JP2001178123A - 直流安定化電源装置 - Google Patents
直流安定化電源装置Info
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Abstract
ップルを低減する。 【解決手段】平滑回路５は、整流出力にコンデンサＣ３
を接続すると共に抵抗Ｒ１と電解コンデンサＣ２を直列
接続したものを同じく整流出力に接続して電解コンデン
サＣ２に流れ込むインバータ周波数のリップル電流を分
流させ。リップルを低減する。電解コンデンサＣ２の両
端電圧は、誤差増幅用の制御ＩＣ６の出力安定化用の主
負帰還信号として接続し、また電解コンデンサＣ２の両
端電圧を、制御回路の出力安定化用の局部的負帰還信号
として接続する。
Description
平滑出力を安定化制御の負帰還信号として使用する際の
リップルを除却するようにした直流安定化電源装置に関
する。
ては、例えば図５に示すものがある。図５において、１
はフライバックトランス、１ａは一次巻線、１ｂは２次
巻線、２はインバータのスイッチ素子、３はパルス変調
制御回路、４はフォトカプラの受光部、５は平滑回路、
６は直流出力電圧を基準電圧と比較して誤差信号を作る
制御ＩＣ、７はフォトカプラの発光部である。
で流れるパルス電流Ｉｐ、図６（Ｂ）は２次側で整流さ
れたパルス電流Ｉｓ、図６（Ｃ）は２次側のリップル電
圧Ｖｒである。
トランス１とスイッチ素子２で構成され、スイッチ素子
２整流用ダイオードＤ１から得られるインバータ出力の
整流されたパルス電流Ｉｓは、平滑回路５の電解コンデ
ンサＣ１に流れ込み両端にリップル電圧Ｖｒを発生す
る。ここで図７のように、電解コンデンサＣ１の等価直
列抵抗をＥＳＲとすると、リップル電圧Ｖｒは、 Ｖｒ＝Ｉｓ×ＥＳＲ となる。
チング周波数において、ＥＳＲ＞＞１／ωＣ１であり、
スイッチ素子２がオフして２次側整流回路のダイオード
Ｄ１にパルス電流Ｉｓが流れると、リップル電圧Ｖｒは
ほぼ等価直列抵抗ＥＳＲの値で決まる。
列抵抗ＥＳＲが小さいと、図８（Ａ）のようにリップル
電圧Ｖｒは小さい。また電解コンデンサＣ１の等価直列
抵抗ＥＳＲが大きいと、図８（Ａ）のようにリップル電
圧Ｖｒは大きくなる。
うな従来の直流安定化電源にあっては、平滑コンデンサ
を小型にしようとしたり、低温で動作させたりすると、
等価直列抵抗ＥＳＲが大きくなり、図８（Ｂ）のように
リップル電圧Ｖｒが大きくなるため、制御ＩＣ６が動作
しなくなったり、パルス変調が乱れたりする問題があ
る。
誤差増幅用の制御ＩＣの動作である。図９（Ａ）のよう
に、制御ＩＣ６は平滑回路５の電解コンデンサＣ１に抵
抗Ｒ５及びフォトカプラ発光部７との直列回路として並
列接続されており、電解コンデンサＣ１の両端に発生す
るリップル電圧Ｖｒを直接受ける。このためリップル電
圧Ｖｒが大きいと、図９（Ｂ）のように、リップルの谷
点で誤差増幅用の制御ＩＣ６が動作しなくなる。
のパルス変調制御回路３の動作である。図１０（Ａ）の
ようにパスル変調のために三角波信号とフォトカプラを
介して帰還された制御ＩＣ５からの誤差電圧とを比較し
て図１０（Ｂ）のＰＷＭパルスを生成している。ここで
リップルが大きいと、帰還した誤差電圧も大きく変動
し、パルス変調が乱れる。
ーパスフィルタを入れることも考えられるが、ローパス
フィルタを入れると位相遅れが発生し、発振や過渡時の
応答速度が低下する問題がある。また帰還信号にランプ
電圧を重畳させ、スロープ補正を行うことも考えられる
が、この場合には回路が複雑になってしまうという問題
点があった。
負帰還信号のリップルを低減するようにした安定化電源
装置を提供することを目的とする。
め、本発明は次のように構成する。本発明は、入力電圧
をインバータでパルス出力に変換し、パルス出力を整流
した後に平滑して直流出力を得、該直流出力を基準電圧
と比較して誤差信号を作り、この誤差信号を制御回路で
パルス変調してインバータを制御する直流安定化電源装
置を対象とする。
明は、整流出力に接続する平滑回路として、整流出力に
コンデンサＣ３を接続すると共に抵抗Ｒ１と電解コンデ
ンサＣ２を直列接続したものを同じく整流出力に接続
し、電解コンデンサＣ２の両端電圧を、制御回路の出力
安定化用の主負帰還信号として接続したことを特徴とす
る。
御回路の出力安定化用の局部的負帰還信号とし、この局
部的負帰還信号と直流安定化電源出力からの主負帰還信
号とを合成した信号に基づいてパルス変調を行う。
おける電解コンデンサＣ２に直列接続した抵抗Ｒ１の値
が、電解コンデンサＣ２の等価直列抵抗値（ＥＳＲ）の
０．５倍ないし１０倍の範囲に設定され、且つ電解コン
デンサＣ２のインピーダンスＺｃが等化直列抵抗値（Ｅ
ＳＲ）の０．５倍ないし１０倍の範囲に設定されたこと
を特徴とする。
は、平滑回路の電解コンデンサＣ２と並列に別のコンデ
ンサＣ３を接続し、電解コンデンサＣ２に流れ込むイン
バータ周波数のリップル電流を分流させると同時に、電
解コンデンサＣ２に抵抗Ｒ１を直列接続し、平滑回路の
リップル電圧を、直列抵抗Ｒ１と電解コンデンサＣ２の
等価直列抵抗（ＥＳＲ）とで分圧するように構成し、こ
れによって電解コンデンサＣ２の両端からリップル成分
の小さくなった負帰還信号を取り出すようにする。この
ようにすることによって、平滑回路の電解コンデンサを
小型にしても、負帰還制御系が安定に動作する。
回路ブロック図であり、フライバックインバータを使用
した場合を例にとっている。
フライバックトランス、１ａは一次巻線、１ｂは２次巻
線線、２はインバータのスイッチ素子、３はパルス変調
制御回路、４はフォトカプラの受光部（フォトトランジ
スタ）、５は平滑回路、６は直流出力電圧を基準電圧と
比較して誤差信号を作る制御ＩＣ、７はフォトカプラの
発光部（ＬＥＤ）である。
回路５は、整流出力にコンデンサＣ３を接続すると共に
抵抗Ｒ１と電解コンデンサＣ２を直列回路を同じく整流
出力に接続し、電解コンデンサＣ２の両端電圧を、抵抗
Ｒ３，Ｒ４で分圧して制御ＩＣ６に出力安定化用の主負
帰還信号として接続している。
抗Ｒ５およびフォトカプラ発光部７を介して制御ＩＣ７
に出力安定化用の局部的負帰還信号として接続してい
る。制御ＩＣは例えばＴＬ４３１等のシャントレギュレ
ータが使用され、主負帰還信号としてのコンデンサ両端
電圧を内蔵した基準電圧と比較して誤差電圧を生成し、
誤差電圧に応じた電流をフォトカプラ発光部７に流して
発光する。
Ｃ２からの局部的負帰還信号により決まり、フォトカプ
ラ受光部４からで主負帰還信号と局部的負帰還信号とに
基づいた誤差信号を得てパルス変調制御回路３でＰＷＭ
パルスに変調し、スイッチ素子２のオン、オフにより高
ＲＬに対する出力電圧を一定に保つ。
に、平滑用の電解コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１の直列回路
にコンデンサＣ２を並列接続したことにより、整流電流
ＩｓがＩｓｃとＩｓｒに分流し、電解コンデンサＣ２に
発生するリップル電圧が小さくなる。即ち、ゴンデンサ
両端電圧Ｖｃは。
流電位設計が難しいので、リップルが小さくできる本方
式は設計自由度が大きくなる。
おける電解コンデンサＣ２に直列接続した抵抗Ｒ１の値
としては、電解コンデンサＣの等価直列抵抗値（ＥＳ
Ｒ）の０．５倍ないし１０倍程度の範囲、即ち、 Ｒ１＝０．５ＥＳＲ〜１０ＥＳＲ の範囲に設定され、且つ電解コンデンサＣのインピーダ
ンスＺｃ＝１／ωＣが直列抵抗Ｒ１の０．５倍ないし１
０倍程度の範囲、即ち、 Ｚｃ＝０．５Ｒ１〜１０Ｒ１ の範囲に設定される。
ており、出力電圧が低いと制御ＩＣ６で実現される誤差
増幅器の直流電位の設計がむずかしくなるので、本発明
によるリッフルを小さくすることによって、節制の自由
度を大きくできる。
供給電圧精度および小さな出力リップルが要求される場
合の実施形態である。
え、リップルを小さくするため更にインダクタンスＬｏ
とコンデンサＣｏを用いて逆Ｌ型のフィルタを追加して
リップルを小さくし、このフィルタ出力を主帰還信号と
して制御ＩＣ６に入力している。また局部的負帰還信号
は図１と同様に平滑回路５の電解コンデンサＣ２の両端
から取り出し、主負帰還信号とフォトカプラで合成し、
パルス変調制御回路３でパルス変調を行う。
の少ない信号で過渡応答を良くするための経路であり、
リップル成分を小さくすることにより系全体が安定に動
く。
式チョッパレギュレータを例にとっている。図４におい
て、自励式チョッパレギュレータは、スイッチ素子、ダ
イオードＤ２、インダクタンスＬ２、平滑回路５、ヒス
テリシスコンパレータ８、及びドライブ回路９で構成さ
れる。
整流出力ににコンデンサＣ３を接続すると共に抵抗Ｒ１
と電解コンデンサＣ２を直列回路を同じく整流出力に接
続し、電解コンデンサＣ２の両端電圧を、抵抗Ｒ３，Ｒ
４で分圧して制御ＩＣ６に出力安定化用の負帰還信号と
して接続している。
して動作し、電解コンデンサＣ２の両端電圧と基準電圧
Ｖref との誤差をドライブ回路９に供給し、出力電圧を
一定に保つようにスイッチ素子２をオン、オフ制御す
る。
ンサＣ２のＥＳＲが増加しても、帰還信号のリップル成
分が増大しないため、自励発振周波数が大きく変化せ
ず、効率の変化が少なくできる。
辞令チョッパに限定されず適宜のスイッチング方式に適
用できる。
ば、以下に列挙する効果が得られる。
電源全体の小型化になる。軽量・コストダウンできる。
を小さいままにできるので）電源が安定に動作する。
を変化させることにより、最適な状態を作ることができ
るので設計自由度が増加する。
明図
Claims (3)
- 【請求項１】入力電圧をインバータでパルス出力に変換
し、該パルス出力を整流した後に平滑して直流出力を
得、該直流出力を基準電圧と比較して誤差信号を作り、
該誤差信号を制御回路でパルス変調して前記インバータ
を制御する直流安定化電源装置に於いて、 前記整流出力に接続する平滑回路として、前記整流出力
にコンデンサを接続すると共に抵抗と電解コンデンサを
直列接続したものを同じく前記整流出力に接続し、前記
電解コンデンサの両端電圧を、前記制御回路の出力安定
化用の主負帰還信号として接続したことを特徴とする直
流安定化電源装置。 - 【請求項２】請求項１記載の直流安定化電源装置に於い
て、前記電解コンデンサ両端電圧を、前記制御回路の出
力安定化用の局部的負帰還信号とし、該局部的負帰還信
号と直流安定化電源出力からの主負帰還信号とを合成し
た信号に基づいてパルス変調を行うことを特徴とする直
流安定化電源装置。 - 【請求項３】請求項１及び２記載の直流安定化電源装置
に於いて、前記インバータのスイッチング周波数におけ
る前記電解コンデンサに直列接続した抵抗の値が、該電
解コンデンサの等価直列抵抗値（ＥＳＲ）の０．５倍な
いし１０倍の範囲に設定され、且つ該電解コンデンサの
インピーダンスが直列接続した抵抗の値（Ｒ１）の０．
５倍ないし１０倍の範囲に設定されたことを特徴とする
直流安定化電源装置。
Priority Applications (1)
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| JP36106399A JP3472517B2 (ja) | 1999-12-20 | 1999-12-20 | 直流安定化電源装置 |
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| JP36106399A JP3472517B2 (ja) | 1999-12-20 | 1999-12-20 | 直流安定化電源装置 |
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| JP2001178123A true JP2001178123A (ja) | 2001-06-29 |
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|---|---|---|---|---|
| CN100388607C (zh) * | 2003-06-13 | 2008-05-14 | 三星电子株式会社 | 使用大型电解电容器的电压变换方法和电压变换装置 |
| JP2017516311A (ja) * | 2014-08-20 | 2017-06-15 | ユ，サン−ウ | 電気負荷駆動装置 |
| JP2020092556A (ja) * | 2018-12-07 | 2020-06-11 | 株式会社ダイヘン | 電力変換装置 |
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1999
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