し、一方の入力端子には、分圧抵抗
   による分圧電圧が与えられ、他方の入力端子には、補正
   用抵抗Ｒ０が接続され、前記一方の入力端子の分圧電圧
   が、前記他方の入力端子の電圧になるように、制御信号
   を導出して制御手段に与える誤差増幅回路とを含むこと
   を特徴とする直流安定化電源装置。
2. 【請求項２】 誤差増幅回路は、 一対の同一導電形式を有するバイポーラ形トランジスタ
   ２４，２５であって、各トランジスタの一端子が共通接
   続され、 他端子に入力電圧が与えられ、 一方のトランジスタのベースは、前記分圧電圧が与えら
   れる前記一方の入力端子であり、 他方のトランジスタのベースは、前記補正用抵抗Ｒ０に
   接続される前記他方の入力端子であるバイポーラ形トラ
   ンジスタと、 各トランジスタの前記一端子に直列に接続され、予め定
   める一定の電流を流す定電流源と、 一対の各トランジスタに流れる電流Ｉ２４，Ｉ２５の差
   に対応したレベルを有する制御信号を導出する制御信号
   発生回路とを含むことを特徴とする請求項１記載の直流
   安定化電源装置。
3. 【請求項３】 誤差増幅回路の一対のトランジスタは、
   同一の電流増幅率ｈＦＥの特性を有し、 補正用抵抗Ｒ０は、前記一方のトランジスタのベース電
   流が流れる分圧抵抗Ｒ２と同一の抵抗値を有することを
   特徴とする請求項２記載の直流安定化電源装置。
4. 【請求項４】 誤差増幅回路の前記他方の入力端子に
   は、リップル除去用コンデンサＣ０が接続されることを
   特徴とする請求項１〜３のうちの１つに記載の直流安定
   化電源装置。