JPS5816366B2 - レベルシフトカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は集積化に適する直流レベルシフト回路に関する
。

例えば増幅、検波等の種々の機能素子を集積化する場合
、接続端子数を少なくするため直流的に直結することが
多い。

ところが一般に増幅、検波等の回路で処理された出力信
号は、直流レベルが高くなる。

このため、何段か直結すると、出力信号の直流レベルが
電源の電位に近づいてダイナミックレンジが制限されて
しまう。

そこで従来、第１図に図示されたようなレベルシフト回
路により前段の機能素子の出力信号をレベルシフトし、
後段の素子入力端に印加していた。

第１図の回路構成を以下に説明する。

なお図示されていないが。前段及び次段に差動増幅器が
接続されている。

レベルシフトすべき前段の差動増幅器の出力は、入力端
３，４を介しトランジスタ１，２の各ベース電極５，６
に印加されイ。

各コレクタ電極１゜８は、電源端子９に接続されており
、更に各エミ′ツタ電極１０，１１は、抵抗器１２，１
３と定電流源１４，１５からなる直列回路を介して接地
される。

レベルシフトされた信号は、抵抗器１２゜１３と電流源
１４，１５との各接続点１６，１７に現われ、出力端子
１８，１９から取り出されて次段の差動増幅器の入力端
に印加される。

以上の構成により従来のレベルシフト回路はなる。

かかる回路では、前段の差動増幅器からの各出力レベル
に不適当な直流レベル変動が含まれている場合、そのレ
ベル変動による影響を次段の差動増幅器に伝達してしま
う。

即ち前記出力端１８゜１９から取り出される各出力レベ
ルには、その変動の影響が現われてくる。

このため次段に接続される差動増幅器を構成する素子は
直流レベルの変勤労を見込んでダイナミックレンジを小
さく設定しなければならなかった。

本発明は集積化に適した回路であって、しかも前段の機
能素子出力に加わっている不適当な直流レベル変動を次
段に伝えることがないレベルシフト回路を提供するもの
である。

まず回路構成の一実施例を第２図に基づいて説明する。

一対のＮＰＮ型トランジスタ１００，１０１が並列に接
続されており、レベルシフトすベキ信号を発生する前段
の差動増幅器１０２の各出力レベルが、その出力端１０
３，１０４から取り出されて本発明に係るレベルシフト
を構成するトランジスタ１００，１０１の各ベース電極
１０５，１０６に印加される。

各コレクタ電極１０７，１０８は。電源端子１０９に接
続されており、トランジスタ１００のエミッタ電極１１
０は、抵抗器１１１及び（ｎ＋１）個のダイオード１１
２，１１３の直列回路を介し基準電位端子１１４に接続
される。

なお、ｎは整数を意味し、抵抗器１１１とトランジスタ
１１７のベース間に接続したダイオードの個数を示す。

ダイオード１１２，１１３は例えばＮＰＮ型トランジス
タのベース電極とコレクタ電極を短絡して構成されてお
り、かづ順方向接続されている。

一方トランジスタ１０１のエミッタ電極１１５は、抵抗
器１１６とトランジスタ１１１のコレクタ電極・エミッ
タ電極間の直列回路を介して接地される。

このトランジスタ１１７は例えばＮＰＮ型よりなり、コ
レクタ電極は抵抗器１１６に接続され、エミッタ電極は
接地端子１１４に接続される。

又、トランジスタ１１７のベース電極は、ダイオード１
１３の陽極に接続され、このダイオード１１３とトラン
ジスタ１１７は所謂カレントミラー回路を構成する。

このレベルシフト回路の出力は、抵抗器１１１とダイオ
ード１１２の接続点１１８及び抵抗器１１６とトランジ
スタ１１７の接続点１１９から取り出され１次段の増幅
器例えば差動増幅器２００の各入力端２０１゜２０２に
印加される。

以上により、レベルシフト回路が構成される。

次にこのシフト回路の動作を説明する。

集積回路では、トランジスタを複数構成するとき各トラ
ンジスタの電気特性はほぼ均一となることからトランジ
スタ１００，１０１，１１７及びダイオード１１２，１
１３を構成するトランジスタは電気特性がほぼ均一にす
ることができる。

この様なレベルシフト回路において次段の増幅器例えば
差動増幅器２００の入力端２０１，２０２に取出される
出力レベルを求めてみる。

尚、第２図中トランジスタ１０１のベース電極に加わる
信号の電圧レベル’ｋＶ１．トランジスタ１００のベー
ス電極に加わる信号の電圧レベルヲＶ２とし。

入力端２０１に取出される出力レベルをｖ３、入力端２
０２に取出される出力レベルをＶ４ とする。

また抵抗器１１１の値をＲ２、抵抗器１１６の値をＲ１
とする。

先ストランジスタ１０６のエミッタ側の接続点１１９の
電位であるｖ４は、レベルシフト回路の入力端である差
動増幅器の出力端の電位Ｖ１からトランジスタ１０１０
ベース、エミッタ間電圧及び抵抗器１１６での電圧降下
を減じたものとなる。

この場合において、上記ダイオード１１３とトランジス
タ１１１とはカレントミラー回路を構成する。

このため上記抵抗器１１６での電圧降下はトランジスタ
１００の抵抗器１１１を流れる電流を求め、これに上記
抵抗器１１６の抵抗値を乗することにより求まる。

これにより電位ｖ４は ＶＪｔニトランジスタ１０１０ベース・エミッタ間電圧
、 ＶＪ２＝トランジスタ１００のベース・エミッタ間電圧
、 ＶＪ３＝ダイオード１１２の個々の順方向電圧降下、 ＶＪ、−ダイオード１１３の順方向電圧降下。

となる。

上記（１）式においてＶＪ１＝ＶＪ２−ｖＪ３二ＶＪ４
二ＶＪとすると（１）式はとなる。

ここでＲ１二Ｒ２となるように抵抗１１１゜１１６の値
を選ぶと上記（２）式は ｖ４＝（Ｖｔ−Ｖ２）＋（ｎ＋１） ＶＪ ”””
（８）となる。

一方接続点電圧１１８の電位Ｖ３は Ｖ３＝ （ｎ ＋ １ ） ＶＪ ・・−・（４）で
表わされる一定電位となる。

いま、トランジスタ１００，１０１の各ヘース電極１０
５，１０６に、更に同じ大きさで同じ極性の直流レベル
変動即ち同相直流レベル変動△Ｖが印加されたとする。

このときの入力端２０１及び入力端２０２に取り出され
る各出力レベルｖ４およびＶ３は下記式（５） 、 （
６）のようになる。

ｖ４二（（ｖ１＋△ｖ）−（ｖ２＋△Ｖ））＋（ｎ＋
１） ＶＪ＝ （Ｖｌ−Ｖ２） ＋（ｎ＋１）ＶＪ
・・・・・・（５） Ｖ３＝ （ｎ＋ １ ） Ｖ Ｊ ””（６）上記式（
５） 、 （６）かられかるように前段の増幅器１１２
の各出力レベルに、同相直流レベル変動が加わっテイテ
モ、このレベルシフト回路ではその変動による影響を受
けることがないので次段増幅器２００に影響を伝えない
。

従ってその次段増幅器２川０を構成する各素子の動作範
囲を、従来のレベルシフト回路を使用した場合と比較し
て、大きく設定できる。

以上、本発明のレベルシフト回路によれば、前段の機能
素子の出力に上記同相直盗変動分を含んでいても、次段
にはその変動の影響を与えることなく、その前段の出力
をレベルシフトして伝える。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来のレベルシフト回路を説明する回路図、
第２図は本発明のレベルシフト回路の実施例を説明する
回路図である。 １１１・・・・・・第１の抵抗、１１６・・・・・・第
２の抵抗１１２・・・・・・ダイオード回路、１１１，
１１２゜１１３・・・・・・基準電圧発生手段、１１３
，１１７・・・・・・電流発生回路、２０１・・・・・
・第１の出力端子、２０２・・・・・・第２の出力端子
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ レベルシフトすべき第１及び第２の入力信号を差動
   対をなす第１及び第２のトランジスタのベースに差動的
   に印加する第１及び第２の入力端子と、 前記第１の入力端子に印加された第１の入力信号の直流
   電位を所定の基準電位に変換する、第１の抵抗と少なく
   とも一つのダイオードを有し前記第１のトランジスタの
   エミッタ側に接続した直列回路と、 この直列回路に直列に接続され、前記直列回路を流れる
   電流に応じた電圧を発生するダイオードと、 このダイオードのダイオード電圧に応じてベースがバイ
   アスされ前記直流回路に流れる電流に対応した電流をコ
   レクタ電流として発生する電流源トランジスタと。 この電流源トランジスタと前記第２のトランジスタのエ
   ミッタ間に介在接続した第２の抵抗と。 前記直列回路に設けた第１の出力端子と。 前記電流源トランジスタのコレクタに設けた第２の出力
   端子とを少なくとも具備したことｔ−％徴とするレベル
   シフト回路。