JPH0624893Y2 - シリーズレギュレータの過負荷防止回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本考案はシリーズレギュレータの過負荷防止用回路の改
良に関する。

＜従来の技術＞ シリーズレギュレータとは直列調整器のことで、電圧源
に直列接続された抵抗を自動的に変えることによって、
出力電流或いは出力電圧を制御するものをいう。第７図
は従来装置の構成ブロツク図である。図において、トラ
ンジスタ等の可変抵抗素子Ｑには直流電圧Vinが印加さ
れており、所定の出力電圧Voutの信号を出力している。
この出力側には電流検出抵抗Ｒｓが接続され、この電圧
降下によって出力電流Ioutを検出し出力電圧Voutと共に
制御回路ＣＴＬに帰還している。制御回路ＣＴＬは可変
抵抗素子Ｑに制御信号を帰還して、所定の出力電圧Vout
が維持されるようにしている。

第８図は制御回路ＣＴＬの過負荷防止特性の説明図であ
る。出力電圧Voutは所定の最大出力電流Ioutに至るま
で、一定電圧に保持されている。最大電力に至ると、放
熱能力の不足などの理由で可変抵抗素子Ｑに損傷を来た
す虞があるので、制御回路ＣＴＬで過負荷防止が行われ
ている。

＜考案が解決しようとする課題＞ しかし、第８図に於ける過負荷防止特性は以下の得失を
もつ。はフの字垂下型と呼ばれるもので、過負荷状態
の可変抵抗素子Ｑの損失は小さいが、負荷量によっては
起動時に過負荷領域に入ってしまい、自動復帰できない
という課題がある。は定電圧垂下型と呼ばれるもの
で、起動時に過負荷状態になっていても負荷を減らすこ
とで復帰が可能であるが、過負荷時には入力電圧Voutを
そのままにして出力電圧Voutを低下させるので可変抵抗
素子Ｑに於ける損失が大きいという課題がある。は定
電力垂下型と呼ばれるもので、と同様の得失を持つ。

本考案はこのような課題を解決したもので、過負荷状態
で過負荷防止回路が作動しても復帰が可能であると共に
過負荷状態に於ける可変抵抗素子Ｑに於ける損失の小さ
いシリーズレギュレータの過負荷防止回路を提供するこ
とを目的とする。

＜課題を解決するための手段＞ このような目的を達成する本考案は、グランドに対して
正電位(Vcc)の電源ラインと、グランドに対して負電位
(Vout1)の電源ラインを入力側に有し、これら両電源ラ
インの差電圧を用いて出力電圧(Vout2)を生成するシリ
ーズレギュレータであって、前記負電位の電源ライン電
圧は、電圧降下信号により低下する直流電源部（１０）
より供給される装置において、次の構成としたものであ
る。

即ち、前記両電源ラインの差電圧が印加され、前記負電
位の電源ラインを基準として当該差電圧よりも小さな前
記出力電圧を出力するトランジスタなどの可変抵抗手段
（Ｑ２）と、この可変抵抗手段の出力電流(Iout)を検出
する電流検出手段（Ｒｓ）と、前記検出した出力電流を
過負荷防止の基準値(Vref2)と比較し、この出力電流が
過負荷状態にあるときは前記電圧降下信号を出力する入
力電圧制御手段（５０）と、前記出力電圧を基準電圧(V
ref1)と比較して、この出力電圧を一定に保持する制御
信号を前記可変抵抗手段の制御端に送る出力電圧制御手
段（４０）とを具備している。

そして、前記入力電圧制御手段で過負荷状態を検出した
ときは、前記電圧降下信号により前記負電位の電源ライ
ン電圧の絶対値が低下して、グランドレベルに近づくと
共に、前記可変抵抗手段で降下させる電圧が通常状態に
比較して小さくなるとを特徴としている。

＜作用＞ 本考案の各構成要素はつぎの作用をする。入力電圧制御
手段は過負荷状態を検出して、負電圧の直流電源装置に
対して電圧降下信号を出力している。出力電圧制御手段
は、正常状態では出力電圧Voutの安定化を行っている。
過負荷状態では入力電圧制御手段の働きで可変抵抗素子
に印加される入力電圧が減少するので、可変抵抗素子で
出力電圧を調整すべき電圧が少なくなり、損失が低減す
る。

＜実施例＞ 以下図面を用いて、本考案を説明する。

第１図は本考案の一実施例を示す構成ブロツク図であ
る。図において、直流電源部１０は一般的なＤＣ−ＤＣ
コンバータであって、一次巻線ｎ１に直流電圧Vinが印
加されスイッチング素子Ｑ１によりオンオフしている。
すると二次巻線ｎ２にスイッチング信号が誘起されるの
で、ダイオードＤ１１，１２で整流し、チョークコイル
Ｌ１１で高周波成分を除去し、コンデンサＣ１１で平滑
化して出力電圧Vout1として出力している。出力電圧Vou
t1はここでは負電圧になっており、この安定化は二次巻
線ｎ２に設けられた可飽和リアクトルＳＲを用いてい
る。

出力電流Vout2に関しては、正電圧Vccと負出力電圧Vout
1との電位差を可変抵抗素子Ｑ２によって調整して得て
いる。ここで正電圧Vccは、例えば二次巻線ｎ２と並列
に巻かれた巻線より得てもよいし、又独立の電源より得
てもよい。出力電圧制御手段４０は、正電圧Vccと負出
力電圧Vout1との電位差から導かれる出力電圧Vout2が基
準電圧Vref1に等しくなるように可変抵抗素子Ｑ２の制
御端子に制御信号を送る。好ましくは、過負荷防止に必
要な特性を出力電圧制御手段４０に持たせるとよい。過
負荷（ＯＬＰ）検出回路５０は、正電圧Vccと可変抵抗
素子Ｑ２の入力端子との間に接続された電流検出抵抗Ｒ
ｓに生ずる電圧降下Ｖｓと、過負荷状態の判定に用いる
基準電圧Vref2を比較して、可変抵抗素子Ｑ２の出力電
流Ioutが過負荷状態にあるか否か判断する。マグアンプ
駆動回路３０は過負荷検出回路５０の過負荷検出信号
（電圧降下信号）にしたがって負出力電圧Vout1の可飽
和リアクトルＳＲ出力を抑止し、然して負出力電圧Vout
1を低下させ、正電圧Vccと負出力電圧Vout1との電位差
である出力電圧Vout2を低下させている。

第２図は各電位とグランドとの関係を説明する図で、
（Ａ）は通常の負荷電流状態、（Ｂ）は過負荷状態を表
している。グランドＧＮＤを基準とすると、正電圧Vcc
と負出力電圧Vout1に対して出力電圧Vout2は、通常状態
では次の関係にある。

Vcc−Vout1＝Vout2＋ΔＶ……（１） ここで、ΔＶは可変抵抗素子Ｑ２での電圧降下である。
この出力電圧Vout2は、グランドを基準とするときの電
位Vout3としても表現される。このとき、次式が成立し
ている。

Vcc＝Vout3＋ΔＶ……（２） 他方、過負荷状態に至ると過負荷検出回路５０が動作し
て電圧降下信号をＤＣ−ＤＣコンバータ１０に送って、
負出力電圧Vout1の絶対値を低下させて負出力電圧がVou
t1^*となる。すると、出力電圧Vout2^*は正電圧Vccと低下
した負出力電圧Vout1^*との差電位よりも小さい値とな
り、ここでは出力電圧安定化の基準電圧Vref1に比べて
も小さくなっている。この状態では、可変抵抗素子Ｑ２
での電圧降下ΔV^*が最小になるように出力電圧制御手段
４０が制御している。従って、可変抵抗素子Ｑ２での損
失が少なくなる。

このように構成された装置の動作を次に説明する。第３
図は第１図の装置の動作を説明する波形図で、（Ａ）は
正電圧Vcc，（Ｂ）は出力電圧Vout1で、出力電圧Vout2
については両者の差として表している。（Ｄ）は基準電
圧Vref2，（Ｅ）は電圧降下Ｖｓ，（Ｆ）は過負荷検出
回路５０の電圧降下信号，（Ｇ）はマグアンプ駆動回路
３０の出力信号である。

電源が投入されると、出力電圧Vout1,2が立上がり、出
力電流Ioutが増大する。過負荷状態になると、電圧降下
Ｖｓが増大して基準電圧Vref2を超過する。（）。す
ると過負荷検出回路５０の出力信号が増大し、これに連
れてマグアンプ駆動回路３０の出力信号が増大する。こ
の結果、出力電圧Vout1が低下を開始し、これに付随し
て出力電圧Vout2も低下する。そして、平衡状態に至る
と（）、各信号は一定値を保持する。

その後、例えば上位のコンピュータからの指令等によっ
て過負荷状態の原因が除去されると、電圧降下Ｖｓの低
下が始まる（）。これに対応して過負荷検出回路５０
の出力信号が増大し、これに連れてマグアンプ駆動回路
３０の出力信号が低下する。この結果、出力電圧Vout1
が増大を開始し、これに付随して出力電圧Vout2も増大
する。更に電圧降下Ｖｓが減少して基準電圧Vref2を下
回ると（）、各信号は正常状態に復帰する。

第４図及び第５図は本考案の効果の説明図で、第４図は
従来装置、第５図は本考案の装置を示しており、縦軸に
電圧若しくは損失、横軸に出力電流Ioutを取っている。
従来装置では、過負荷防止動作中に入力電圧Vinが一定
のまま出力電圧Voutを低下させているので、可変抵抗素
子Ｑのコレクタ・エミッタ間電圧VCEが増大し、他方負
荷電流は一定若しくは増大するため、結果として可変抵
抗素子Ｑに於ける損失が増大するという課題があった。
本願によれば、出力電圧Voutの低下を入力電圧Vinを低
下させることにより行っているので、可変抵抗素子Ｑに
於ける損失が減少するという特徴がある。

第６図は本考案の具体的な適用例を示す回路図である。
尚第６図において、前記第２図と同一作用をするものに
は同一符号をつけ説明を省略する。図において、直流電
源部１０は二次巻線ｎ２センタータップを有している
が、出力電圧Vout1を出力する点で変わるところがな
い。出力電圧制御部２０は、出力電圧Vout1を所定の基
準電圧Vrefと比較して誤差信号を求める誤差増幅器を有
している。マグアンプ駆動回路３０は出力電圧制御部２
０の出力信号を過負荷検出回路５０の出力信号と突き合
わせて入力し、この信号によりトランジスタＱ３０を制
御して可飽和リアクトルＳＲに制御信号を送っている。

可変抵抗素子ＱはここではＦＥＴ１２になっている。出
力電圧制御手段４０は出力電圧Vout1,2の電位差を抵抗R
41,42で分圧し、比較器Ｕ５０のマイナス端子に入力し
ている。可変シャントレギュレータＤ５０、抵抗Ｒ４３
〜５０及びボルテージフォロワＵ５１は比較器Ｕ５０の
プラス端子に基準電圧Vref1を供給している。比較器Ｕ
５０の出力信号は抵抗Ｒ５１を介してＦＥＴ１２の制御
端子に接続されている。出力電圧制御手段４０は比較器
Ｕ４０を有している。比較器Ｕ４０のプラス端子には抵
抗R41,42で正電圧Vccを分割して得た基準電圧Vref2が接
続されており、マイナス端子には抵抗Ｒｓで生じた電圧
降下Ｖｓが接続されている。そして、比較器Ｕ４０の出
力信号はダイオードＤ４０を介してマグアンプ駆動回路
３０に送られている。

このように構成された装置では、出力電流Ioutが増大す
ると抵抗Ｒｓでの電圧降下Ｖｓが増加し、比較器Ｕ４０
のマイナス端子の電位が低下する。そして、基準電圧Vr
ef2よりも低下すると、比較器Ｕ４０は過負荷検出信号
を送る。又、出力電圧制御手段４０には過電圧保護回路
ＯＶＰを別途設けてもよい。

＜考案の効果＞ 以上説明したように、本考案によれば正電源ラインと負
電源ラインの差電圧を用いて第３の電圧を供給するシリ
ーズレギュレータにおいて、過負荷防止時に、負電源ラ
インの電圧絶対値を低下させて、グランドレベルに近づ
けると、可変抵抗手段Ｑ２で降下させるべき電圧ΔＶを
従来に比較して小さくしているので可変抵抗素子Ｑに於
ける損失が減少し、実用上の効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例を示す構成ブロツク図、第２
図は各電位とグランドとの関係を説明する図、第３図は
第１図の装置の動作を説明する波形図、第４図及び第５
図は従来装置と比較して本考案の効果を説明する図、第
６図は本考案の具体的な適用例を示す回路図である。 第７図は従来装置の構成ブロツク図、第８図は制御回路
ＣＴＬの過負荷防止特性の説明図である。 １０…直流電源部、３０…マグアンプ駆動回路、４０…
出力電圧制御手段、５０…過負荷検出回路、Ｑ２…可変
抵抗素子。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】グランドに対して正電位(Vcc)の電源ライ
   ンと、グランドに対して負電位(Vout1)の電源ラインを
   入力側に有し、これら両電源ラインの差電圧を用いて出
   力電圧(Vout2)を生成するシリーズレギュレータであっ
   て、 前記負電位の電源ライン電圧は、電圧降下信号により低
   下する直流電源部（１０）より供給される装置におい
   て、 前記両電源ラインの差電圧が印加され、前記負電位の電
   源ラインを基準として当該差電圧よりも小さな前記出力
   電圧を出力するトランジスタなどの可変抵抗手段（Ｑ
   ２）と、 この可変抵抗手段の出力電流(Iout)を検出する電流検出
   手段（Ｒｓ）と、 前記検出した出力電流を過負荷防止の基準値(Vref2)と
   比較し、この出力電流が過負荷状態にあるときは前記電
   圧降下信号を出力する入力電圧制御手段（５０）と、 前記出力電圧を基準電圧(Vref1)と比較して、この出力
   電圧を一定に保持する制御信号を前記可変抵抗手段の制
   御端に送る出力電圧制御手段（４０）と、 を具備し、前記入力電圧制御手段で過負荷状態を検出し
   たときは、前記電圧降下信号により前記負電位の電源ラ
   イン電圧がグランドレベルに近づくと共に、前記可変抵
   抗手段で降下させる電圧が通常状態に比較して小さくな
   ることを特徴とするシリーズレギュレータの過負荷防止
   回路。