JP2010220454A - Dc−dcコンバータおよび制御用半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】リモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいて、負荷が急激に変化した場合に誤差アンプAMPの位相補償回路によって低電圧状態や過電圧状態の検出が遅らされることがないようにする。
【解決手段】インダクタに電流を流す駆動素子を制御する制御回路に、一対のセンス線によって負荷の近傍から取り出された電圧に基づいて出力電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路とを設け、出力電圧検出回路により生成された電圧を、抵抗素子を含む2端子回路を介して誤差増幅回路の一方の入力端子に供給するようにした。
【選択図】図1
【解決手段】インダクタに電流を流す駆動素子を制御する制御回路に、一対のセンス線によって負荷の近傍から取り出された電圧に基づいて出力電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路とを設け、出力電圧検出回路により生成された電圧を、抵抗素子を含む2端子回路を介して誤差増幅回路の一方の入力端子に供給するようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は、低電圧検出機能または過電圧検出機能を備えたDC−DCコンバータに関し、特に出力電圧をリモートセンス方式で検出して出力電圧制御を行うDC−DCコンバータおよびこれを構成する制御用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。
直流電源装置としてスイッチングレギュレータ方式のDC−DCコンバータがある。かかるDC−DCコンバータにおいては、出力電圧に比例した電圧を制御回路へフィードバックし、制御回路がフィードバック電圧に応じてコイルに電流を流すスイッチング素子のオン時間を制御して出力電圧が所望の電位になるようにする制御が行なわれている。また、DC−DCコンバータには、負荷の短絡等により出力電圧が異常に低い状態になったことを検出する低電圧検出回路や出力電圧が異常に高い状態になったことを検出する過電圧検出回路が設けられることがある。
さらに、低電圧検出回路や過電圧検出回路を備えたDC−DCコンバータにあっては、出力のフィードバック制御を行なう制御回路と低電圧検出回路や過電圧検出回路が共に出力電圧を監視することになる。そこで、素子数やICの端子数の増加を防止するため、図5に示すように、出力電圧Voutを分圧する抵抗Rf1,Rf2を設けて、分圧された電圧をフィードバック電圧VFBとして誤差アンプAMPと低電圧検出回路や過電圧検出回路を構成するコンパレータCMPへ共通に供給することが行われている。また、誤差アンプAMPの入出力端子間には、フィードバック制御系の発振を防止するため位相補償回路(R0,C0,C1)が設けられる。
なお、降圧型コンバータでは、出力電圧Voutを分圧せずにそのまま制御回路と過電圧検出回路に供給する方式もある。かかる制御方式のDC−DCコンバータに関する発明としては例えば特許文献1に記載されているようなものがある。
図5のDC−DCコンバータにおいては、誤差アンプAMPはフィードバック電圧VFBと基準電圧Vrefとの電位差を増幅してPWMコンパレータ等を有する制御回路に供給し、コンパレータCMPは電圧VFBと参照電圧Vref_uvp(またはVref_ovp)とを比較している。図5の回路は、負荷電流ILが安定していて出力電圧が大きく変動しない定常状態では、フィードバック電圧VFBは出力電圧Voutに比例した電圧となり問題はない。
しかしながら、図2(A)のように、負荷電流ILが急激に増加したような場合には、出力電圧Voutが下がり始めても分圧抵抗Rf1,Rf2が接続されているFB端子の電圧VFBはあまり変化しない期間が存在する。これは、誤差アンプAMPの出力端子からその反転入力端子すなわちFB端子に、位相補償回路を介してフィードバックがかかっているためである。
この状態は、誤差アンプAMPの出力電圧が電源電圧に到達するまで継続し、誤差アンプAMPの出力電圧が電源電圧に到達すると誤差アンプAMPの出力端子からFB端子に、位相補償回路を介してフィードバックがかからなくなって、ここで初めてFB端子の電圧の変化が始まる。低電圧検出回路や過電圧検出回路を構成するコンパレータCMPは、この電圧と参照電圧とを比較して検出を行なうため、検出が遅れてしまうという課題があることが分かった。
また、同様な課題は、図4に示すようなリモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいても起こり得る。リモートセンスとは、DC−DCコンバータの出力端子と負荷までの距離が離れていて給電線の長さが長い場合や、負荷電流が大きい場合など配線抵抗による電圧降下が無視できないような場合にこれを防止するため、負荷の近傍に検出線を接続して電圧を検出し、実際に負荷に印加される電圧が降下しないようにする技術である。
図4に示すDC−DCコンバータにおいては、負荷LDの近傍から配線L1,L2により引き出された電圧を出力検出用のアンプAMPsに入力し、このアンプAMPsの出力VSoutが出力電圧Voutと一致するように抵抗Rs11,Rs12,Rs21,Rs22の抵抗比を設定し、その電圧を図5の回路と同様な分圧抵抗Rf1,Rf2で分圧してフィードバック端子FBに印加して、出力のフィードバック制御と低電圧検出または過電圧検出を行なうように構成されている。
図4の回路においては、Rs11,Rs21とRs12,Rs22の抵抗比は1:1に設定することで、VSout=Voutとすることができる。また、分圧抵抗Rf1,Rf2の抵抗値をrf1,rf2とおくと、フィードバック端子FBの電圧VFBは、次式
VFB=Vout×rf2/(rf1+rf2)
で表わされる。目標とする出力電圧値の時にこのVFBが誤差アンプAMPの基準電圧Vrefと等しくなる、つまりVFB=Vrefとなるように、分圧抵抗Rf1,Rf2の抵抗値rf1,rf2が決定される。これにより、リモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいて、出力のフィードバック制御と低電圧検出、過電圧検出を行なうことができる。
VFB=Vout×rf2/(rf1+rf2)
で表わされる。目標とする出力電圧値の時にこのVFBが誤差アンプAMPの基準電圧Vrefと等しくなる、つまりVFB=Vrefとなるように、分圧抵抗Rf1,Rf2の抵抗値rf1,rf2が決定される。これにより、リモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいて、出力のフィードバック制御と低電圧検出、過電圧検出を行なうことができる。
しかしながら、この回路においても、誤差アンプAMPの出力端子からFB端子に、位相補償回路を介してフィードバックがかかっているため、負荷電流ILが急激に変化した場合に、出力の低電圧状態や過電圧状態の検出が遅れてしまうという課題がある。なお、リモートセンス方式の電源装置に関する発明としては例えば特許文献2に記載されているようなものがある。
この発明は上記のような課題に着目してなされたものでその目的とするところは、リモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいて、出力電圧に応じた駆動素子の制御が行なえるとともに、低電圧状態または過電圧状態の正確な検出を行なうことができるようにすることにある。また、負荷が急激に変化した場合に誤差アンプの位相補償回路によって低電圧状態や過電圧状態の検出が遅れるのを防止して速やかな検出が行えるようにする。
上記目的を達成するため本出願に係る発明は、直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に接続されたインダクタと、前記インダクタに電流を流す駆動素子と、前記負荷の両端の電圧を一対のセンス線によって取り出してその電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路とを備えたリモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいて、
前記制御回路は、前記一対のセンス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、前記出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路と、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子との間に接続された位相補償回路とを備え、
前記出力電圧検出回路は、出力電圧が所定の電圧のときにその出力が前記基準電圧と一致するように増幅率もしくは減衰率が設定され、該出力電圧検出回路により生成された電圧は、2つの端子と該2つの端子間に接続された少なくとも1つの抵抗素子を有する2端子回路を介して前記誤差増幅回路の一方の入力端子に供給されるように構成した。
前記制御回路は、前記一対のセンス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、前記出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路と、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子との間に接続された位相補償回路とを備え、
前記出力電圧検出回路は、出力電圧が所定の電圧のときにその出力が前記基準電圧と一致するように増幅率もしくは減衰率が設定され、該出力電圧検出回路により生成された電圧は、2つの端子と該2つの端子間に接続された少なくとも1つの抵抗素子を有する2端子回路を介して前記誤差増幅回路の一方の入力端子に供給されるように構成した。
上記した構成によれば、センス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路を設けているため、出力電圧に応じた駆動素子の制御が行なえるとともに、低電圧状態または過電圧状態の正確な検出を行なうことができる。また、2端子回路によって出力電圧検出回路への位相補償回路の影響が抑制されるため、負荷が急激に変化した場合に位相補償回路によって出力電圧検出回路の出力の変化が遅くされて低電圧状態や過電圧状態の検出が遅れるのを防止することができる。
ここで、望ましくは、前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子との間に接続された容量素子と、該容量素子と並列に接続された直列形態の抵抗素子および容量素子とから構成され、
前記2端子回路は、該2端子回路の一方の端子と他方の端子との間に接続された抵抗素子と、該抵抗素子と並列に接続された直列形態の抵抗素子および容量素子とから構成されるようにする。これにより、位相補償回路によるフィードバック制御系の発振を防止しつつ誤差増幅回路の増幅率の設定を容易に行なうことができるようになる。
前記2端子回路は、該2端子回路の一方の端子と他方の端子との間に接続された抵抗素子と、該抵抗素子と並列に接続された直列形態の抵抗素子および容量素子とから構成されるようにする。これにより、位相補償回路によるフィードバック制御系の発振を防止しつつ誤差増幅回路の増幅率の設定を容易に行なうことができるようになる。
さらに、望ましくは、前記出力電圧検出回路は、前記一対のセンス線の一方の電圧が第1の抵抗を介して第1の入力端子に入力され、前記一対のセンス線の他方の電圧が第2の抵抗を介して第2の入力端子に入力される差動アンプを備え、前記第1の入力端子と接地点との間には第3の抵抗が接続され、前記第2の入力端子と当該差動アンプの出力端子との間には第4の抵抗が接続され、前記第1の抵抗と前記第2の抵抗は抵抗値が等しく設定され、前記第3の抵抗と前記第4の抵抗は抵抗値が等しく設定されるようにする。これにより、出力電圧検出回路の増幅率もしくは減衰率の設定を容易に行なうことができるようになる。
また、望ましくは、前記制御駆動回路は、前記出力状態検出回路が出力電圧の低電圧状態または過電圧状態を検出した場合に、前記駆動素子をオフ状態にする信号を出力するように構成する。ここで、前記出力状態検出回路は、第1の基準電圧と前記出力電圧検出回路の出力電圧とを比較して出力の低電圧状態を検出する第1コンパレータと、第2の基準電圧と前記出力電圧検出回路の出力電圧とを比較して出力電圧の過電圧状態を検出する第2コンパレータとを備えるようにしてもよい。これにより、出力電圧の低電圧状態または過電圧状態を検出した場合に、電流を制限してコンバータを構成する素子や負荷を保護することができる。
さらに、本出願の他の発明は、負荷の両端の電圧を一対のセンス線によって取り出してその電圧に応じて、直流電圧入力端子と前記負荷が接続される電圧出力端子との間に接続されたインダクタに電流を流す駆動素子を制御するリモートセンス方式のDC−DCコンバータを構成する制御用半導体集積回路において、
前記一対のセンス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、前記出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路と、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子にそれぞれ接続され、位相補償回路を構成する外付け素子を接続可能な一対の外部端子と、前記出力電圧検出回路の出力を外部へ出力するための配線および外部端子と、前記出力電圧検出回路の出力を前記出力状態検出回路の入力端子に伝達する配線とを備えるようにしたものである。
前記一対のセンス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、前記出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路と、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子にそれぞれ接続され、位相補償回路を構成する外付け素子を接続可能な一対の外部端子と、前記出力電圧検出回路の出力を外部へ出力するための配線および外部端子と、前記出力電圧検出回路の出力を前記出力状態検出回路の入力端子に伝達する配線とを備えるようにしたものである。
上記した構成を有する制御用半導体集積回路によれば、前記一対の外部端子に位相補償回路を構成する素子を接続するとともに、前記出力電圧検出回路の出力を外部へ出力するための外部端子と前記誤差増幅回路の一方の入力端子が接続された外部端子との間に、2つの端子と該2つの端子間に接続された少なくとも1つの抵抗素子を有する2端子回路を接続することにより、出力電圧検出回路への位相補償回路の影響を抑制することができ、負荷が急激に変化した場合に位相補償回路によって出力電圧検出回路の出力の変化が遅くされて低電圧状態や過電圧状態の検出が遅れるのを防止することができる。
本発明によれば、リモートセンス方式のDC−DCコンバータにおいて、出力電圧に応じた駆動素子の制御が行なえるとともに、低電圧状態または過電圧状態の正確な検出を行なうことができる。また、負荷が急激に変化した場合に誤差アンプの位相補償回路によって低電圧状態や過電圧状態の検出が遅れるのを防止して速やかな検出が行えるようになるという効果がある。
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は本発明を適用したDC−DCコンバータの一実施形態を示す。
本実施形態のDC−DCコンバータは、直流電圧Vinが入力される電圧入力端子INと接地点GNDとの間に直列形態に接続されたNチャネルMOSFET(絶縁ゲート型電界効果トランジスタ)からなる駆動用スイッチングトランジスタSW1および整流用スイッチングトランジスタSW2、SW1とSW2との接続ノードN1と出力端子OUTとの間に接続されたコイル(インダクタ)Lc、前記スイッチングトランジスタSW1,SW2をオン、オフ制御するスイッチング制御回路10などによって、降圧型の同期整流スイッチングレギュレータとして構成されている。LDは該DC−DCコンバータの出力端子OUTに接続された負荷、Csは平滑コンデンサである。
なお、特に限定されるものではないが、この実施形態では、上記スイッチング制御回路10は一つの半導体チップ上に制御用ICとして構成され、駆動用スイッチングトランジスタSW1および整流用スイッチングトランジスタSW2は、ディスクリート部品で構成され上記制御用ICに外付け素子として接続されるように構成されている。ただし、SW1およびSW2も制御用ICと同一の半導体チップ上に形成するようにしてもよい。
スイッチング制御用IC10は、出力電圧Voutを検出する差動アンプ11、出力のフィードバック電圧VFBと所定の基準電圧Vrefとの電位差を増幅する誤差アンプ12、出力電圧検出アンプ11の出力に基づいて出力電圧Voutの低電圧状態(または過電圧状態)を検出するコンパレータ13、前記誤差アンプ12の出力に応じて前記スイッチングトランジスタSW1,SW2をオン、オフする駆動信号を生成し出力する制御&駆動回路14などを備える。コンパレータ13は、反転入力端子に印加される基準電圧Vref_uvp(またはVref_ovp)と出力電圧検出アンプ11の出力VSoutとを比較することで、低電圧状態または過電圧状態を検出する。また、基準電圧Vref_uvp(またはVref_ovp)を非反転入力端子に印加して反転入力端子に出力VSoutを印加するように構成しても、出力論理が異なるだけで低電圧状態または過電圧状態を検出することができる。
制御&駆動回路14は、例えば所定の周波数の三角波もしくは鋸波のような波形信号を生成する波形生成回路や該波形生成回路により生成された波形信号と上記誤差アンプ12の出力を入力としPWM(パルス幅変調)パルスを生成するPWMコンパレータ、該PWMパルスに基づいてSW1,SW2のゲート駆動信号を生成するドライバ回路などにより構成され、フィードバック電圧VFBが高いときは出力駆動パルスのパルス幅を狭くし、フィードバック電圧VFBが低いときはパルス幅を広くするような制御を行なう。PWM制御の変わりにPFM(パルス周波数変調)制御を行なうものであっても良い。
そして、制御&駆動回路14は、コンパレータ13が出力電圧Voutの低電圧状態を検出するとSW1,SW2を共にオフ状態にしたり、過電圧状態を検出するとSW1,SW2を共にオフ状態またはSW1をオフ状態、SW2をオン状態にする制御を行なうように構成される。これにより、駆動用スイッチングトランジスタや負荷に流れる電流を制限してコンバータを構成する素子や負荷を保護することができる。
さらに、この実施形態では、負荷LDに印加される出力電圧Voutと接地電位を取り出す一対の配線(以下、センス線と称する)L1,L2の一端が、負荷の近傍に接続されている。本明細書では、センス線により取り出されるこれらの電圧を負荷の両端の電圧と称する。そして、該センス線L1,L2の他端が前記出力電圧検出アンプ11の入力端子が接続されているICの外部端子P1,P2に抵抗Rs11,Rs21を介して接続されている。これにより、リモートセンス方式で出力電圧の検出が行えるようになっている。
また、上記外部端子P1すなわち出力電圧検出アンプ11の非反転入力端子と接地点との間には外付けの抵抗Rs12が接続されているとともに、出力電圧検出アンプ11の出力端子はIC10に設けられた外部端子P3に接続され、該外部端子P3と出力電圧検出アンプ11の非反転入力端子との間に外付けの抵抗Rs22が接続されている。
ここで、抵抗Rs11とRs21は同一の抵抗値rs1を有し、抵抗Rs12とRs22は同一の抵抗値rs2を有するように設計される。このように設定した場合、出力電圧検出アンプ11の出力をVSoutとおくと、出力電圧検出アンプ11の増幅率(もしくは減衰率)は抵抗値rs1とrs2の比で決まり、VSoutは、次式
VSout=Vout×(rs2/rs1) ……(1)
で表わされる。
VSout=Vout×(rs2/rs1) ……(1)
で表わされる。
一方、IC10には、誤差アンプ12の反転入力端子と出力端子との間に位相補償用の抵抗R0や容量C0,C1を外付け素子として接続できるようにするため、反転入力端子に接続された外部端子P4と出力端子に接続された外部端子P5とが設けられている。そして、この外部端子P4とP5との間に、容量C1と直列形態の抵抗R0および容量C0とが並列に接続されて位相補償回路21が構成されているとともに、出力電圧検出アンプ11の出力端子が接続されている外部端子P3と前記外部端子P4との間に、抵抗R1と直列形態の抵抗R2および容量C2とが並列に接続されている。
本明細書では、上記抵抗R1,R2および容量C2からなる回路のように、他の回路や定電位点との接続端子を2個しか持たない回路を2端子回路と称するとともに、図4の抵抗Rf1,Rf2,R2および容量C2からなり、他の回路や定電位点との接続端子を3個持つ回路を3端子回路と称して区別する。なお、図1の外部端子P4が、図5のコンバータにおけるフィードバック端子FBに相当する。
外部端子P3とP4との間に接続された抵抗R1とR2および容量C2からなる2端子回路は、誤差アンプ12の反転入力端子と出力端子との間に接続された位相補償回路21が、出力電圧検出アンプ11の出力に与える影響を抑えるとともに、2端子回路(R1,R2,C2)のインピーダンスと位相補償回路(R0,C0,C1)のインピーダンスとの比で誤差アンプ12のゲイン(増幅率)を設定することができるようになっている。
また、この実施形態のコンバータにおいては、出力電圧検出アンプ11の出力VSoutが、外部端子P3−抵抗R1−外部端子P4を介して誤差アンプ12の反転入力端子に入力されるため、所定の出力電圧Voutが出力される定常状態で、出力電圧検出アンプ11の出力VSoutが誤差アンプ12の非反転入力端子に印加される基準電圧Vrefと等しくなる、つまりVSout=Vrefとなるように設定される。従って、出力電圧Voutおよび基準電圧Vrefが決まると、式(1)より、rs2/rs1=Vref/Voutとなるように、抵抗値rs1とrs2の比を決定すれば良い。
この実施形態のコンバータは、前述したように、出力電圧検出アンプ11の出力端子が接続されている外部端子P3と、誤差アンプ12の反転入力端子が接続されている外部端子P4との間に、抵抗R1と直列形態の抵抗R2および容量C2とが並列に接続されている。そのため、図2(B)に示すように、負荷電流ILが急激に増加した場合に、位相補償回路21によって誤差アンプ12の出力端子から非反転入力端子にフィードバックがかかって、出力電圧Voutが下がり始めた際に外部端子P4の電位VFBがなかなか下がらなくても、出力電圧検出アンプ11の出力VSoutは出力電圧Voutが下がり始めるとこれに応じて速やかに下がり始める。
その結果、出力Voutの低電圧状態を検出するコンパレータ13の出力UVPは、図5のコンバータにおけるタイミングt3よりも早いt1のようなタイミングで低電圧状態を検出することができるようになる。しかも、図1のコンバータの制御用IC10は、図4の制御用ICにおいて、コンパレータCMPの入力端子と外部端子FBとを接続する配線を、コンパレータ13の入力端子と出力電圧検出アンプ11の出力端子との間を接続する配線に変えるという簡単な変更のみで実現できるとともに、外付けの抵抗素子の数を減らせるという利点がある。
なお、出力電圧Voutが安定している定常状態において、誤差アンプ12の反転入力端子に電流が流れ込んで外部端子P4,P5間に接続されている抵抗R1に電流が流れると電圧にずれが生じるので、差動アンプ12には、入力差動トランジスタ対がMOSFET(電界効果型トランジスタ)で構成されたアンプを使用するのが望ましい。抵抗R1がオンチップの素子であれば、予め抵抗R1での電圧降下分を見込んで基準電圧Vrefを設定しておくことも可能であるが、本実施例のように、外付け素子を使用する場合には、ユーザーが任意の抵抗値を有するものを使用できるため、誤差アンプ12として入力端子に電流が流れ込むタイプのアンプを使用すると、外付け抵抗R1の抵抗値によって入力端子に流れ込む電流がばらついてしまい、誤差アンプ12の出力にばらつきが生じるおそれがあるためである。
図3には、前記実施形態のDC−DCコンバータの変形例を示す。この変形例は、出力Voutの低電圧状態を検出するコンパレータ13aの他に、出力Voutの過電圧状態を検出するコンパレータ13bを設けたものである。
この変形例の場合、コンパレータ13a,13bの非反転入力端子に出力電圧検出アンプ11の出力VSoutがそれぞれ入力されるとともに、コンパレータ13aの反転入力端子には低電圧状態を検出するのに適した基準電圧Vref_uvpが印加され、コンパレータ13bの反転入力端子には過電圧状態を検出するのに適した基準電圧Vref_ovp(≠Vref_uvp)が印加されるように構成される。Vref_ovpとしてVref_uvpと同一電位を使用できるように、非反転入力端子側に分圧回路などを付加するように構成しても良い。また、基準電圧Vref_ovp(≠Vref_uvp)を非反転入力に印加して反転入力端子に出力VSoutを印加するように構成しても、出力論理が異なるだけで過電圧状態を検出することができる。
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施例に限定されるものではない。例えば、前記実施例では、誤差アンプ12の位相補償回路21として、誤差アンプの一方の入力端子と出力端子との間に接続された容量素子C1と、該容量素子C1と並列に接続された直列形態の抵抗素子R0および容量素子C0とから構成されたものを示したが、容量素子C1がなく抵抗素子R0と容量素子C0のみからなる回路であっても良い。
また、前記実施例では、外部端子P3とP4との間に接続される2端子回路として、抵抗素子R1と、該抵抗素子R1と並列に接続された直列形態の抵抗素子R2および容量素子C2とから構成されたものを示したが、例えば抵抗素子R2と容量素子C2がなく抵抗素子R1のみからなる回路であっても良い。
さらに、以上の説明では本発明を、降圧型DC−DCコンバータに適用した場合について説明したが、昇圧型DC−DCコンバータにも適用することができる。また、実施例では、スイッチングレギュレータ方式の同期整流型DC−DCコンバータに適用した場合について説明したが、本発明は整流素子としてダイオードを使用したダイオード整流型のDC−DCコンバータやトランスを使用した絶縁型DC−DCコンバータにも利用することができる。
10 スイッチング制御用IC
11 出力検出用差動アンプ(出力電圧検出回路)
12 誤差アンプ
13 コンパレータ(出力状態検出回路)
14 制御&駆動回路
21 位相補償回路
22 2端子回路
LD 負荷
Lc コイル(インダクタ)
Cs 平滑コンデンサ
SW1 コイル駆動用スイッチングトランジスタ
SW2 整流用スイッチングトランジスタ
11 出力検出用差動アンプ(出力電圧検出回路)
12 誤差アンプ
13 コンパレータ(出力状態検出回路)
14 制御&駆動回路
21 位相補償回路
22 2端子回路
LD 負荷
Lc コイル(インダクタ)
Cs 平滑コンデンサ
SW1 コイル駆動用スイッチングトランジスタ
SW2 整流用スイッチングトランジスタ
Claims (6)
- 直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に接続されたインダクタと、前記インダクタに電流を流す駆動素子と、前記負荷の両端の電圧を一対のセンス線によって取り出してその電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路とを備えたリモートセンス方式のDC−DCコンバータであって、
前記制御回路は、前記一対のセンス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、前記出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路と、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子との間に接続された位相補償回路とを備え、
前記出力電圧検出回路は、出力電圧が所定の電圧のときにその出力が前記基準電圧と一致するように増幅率もしくは減衰率が設定され、該出力電圧検出回路により生成された電圧は、2つの端子と該2つの端子間に接続された少なくとも1つの抵抗素子を有する2端子回路を介して前記誤差増幅回路の一方の入力端子に供給されることを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子との間に接続された容量素子と、該容量素子と並列に接続された直列形態の抵抗素子および容量素子とから構成され、
前記2端子回路は、該2端子回路の一方の端子と他方の端子との間に接続された抵抗素子と、該抵抗素子と並列に接続された直列形態の抵抗素子および容量素子とから構成されていることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 - 前記出力電圧検出回路は、前記一対のセンス線の一方の電圧が第1の抵抗を介して第1の入力端子に入力され、前記一対のセンス線の他方の電圧が第2の抵抗を介して第2の入力端子に入力される差動アンプを備え、前記第1の入力端子と接地点との間には第3の抵抗が接続され、前記第2の入力端子と当該差動アンプの出力端子との間には第4の抵抗が接続され、前記第1の抵抗と前記第2の抵抗は抵抗値が等しく設定され、前記第3の抵抗と前記第4の抵抗は抵抗値が等しく設定されていることを特徴とする請求項1または2に記載のDC−DCコンバータ。
- 前記制御駆動回路は、前記出力状態検出回路が出力電圧の低電圧状態または過電圧状態を検出した場合に、前記駆動素子をオフ状態にする信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載のDC−DCコンバータ。
- 前記出力状態検出回路は、第1の基準電圧と前記出力電圧検出回路の出力電圧とを比較して出力の低電圧状態を検出する第1コンパレータと、第2の基準電圧と前記出力電圧検出回路の出力電圧とを比較して出力電圧の過電圧状態を検出する第2コンパレータとを備え、
前記制御駆動回路は、前記第1コンパレータまたは前記第2コンパレータが出力の低電圧状態または過電圧状態を検出した場合に、前記駆動素子をオフ状態にする信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載のDC−DCコンバータ。 - 負荷の両端の電圧を一対のセンス線によって取り出してその電圧に応じて、直流電圧入力端子と前記負荷が接続される電圧出力端子との間に接続されたインダクタに電流を流す駆動素子を制御するリモートセンス方式のDC−DCコンバータを構成する制御用半導体集積回路であって、
前記一対のセンス線によって取り出された電圧に基づいて前記負荷に供給される電圧に対応した電圧を生成する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路により生成された電圧を監視して出力の低電圧状態または過電圧状態を検出する出力状態検出回路と、前記出力電圧検出回路により生成された電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記駆動素子の駆動信号を生成する制御駆動回路と、前記誤差増幅回路の一方の入力端子と出力端子にそれぞれ接続され、位相補償回路を構成する外付け素子を接続可能な一対の外部端子と、前記出力電圧検出回路の出力を外部へ出力するための配線および外部端子と、前記出力電圧検出回路の出力を前記出力状態検出回路の入力端子に伝達する配線とを備えることを特徴とする制御用半導体集積回路。
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JP2009067569A JP2010220454A (ja) | 2009-03-19 | 2009-03-19 | Dc−dcコンバータおよび制御用半導体集積回路 |
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103872653A (zh) * | 2014-03-25 | 2014-06-18 | 成都国科海博信息技术股份有限公司 | 用于开关电源的保护电路 |
CN107153170A (zh) * | 2017-05-18 | 2017-09-12 | 郑州云海信息技术有限公司 | 一种提升数字vr电流侦测精度的装置及方法 |
CN108574274A (zh) * | 2017-03-09 | 2018-09-25 | 惠州市新思为电子科技有限公司 | 应用于车载跟踪器中电源保护电路 |
US10256623B2 (en) | 2017-08-21 | 2019-04-09 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07241074A (ja) * | 1994-02-25 | 1995-09-12 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2007258294A (ja) * | 2006-03-22 | 2007-10-04 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 半導体集積回路 |
JP2008125220A (ja) * | 2006-11-10 | 2008-05-29 | Fujitsu Ltd | 電流モードdc−dcコンバータ制御回路および電流モードdc−dcコンバータの制御方法 |
-
2009
- 2009-03-19 JP JP2009067569A patent/JP2010220454A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07241074A (ja) * | 1994-02-25 | 1995-09-12 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2007258294A (ja) * | 2006-03-22 | 2007-10-04 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 半導体集積回路 |
JP2008125220A (ja) * | 2006-11-10 | 2008-05-29 | Fujitsu Ltd | 電流モードdc−dcコンバータ制御回路および電流モードdc−dcコンバータの制御方法 |
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103872653A (zh) * | 2014-03-25 | 2014-06-18 | 成都国科海博信息技术股份有限公司 | 用于开关电源的保护电路 |
CN108574274A (zh) * | 2017-03-09 | 2018-09-25 | 惠州市新思为电子科技有限公司 | 应用于车载跟踪器中电源保护电路 |
CN108574274B (zh) * | 2017-03-09 | 2021-08-24 | 深圳市几米物联有限公司 | 应用于车载跟踪器中电源保护电路 |
CN107153170A (zh) * | 2017-05-18 | 2017-09-12 | 郑州云海信息技术有限公司 | 一种提升数字vr电流侦测精度的装置及方法 |
CN107153170B (zh) * | 2017-05-18 | 2020-07-24 | 苏州浪潮智能科技有限公司 | 一种提升数字vr电流侦测精度的装置及方法 |
US10256623B2 (en) | 2017-08-21 | 2019-04-09 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
US10714929B2 (en) | 2017-08-21 | 2020-07-14 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
US10916933B2 (en) | 2017-08-21 | 2021-02-09 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
US11228170B2 (en) | 2017-08-21 | 2022-01-18 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
US11569654B2 (en) | 2017-08-21 | 2023-01-31 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
US11870241B2 (en) | 2017-08-21 | 2024-01-09 | Rohm Co., Ltd. | Power control device |
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