JP2974314B1 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
- Publication number
- JP2974314B1 JP2974314B1 JP30764098A JP30764098A JP2974314B1 JP 2974314 B1 JP2974314 B1 JP 2974314B1 JP 30764098 A JP30764098 A JP 30764098A JP 30764098 A JP30764098 A JP 30764098A JP 2974314 B1 JP2974314 B1 JP 2974314B1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- amplifier
- output
- coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【要約】
【課題】 制御系の安定が高く、負荷端の電圧を安定化
させることができる電源回路を提供する。 【解決手段】 入力直流電圧をパルス幅制御して所定の
直流出力を取り出すスイッチング電源であって、第１の
コイルと第１のコンデンサによって形成された第１の平
滑回路と、第２のコイルと第２のコンデンサによって形
成され前記第１の平滑回路の出力側に直列接続された第
２の平滑回路と、前記第１の平滑回路と前記第２の平滑
回路の接続点から出力電圧検出を行い、基準電圧との比
較により前記パルス幅制御信号を生成する第１の増幅器
を含んだ帰還回路と、前記第２のコイルの電圧降下を検
出して前記出力電圧検出値を補正する第２の増幅器とを
具備したことを特徴とする。また、他の実施形態では、
前記基準電圧がシャントレギュレータによって生成さ
れ、前記第２の増幅器の出力が前記シャントレギュレー
タの電圧を補正することを特徴とする。
させることができる電源回路を提供する。 【解決手段】 入力直流電圧をパルス幅制御して所定の
直流出力を取り出すスイッチング電源であって、第１の
コイルと第１のコンデンサによって形成された第１の平
滑回路と、第２のコイルと第２のコンデンサによって形
成され前記第１の平滑回路の出力側に直列接続された第
２の平滑回路と、前記第１の平滑回路と前記第２の平滑
回路の接続点から出力電圧検出を行い、基準電圧との比
較により前記パルス幅制御信号を生成する第１の増幅器
を含んだ帰還回路と、前記第２のコイルの電圧降下を検
出して前記出力電圧検出値を補正する第２の増幅器とを
具備したことを特徴とする。また、他の実施形態では、
前記基準電圧がシャントレギュレータによって生成さ
れ、前記第２の増幅器の出力が前記シャントレギュレー
タの電圧を補正することを特徴とする。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、マイクロコンピ
ュータ等の電子装置に電源を供給する電源回路に関し、
特に電源回路の出力電圧検出点に関する。
ュータ等の電子装置に電源を供給する電源回路に関し、
特に電源回路の出力電圧検出点に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電源回路の第１の回路例を図６に
示す。この回路では、電源の出力電圧の検出点を１段目
の平滑フィルタのコイル４と２段目の平滑フィルタのコ
イル６の接続点から行っていた。また、図７に示す従来
の電源回路の第２の回路例では出力電圧の検出点を負荷
２２の両端とした回路も使用されていた。
示す。この回路では、電源の出力電圧の検出点を１段目
の平滑フィルタのコイル４と２段目の平滑フィルタのコ
イル６の接続点から行っていた。また、図７に示す従来
の電源回路の第２の回路例では出力電圧の検出点を負荷
２２の両端とした回路も使用されていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが上述の図６に
示す回路の方法によれば、検出点の電圧は安定化できる
が、負荷２２の変化が大きいと２段目の平滑フィルタの
コイル６及びプリント基板の銅箔パターンや接続線の抵
抗により負荷２２の両端の電圧は、安定化出来ないとい
う課題があった。
示す回路の方法によれば、検出点の電圧は安定化できる
が、負荷２２の変化が大きいと２段目の平滑フィルタの
コイル６及びプリント基板の銅箔パターンや接続線の抵
抗により負荷２２の両端の電圧は、安定化出来ないとい
う課題があった。
【０００４】また、図７に示す従来の電源回路の第２の
回路例のように、出力電圧の検出点を負荷２２の両端と
すると、負荷Ｒの両端の電圧は安定化出来るが、電圧帰
還ループ内にＬとＣによるフィルタが２段入る為、原理
的に位相が１８０°遅れ、制御系が発振しやすいため、
位相設計が難しいという課題があった。
回路例のように、出力電圧の検出点を負荷２２の両端と
すると、負荷Ｒの両端の電圧は安定化出来るが、電圧帰
還ループ内にＬとＣによるフィルタが２段入る為、原理
的に位相が１８０°遅れ、制御系が発振しやすいため、
位相設計が難しいという課題があった。
【０００５】本発明はこのような背景の下になされたも
ので、制御系の安定が高く、負荷端の電圧を安定化させ
ることができる電源回路を提供することを目的とする。
ので、制御系の安定が高く、負荷端の電圧を安定化させ
ることができる電源回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、入力直流電圧をパルス幅制御して所定の直流出力を
取り出すスイッチング電源であって、第１のコイルと第
１のコンデンサによって形成された第１の平滑回路と、
第２のコイルと第２のコンデンサによって形成され前記
第１の平滑回路の出力側に直列接続された第２の平滑回
路と、前記第１の平滑回路と前記第２の平滑回路の接続
点から出力電圧検出を行い、基準電圧との比較により前
記パルス幅制御信号を生成する第１の増幅器を含んだ帰
還回路と、前記第２のコイルの電圧降下を検出して前記
出力電圧検出値を補正する第２の増幅器とを具備してな
る電源回路を提供する。
は、入力直流電圧をパルス幅制御して所定の直流出力を
取り出すスイッチング電源であって、第１のコイルと第
１のコンデンサによって形成された第１の平滑回路と、
第２のコイルと第２のコンデンサによって形成され前記
第１の平滑回路の出力側に直列接続された第２の平滑回
路と、前記第１の平滑回路と前記第２の平滑回路の接続
点から出力電圧検出を行い、基準電圧との比較により前
記パルス幅制御信号を生成する第１の増幅器を含んだ帰
還回路と、前記第２のコイルの電圧降下を検出して前記
出力電圧検出値を補正する第２の増幅器とを具備してな
る電源回路を提供する。
【０００７】請求項２に記載の発明は、前記第１および
第２の増幅器の電源が、前記第１の平滑回路と前記第２
の平滑回路の接続点からとられたことを特徴とする請求
項１に記載の電源回路を提供する。
第２の増幅器の電源が、前記第１の平滑回路と前記第２
の平滑回路の接続点からとられたことを特徴とする請求
項１に記載の電源回路を提供する。
【０００８】請求項３に記載の発明は、前記第１および
第２の増幅器の電源が、出力端からとられたことを特徴
とする請求項１に記載の電源回路を提供する。
第２の増幅器の電源が、出力端からとられたことを特徴
とする請求項１に記載の電源回路を提供する。
【０００９】請求項４に記載の発明は、前記基準電圧
が、ツェナーダイオードによって生成されたことを特徴
とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電源回路を
提供する。
が、ツェナーダイオードによって生成されたことを特徴
とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電源回路を
提供する。
【００１０】また請求項５に記載の発明は、前記基準電
圧が、シャントレギュレータによって生成され、前記第
２の増幅器の出力が前記シャントレギュレータの電圧を
補正することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか
に記載の電源回路を提供する。
圧が、シャントレギュレータによって生成され、前記第
２の増幅器の出力が前記シャントレギュレータの電圧を
補正することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか
に記載の電源回路を提供する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施形態につい
て図を参照しながら説明する。図１はこの発明の第１の
実施形態による電源回路の回路図である。図１はスイッ
チング電源であり、入力電圧２３をスイッチング部１に
入力し、このスイッチング部１の出力パルス電圧を整流
ダイオード２、３、コイル４、６およびコンデンサ５、
７によって構成された平滑フィルタで平滑し、直流電圧
を負荷２２へ出力する回路である。
て図を参照しながら説明する。図１はこの発明の第１の
実施形態による電源回路の回路図である。図１はスイッ
チング電源であり、入力電圧２３をスイッチング部１に
入力し、このスイッチング部１の出力パルス電圧を整流
ダイオード２、３、コイル４、６およびコンデンサ５、
７によって構成された平滑フィルタで平滑し、直流電圧
を負荷２２へ出力する回路である。
【００１２】前記スイッチング部のパルス幅制御は、出
力電圧を入力電圧２３や負荷２２の変動でも安定化する
ために、平滑フィルタの１段目（図のＡ点）より出力電
圧を検出し、ツェナーダイオード１３による基準電圧と
の誤差電圧を増幅器８によって増幅して図のＤｕｔｙか
ら帰還することにより、前記スイッチング部１のパルス
幅を制御するようになっている。また、平滑フィルタは
２段構成として、負荷へのリップルノイズを低減する構
成となっている。
力電圧を入力電圧２３や負荷２２の変動でも安定化する
ために、平滑フィルタの１段目（図のＡ点）より出力電
圧を検出し、ツェナーダイオード１３による基準電圧と
の誤差電圧を増幅器８によって増幅して図のＤｕｔｙか
ら帰還することにより、前記スイッチング部１のパルス
幅を制御するようになっている。また、平滑フィルタは
２段構成として、負荷へのリップルノイズを低減する構
成となっている。
【００１３】この場合、平滑フィルタの２段目は負荷２
２へ流れる出力電流による電圧降下が発生するため負荷
２２が変動すると、この電圧降下も変動して負荷２２の
電圧安定度が悪くなる。そこで、増幅器９によってこの
電圧降下を検出して前記出力電圧検出値を微調整するこ
とによって２段目平滑フィルタのコイル６の電圧降下を
相殺し、負荷２２が変化しても安定な出力電圧を得るよ
うにしている。
２へ流れる出力電流による電圧降下が発生するため負荷
２２が変動すると、この電圧降下も変動して負荷２２の
電圧安定度が悪くなる。そこで、増幅器９によってこの
電圧降下を検出して前記出力電圧検出値を微調整するこ
とによって２段目平滑フィルタのコイル６の電圧降下を
相殺し、負荷２２が変化しても安定な出力電圧を得るよ
うにしている。
【００１４】さらに、出力電圧の帰還を１段目の平滑フ
ィルタの後（図のＡ点）から行い、２段目の平滑フィル
タの電圧降下分は、負荷２２からのもう一つの電圧検出
（図のＢ点）による増幅器９の帰還回路によって前記ス
イッチング部１のパルス幅を制御することで帰還による
制御系の安定が容易に確保できる構成とすることができ
たものである。
ィルタの後（図のＡ点）から行い、２段目の平滑フィル
タの電圧降下分は、負荷２２からのもう一つの電圧検出
（図のＢ点）による増幅器９の帰還回路によって前記ス
イッチング部１のパルス幅を制御することで帰還による
制御系の安定が容易に確保できる構成とすることができ
たものである。
【００１５】次に回路構成の詳細について図１を参照し
て説明する。この図の実施形態の電源回路の出力部とし
ては、スイッチング部１のプラス出力ＯＵＴ＋をダイオ
ード２のアノードに接続、スイッチング部１のマイナス
出力ＯＵＴ−をダイオード３のアノードに接続、ダイオ
ード２及びダイオード３のカソード同士を接続して整流
回路を構成する。ダイオード３のアノードはグランドへ
接続する。また、ダイオード３のカソードは、平滑回路
のコイル４の一端へ接続し、コイル４の他端は平滑回路
のコンデンサ５の一端とコイル６の一端へ接続される。
コンデンサ５の他端はグランドへ接続する。コイル６の
他端はコンデンサ７の一端へ接続し、コンデンサ７の他
端はグランドへ接続する。コイル６とコンデンサ７で２
段目の平滑フィルタを構成する。コイル６とコンデンサ
７の接続点（図のＢ点）とグランドから負荷２２へ導
く。
て説明する。この図の実施形態の電源回路の出力部とし
ては、スイッチング部１のプラス出力ＯＵＴ＋をダイオ
ード２のアノードに接続、スイッチング部１のマイナス
出力ＯＵＴ−をダイオード３のアノードに接続、ダイオ
ード２及びダイオード３のカソード同士を接続して整流
回路を構成する。ダイオード３のアノードはグランドへ
接続する。また、ダイオード３のカソードは、平滑回路
のコイル４の一端へ接続し、コイル４の他端は平滑回路
のコンデンサ５の一端とコイル６の一端へ接続される。
コンデンサ５の他端はグランドへ接続する。コイル６の
他端はコンデンサ７の一端へ接続し、コンデンサ７の他
端はグランドへ接続する。コイル６とコンデンサ７で２
段目の平滑フィルタを構成する。コイル６とコンデンサ
７の接続点（図のＢ点）とグランドから負荷２２へ導
く。
【００１６】一方、コイル４とコイル６の接続点（図の
Ａ点）とグランドとの間に抵抗１５と抵抗１６を直列に
挿入し分圧回路を構成する。抵抗１５と抵抗１６の接続
点を増幅器８のプラス入力端子へ接続する。また、コイ
ル４とコイル６の接続点から抵抗１４を介してツェナー
ダイオード１３のカソードへ接続しツェナーダイオード
１３のアノードはグランドへ接続する。ツェナーダイオ
ード１３は本電源回路の出力電圧を安定化するための基
準電圧である。ツェナーダイオード１３のカソードは、
インピーダンス１０を介して、増幅器８のマイナス入力
へ接続する。
Ａ点）とグランドとの間に抵抗１５と抵抗１６を直列に
挿入し分圧回路を構成する。抵抗１５と抵抗１６の接続
点を増幅器８のプラス入力端子へ接続する。また、コイ
ル４とコイル６の接続点から抵抗１４を介してツェナー
ダイオード１３のカソードへ接続しツェナーダイオード
１３のアノードはグランドへ接続する。ツェナーダイオ
ード１３は本電源回路の出力電圧を安定化するための基
準電圧である。ツェナーダイオード１３のカソードは、
インピーダンス１０を介して、増幅器８のマイナス入力
へ接続する。
【００１７】また、増幅器８の出力はスイッチング部の
パルス幅制御入力へ接続する。増幅器８の出力と増幅器
８のマイナス入力間にはインピーダンス１１を接続す
る。増幅器８はプラス入力電圧と基準電圧を比較し、誤
差電圧を増幅し、パルス幅を制御することで、検出点で
あるコイル４とコイル６の接続点の電圧を一定に制御す
る。
パルス幅制御入力へ接続する。増幅器８の出力と増幅器
８のマイナス入力間にはインピーダンス１１を接続す
る。増幅器８はプラス入力電圧と基準電圧を比較し、誤
差電圧を増幅し、パルス幅を制御することで、検出点で
あるコイル４とコイル６の接続点の電圧を一定に制御す
る。
【００１８】そして更に、コイル６とコンデンサ７の接
続点とグランドとの間に抵抗２０と抵抗２１を直列に挿
入し分圧回路を構成する。そして、抵抗２０と抵抗２１
の接続点より増幅器９のプラス入力端子へ接続する。一
方、コイル４とコイル６の接続点とグランドの間に抵抗
１８と抵抗１９を直列に挿入しこれも分圧回路を構成す
る。
続点とグランドとの間に抵抗２０と抵抗２１を直列に挿
入し分圧回路を構成する。そして、抵抗２０と抵抗２１
の接続点より増幅器９のプラス入力端子へ接続する。一
方、コイル４とコイル６の接続点とグランドの間に抵抗
１８と抵抗１９を直列に挿入しこれも分圧回路を構成す
る。
【００１９】そして、抵抗１８と抵抗１９の接続点から
増幅器９のマイナス入力端子へ接続する。増幅器９の出
力は抵抗１７を介して抵抗１５と抵抗１６の前記接続点
へ接続する。増幅器９のマイナス入力端子と出力端子の
間にはインピーダンス１２を接続する。増幅器８及び増
幅器９のプラス電源はコイル４とコイル６の接続点へ、
マイナス電源はグランドへ接続する。増幅器９は負荷端
の本電源回路による出力電圧と１段目の平滑フィルタの
後であるコイル４とコイル６の接続点の電圧降下を検出
し増幅して増幅器８のプラス入力電圧を変化させる作用
を持つ。
増幅器９のマイナス入力端子へ接続する。増幅器９の出
力は抵抗１７を介して抵抗１５と抵抗１６の前記接続点
へ接続する。増幅器９のマイナス入力端子と出力端子の
間にはインピーダンス１２を接続する。増幅器８及び増
幅器９のプラス電源はコイル４とコイル６の接続点へ、
マイナス電源はグランドへ接続する。増幅器９は負荷端
の本電源回路による出力電圧と１段目の平滑フィルタの
後であるコイル４とコイル６の接続点の電圧降下を検出
し増幅して増幅器８のプラス入力電圧を変化させる作用
を持つ。
【００２０】本発明の実施形態の動作について図１及び
図４を参照しながら説明する。まず本発明の電源回路の
電源としての基本部分の説明をする。この部分は、本発
明の特徴となる部分ではないが、本発明には必要な条件
となる。入力電圧２３が電源回路の入力端子（図１では
ＤＣＩＮ＋、ＤＣＩＮ−と表記）に入力されると、スイ
ッチング部１でスイッチングにより図４のごとくパルス
状波形に変換される。このパルス状波形は、スイッチン
グ部１の出力端子（図１ではＯＵＴ＋、ＯＵＴ−と表
記）整流ダイオード２及び整流ダイオード３により整流
され、コイル4とコンデンサ５による１段目の平滑フィ
ルタで直流電圧に再び変換される。
図４を参照しながら説明する。まず本発明の電源回路の
電源としての基本部分の説明をする。この部分は、本発
明の特徴となる部分ではないが、本発明には必要な条件
となる。入力電圧２３が電源回路の入力端子（図１では
ＤＣＩＮ＋、ＤＣＩＮ−と表記）に入力されると、スイ
ッチング部１でスイッチングにより図４のごとくパルス
状波形に変換される。このパルス状波形は、スイッチン
グ部１の出力端子（図１ではＯＵＴ＋、ＯＵＴ−と表
記）整流ダイオード２及び整流ダイオード３により整流
され、コイル4とコンデンサ５による１段目の平滑フィ
ルタで直流電圧に再び変換される。
【００２１】また、この時の整流・平滑された直流電圧
値は、図４のＴとＴ’の比で決定されＴ’の割合が大き
ければ電圧が上昇し、小さければ下降する。この時の直
流電圧値Ｖｏｕｔは、入力電圧２３をＶｉｎとすると、
式（１）のように表現される。 Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｉｎ × Ｔ’／ Ｔ ．．．．（１） また、スイッチング部１内に電源トランスが有って変圧
される場合は、電源トランスの１次巻線をｎ１、２次巻
線をｎ２とした場合は、式（２）のように表現される。 Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｉｎ × Ｔ’／ Ｔ × ｎ２／ｎ１ ．．．．（２）
値は、図４のＴとＴ’の比で決定されＴ’の割合が大き
ければ電圧が上昇し、小さければ下降する。この時の直
流電圧値Ｖｏｕｔは、入力電圧２３をＶｉｎとすると、
式（１）のように表現される。 Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｉｎ × Ｔ’／ Ｔ ．．．．（１） また、スイッチング部１内に電源トランスが有って変圧
される場合は、電源トランスの１次巻線をｎ１、２次巻
線をｎ２とした場合は、式（２）のように表現される。 Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｉｎ × Ｔ’／ Ｔ × ｎ２／ｎ１ ．．．．（２）
【００２２】更に、この１段目の平滑フィルタの後段に
コイル６とコンデンサ７による２段目の平滑フィルタを
通り負荷２２へ導かれる。１段目の平滑フィルタにより
整流電圧波形が平滑された直流電圧は、増幅器８により
スイッチング部１へフィードバック制御され安定化され
る。まず、抵抗１５及び抵抗１６により分圧され、増幅
器８のプラス入力端子へ入力される。
コイル６とコンデンサ７による２段目の平滑フィルタを
通り負荷２２へ導かれる。１段目の平滑フィルタにより
整流電圧波形が平滑された直流電圧は、増幅器８により
スイッチング部１へフィードバック制御され安定化され
る。まず、抵抗１５及び抵抗１６により分圧され、増幅
器８のプラス入力端子へ入力される。
【００２３】一方、ツェナーダイオード１３により発生
された基準電圧は、インピーダンス１０を通り増幅器８
のマイナス入力端子へ入力される。ツェナーダイオード
１３の電流は、前期１段目の平滑フィルタで平滑された
直流電圧から抵抗１４を介して供給される。増幅器８
は、プラス入力端子の電圧をマイナス入力端子の電圧と
比較し、この比較された電圧を増幅し増幅器８の出力端
子からスイッチング部１のパルス幅制御入力端子（図１
ではＤｕｔｙと表記）へ出力される。この増幅器８の増
幅率はインピーダンス１０とインピーダンス１１の比に
より決定される。
された基準電圧は、インピーダンス１０を通り増幅器８
のマイナス入力端子へ入力される。ツェナーダイオード
１３の電流は、前期１段目の平滑フィルタで平滑された
直流電圧から抵抗１４を介して供給される。増幅器８
は、プラス入力端子の電圧をマイナス入力端子の電圧と
比較し、この比較された電圧を増幅し増幅器８の出力端
子からスイッチング部１のパルス幅制御入力端子（図１
ではＤｕｔｙと表記）へ出力される。この増幅器８の増
幅率はインピーダンス１０とインピーダンス１１の比に
より決定される。
【００２４】そして、入力電圧２３の変動や負荷２２の
変動があった場合に１段目の平滑フィルタで平滑された
直流電圧は、この増幅器８により安定に制御される。し
かしながらコイル６及びコンデンサ７にて構成される２
段目の平滑フィルタに流れる電流が負荷２２の変動によ
り変化することによる電圧降下の変動については、前述
した回路の構成のみでは押さえることが出来ない。そこ
でこの実施形態は、以下に説明する回路によりこの電圧
降下を補正することを可能とするものである。負荷２２
に出力された電圧を抵抗２０及び抵抗２１により分圧し
増幅器９のプラス入力端子へ入力する。
変動があった場合に１段目の平滑フィルタで平滑された
直流電圧は、この増幅器８により安定に制御される。し
かしながらコイル６及びコンデンサ７にて構成される２
段目の平滑フィルタに流れる電流が負荷２２の変動によ
り変化することによる電圧降下の変動については、前述
した回路の構成のみでは押さえることが出来ない。そこ
でこの実施形態は、以下に説明する回路によりこの電圧
降下を補正することを可能とするものである。負荷２２
に出力された電圧を抵抗２０及び抵抗２１により分圧し
増幅器９のプラス入力端子へ入力する。
【００２５】一方、１段目の平滑フィルタと２段目の平
滑フィルタ間の電圧を抵抗１８及び抵抗１９にて分圧
し、増幅器９のマイナス入力端子へ入力する。増幅器９
は、負荷２２の直流電圧と１段目の平滑フィルタで平滑
された直流電圧をそれぞれを分圧した電圧同士を比較
し、その誤差電圧を増幅する。増幅器９の増幅率は抵抗
１８と抵抗１９の並列合成抵抗とインピーダンス１２の
比により決定される。
滑フィルタ間の電圧を抵抗１８及び抵抗１９にて分圧
し、増幅器９のマイナス入力端子へ入力する。増幅器９
は、負荷２２の直流電圧と１段目の平滑フィルタで平滑
された直流電圧をそれぞれを分圧した電圧同士を比較
し、その誤差電圧を増幅する。増幅器９の増幅率は抵抗
１８と抵抗１９の並列合成抵抗とインピーダンス１２の
比により決定される。
【００２６】増幅器９の出力電圧は抵抗１７を介して増
幅器８のプラス入力端子へ接続する。増幅器９の増幅率
は、２段目の平滑フィルタの電圧降下分をちょうど補正
する分の電圧変化を増幅器８のプラス入力端子に生じさ
せることで増幅器８を介して、スイッチング部１のパル
ス幅制御入力（図１ではＤｕｔｙと表記）に変化を与
え、図４におけるパルス幅Ｔ’を変化させ、２段目の平
滑フィルタへの直流電圧を安定化することが出来る。
幅器８のプラス入力端子へ接続する。増幅器９の増幅率
は、２段目の平滑フィルタの電圧降下分をちょうど補正
する分の電圧変化を増幅器８のプラス入力端子に生じさ
せることで増幅器８を介して、スイッチング部１のパル
ス幅制御入力（図１ではＤｕｔｙと表記）に変化を与
え、図４におけるパルス幅Ｔ’を変化させ、２段目の平
滑フィルタへの直流電圧を安定化することが出来る。
【００２７】言い換えれば、増幅器９は２段目の平滑フ
ィルタの電圧降下分を打ち消す分のパルス幅制御をスイ
ッチング部１に作用させる制御回路ということである。
増幅器９の出力電圧をＶｐとして、ツェナーダイオード
１３のカソード電圧をＶｒとし、１段目の平滑フィルタ
で平滑された直流電圧をＶｏとおき、更に抵抗１５から
抵抗１７をそれぞれＲ１５からＲ１７とした場合、これ
らの関係を以下の式（３）に示す。 Ｖｏ＝（（Ｒ１５・Ｒ１７＋Ｒ１５・Ｒ１６＋Ｒ１６・Ｒ１７）／（Ｒ１ ６・Ｒ１７））・Ｖｒ−Ｒ１５／Ｒ１７・Ｖｐ ．．．．．（３）
ィルタの電圧降下分を打ち消す分のパルス幅制御をスイ
ッチング部１に作用させる制御回路ということである。
増幅器９の出力電圧をＶｐとして、ツェナーダイオード
１３のカソード電圧をＶｒとし、１段目の平滑フィルタ
で平滑された直流電圧をＶｏとおき、更に抵抗１５から
抵抗１７をそれぞれＲ１５からＲ１７とした場合、これ
らの関係を以下の式（３）に示す。 Ｖｏ＝（（Ｒ１５・Ｒ１７＋Ｒ１５・Ｒ１６＋Ｒ１６・Ｒ１７）／（Ｒ１ ６・Ｒ１７））・Ｖｒ−Ｒ１５／Ｒ１７・Ｖｐ ．．．．．（３）
【００２８】たとえば、Ｒ１５からＲ１７全てが１［Ｋ
Ω］で、Ｖｒが２．５［Ｖ］だと仮定すると、Ｖｐが１
［Ｖ］の時Ｖｏは６．５［Ｖ］となり、Ｖｐが３［Ｖ］
はＶｏが４．５［Ｖ］となる。増幅器９の安定度は、イ
ンピーダンス１２及び抵抗１７により変化させることが
出来る。また、抵抗１７を大きくすることで、増幅器９
からの帰還量を小さくすることが出来る。この実施形態
の電源回路では、１段目の平滑フィルタより帰還するこ
とにより、図７に示す従来の回路のように２段目の平滑
フィルタから帰還するよりも位相の遅れが少なく出来る
ことから、帰還による制御系の安定が容易に確保でき
る。
Ω］で、Ｖｒが２．５［Ｖ］だと仮定すると、Ｖｐが１
［Ｖ］の時Ｖｏは６．５［Ｖ］となり、Ｖｐが３［Ｖ］
はＶｏが４．５［Ｖ］となる。増幅器９の安定度は、イ
ンピーダンス１２及び抵抗１７により変化させることが
出来る。また、抵抗１７を大きくすることで、増幅器９
からの帰還量を小さくすることが出来る。この実施形態
の電源回路では、１段目の平滑フィルタより帰還するこ
とにより、図７に示す従来の回路のように２段目の平滑
フィルタから帰還するよりも位相の遅れが少なく出来る
ことから、帰還による制御系の安定が容易に確保でき
る。
【００２９】次に本発明の第２および第３の実施形態に
ついて説明する。図２は、図１における増幅器８及び増
幅器９の電源電圧、そしてツェナーダイオードへの電源
電圧を供給する接続を図示のように変更したものであ
る。図３は、図１のツェナーダイオード１３をシャント
レギュレータ２６に置き換え、増幅器９の出力を抵抗１
７を介してシャントレギュレータ２６のリファレンスへ
接続したものである。シャントレギュレータ２６のカソ
ードとリファレンス、リファレンスとアノードの間には
それぞれ抵抗２４、抵抗２５を接続する。
ついて説明する。図２は、図１における増幅器８及び増
幅器９の電源電圧、そしてツェナーダイオードへの電源
電圧を供給する接続を図示のように変更したものであ
る。図３は、図１のツェナーダイオード１３をシャント
レギュレータ２６に置き換え、増幅器９の出力を抵抗１
７を介してシャントレギュレータ２６のリファレンスへ
接続したものである。シャントレギュレータ２６のカソ
ードとリファレンス、リファレンスとアノードの間には
それぞれ抵抗２４、抵抗２５を接続する。
【００３０】増幅器９の出力が変化するところまでは図
１と同じであるが、この実施形態では、シャントレギュ
レータ２６を基準電圧として使用し、増幅器９の出力電
圧によりシャントレギュレータのリファレンス電圧を変
化させ、基準電圧となるカソード電圧を変化させる。図
１では増幅器８のプラス入力端子電圧を増幅器９の出力
電圧で変化させたが、この実施形態では、反対に増幅器
８のマイナス入力端子電圧を変化させる。図５は、図１
におけるスイッチング部１内部にパルストランスを用い
た場合のスイッチング部１の出力端子のパルス波形の例
であり、この場合も同様の効果が得られる。
１と同じであるが、この実施形態では、シャントレギュ
レータ２６を基準電圧として使用し、増幅器９の出力電
圧によりシャントレギュレータのリファレンス電圧を変
化させ、基準電圧となるカソード電圧を変化させる。図
１では増幅器８のプラス入力端子電圧を増幅器９の出力
電圧で変化させたが、この実施形態では、反対に増幅器
８のマイナス入力端子電圧を変化させる。図５は、図１
におけるスイッチング部１内部にパルストランスを用い
た場合のスイッチング部１の出力端子のパルス波形の例
であり、この場合も同様の効果が得られる。
【００３１】以上、本発明の一実施形態の動作を図面を
参照して詳述してきたが、本発明はこの実施形態に限ら
れるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設
計変更等があっても本発明に含まれる。たとえば、図１
におけるツェナーダイオード１３は他の基準電圧源と置
き換えが出来、シャントレギュレータ等のＩＣと置き換
えてもよい。
参照して詳述してきたが、本発明はこの実施形態に限ら
れるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設
計変更等があっても本発明に含まれる。たとえば、図１
におけるツェナーダイオード１３は他の基準電圧源と置
き換えが出来、シャントレギュレータ等のＩＣと置き換
えてもよい。
【００３２】
【発明の効果】これまでに説明したように、この発明に
よれば、電源の出力電圧の検出を１段目の平滑フィルタ
のコイル４と２段目の平滑フィルタのコイル６の接続点
から行っているため、負荷２２の変化が大きいとコイル
６及び回路を接続するプリント基板の銅箔パターンや接
続線の抵抗により負荷２２の両端の電圧が本来変動する
ところを安定にすることが出来るという効果が得られ
る。
よれば、電源の出力電圧の検出を１段目の平滑フィルタ
のコイル４と２段目の平滑フィルタのコイル６の接続点
から行っているため、負荷２２の変化が大きいとコイル
６及び回路を接続するプリント基板の銅箔パターンや接
続線の抵抗により負荷２２の両端の電圧が本来変動する
ところを安定にすることが出来るという効果が得られ
る。
【００３３】また、前述のごとく、電源の出力電圧の検
出を１段目の平滑フィルタのコイル４と２段目の平滑フ
ィルタコイル６の接続点から行っているため、電圧帰還
ループ内にＬとＣによるフィルタが２段入らず、位相が
１８０°遅れることによる発振を防止するという効果が
得られる。
出を１段目の平滑フィルタのコイル４と２段目の平滑フ
ィルタコイル６の接続点から行っているため、電圧帰還
ループ内にＬとＣによるフィルタが２段入らず、位相が
１８０°遅れることによる発振を防止するという効果が
得られる。
【図１】 本発明の第１の実施形態による電源回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】 本発明の第２の実施形態による電源回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図３】 本発明の第３の実施形態による電源回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図４】 パルス状波形の例を示す図である。
【図５】 パルス状波形の他の例を示す図である。
【図６】 従来の電源回路の第１の回路例を示す図であ
る。
る。
【図７】 従来の電源回路の第２の回路例を示す図であ
る。
る。
１…スイッチング部 ２、３…整流ダイオード ４、６…コイル ５、７…コンデンサ ８、９…増幅器 １０〜１２…インピーダンス １３…ツェナーダイオード １４〜２１…抵抗 ２２…負荷 ２３…入力電圧 ２４、２５…抵抗 ２６…シャントレギュレータ
Claims (5)
- 【請求項１】 入力直流電圧をパルス幅制御して所定の
直流出力を取り出すスイッチング電源であって、 第１のコイルと第１のコンデンサによって形成された第
１の平滑回路と、 第２のコイルと第２のコンデンサによって形成され前記
第１の平滑回路の出力側に直列接続された第２の平滑回
路と、 前記第１の平滑回路と前記第２の平滑回路の接続点から
出力電圧検出を行い、基準電圧との比較により前記パル
ス幅制御信号を生成する第１の増幅器を含んだ帰還回路
と、 前記第２のコイルの電圧降下を検出して前記出力電圧検
出値を補正する第２の増幅器とを具備してなる電源回
路。 - 【請求項２】 前記第１および第２の増幅器の電源は、 前記第１の平滑回路と前記第２の平滑回路の接続点から
とられたことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。 - 【請求項３】 前記第１および第２の増幅器の電源は、 出力端からとられたことを特徴とする請求項１に記載の
電源回路。 - 【請求項４】 前記基準電圧は、 ツェナーダイオードによって生成されたことを特徴とす
る請求項１ないし３のいずれかに記載の電源回路。 - 【請求項５】 前記基準電圧は、 シャントレギュレータによって生成され、前記第２の増
幅器の出力が前記シャントレギュレータの電圧を補正す
ることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載
の電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30764098A JP2974314B1 (ja) | 1998-10-28 | 1998-10-28 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30764098A JP2974314B1 (ja) | 1998-10-28 | 1998-10-28 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2974314B1 true JP2974314B1 (ja) | 1999-11-10 |
| JP2000132248A JP2000132248A (ja) | 2000-05-12 |
Family
ID=17971480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30764098A Expired - Fee Related JP2974314B1 (ja) | 1998-10-28 | 1998-10-28 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2974314B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4214484B2 (ja) | 2002-12-12 | 2009-01-28 | サンケン電気株式会社 | 直流電源装置 |
| JP2008172868A (ja) | 2007-01-09 | 2008-07-24 | Denso Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその設計方法 |
-
1998
- 1998-10-28 JP JP30764098A patent/JP2974314B1/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000132248A (ja) | 2000-05-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7279875B2 (en) | High switching frequency DC-DC converter with fast response time | |
| JP3774788B2 (ja) | 力率補償電源装置 | |
| JP6528561B2 (ja) | 高効率力率改善回路およびスイッチング電源装置 | |
| TWI441434B (zh) | 穩定轉換脈波調變模式之電流式升壓轉換器 | |
| EP1229634A2 (en) | Switching power supply apparatus | |
| US6459594B1 (en) | Switching power supply apparatus and method | |
| JP2001100849A (ja) | 出力電流を測定するためのシステムおよび方法、およびこれらのシステムおよび方法を使用するコンバータ | |
| WO2002001309A2 (en) | Power factor correction control circuit for switching power supply | |
| KR20060049915A (ko) | Ｄｃ－ｄｃ 컨버터 회로 | |
| JP2006311689A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| CN110601537B (zh) | 初级侧恒定电流调节 | |
| US7352161B2 (en) | Burst-mode switching voltage regulator with ESR compensation | |
| US20040032752A1 (en) | Flyback converter | |
| US20050169023A1 (en) | Switching power supply using controlled negative feedback in series with a switching device and responsive to the voltage and/or current to a load | |
| KR100992412B1 (ko) | 직류-직류 변환기 | |
| JP2974314B1 (ja) | 電源回路 | |
| JP2002136123A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2010220454A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび制御用半導体集積回路 | |
| JP5212494B2 (ja) | 複数電圧出力型電源装置 | |
| US20090039856A1 (en) | Stability enhancement apparatus and method for a self-clocking PWM buck converter | |
| US6275013B1 (en) | Switching power supply employing an internal resistance in series with a zener diode to stabilize a DC output | |
| JP3472517B2 (ja) | 直流安定化電源装置 | |
| JP2005287131A (ja) | 電流帰還モジュール | |
| JP2968670B2 (ja) | 保護回路付きｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3001057B1 (ja) | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990727 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |