CN101079575B

CN101079575B - 具有改进电流感应的dc-dc变换器及相关方法

Info

Publication number: CN101079575B
Application number: CN2006101365840A
Authority: CN
Inventors: R·H·艾沙姆
Original assignee: Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2006-05-24
Filing date: 2006-10-23
Publication date: 2012-08-29
Anticipated expiration: 2026-10-23
Also published as: CN102299627A; TW200744293A; CN102299627B; TWI404316B; CN103986328A; CN101079575A

Abstract

一种DC-DC变换器包括：包括误差放大器与输入端连接到误差放大器的输出的脉冲宽度调制器(PWM)的芯片；以及通过与该变换器的输出结点(V_OUT)串联的所述PWM驱动的电感器，其中负载电流流过该电感器。V_OUT经由包括反馈电阻(RFB)的网络反馈到误差放大器的反相输入端。用于感应负载电流的电路包括：第一运算放大器；芯片上耦合到第一放大器的反相输入端并具有电阻R_SENSE的感应电阻；其中感应电流与流过感应电阻的负载电流相关，相关电流源提供输出电流以供应感应电流。基准电阻设置在芯片上并具有是R_SENSE的固定倍数的电阻R_REFERENCE。设定电阻被设置成具有电阻R_SET。跟踪电路将基准电阻上的电压设置成等于设定电阻上的电压。功能块被耦合以便接收经过设定电阻的电流与经过基准电阻的电流来获得它们的比值。提供了电流乘法器，其中功能块的输出端耦合到电流乘法器。电流乘法器提供与通过R_SET所分配的负载电流成比例的测量电流。

Description

具有改进电流感应的DC-DC变换器及相关方法

相关申请本发明要求于2006年5月24日提交的题为“METHOD OFIMPROVED CURRENT SENSING IN DC-DC CONVERTERS”的临时申请No.60/808197的优先权，该申请的全部内容通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及电感电流的精确测量，尤其用于控制电压调节电路及相关功率电路中的开关。

背景技术

需要精确地测量负载电流以便于实现包括电流电机、DC-DC变换器电路以及电压调节电路的各种设备的控制。一种众所周知的用于通过流入DC-DC变换器的电感电流测量负载电流的电路100在图1(a)中示出。电路100中引脚I_SENSE-与I_SENSE+之间垂直虚线右侧的部分通常在IC芯片的内部，而通常在IC芯片外部的包括含有电感器L 110与C_FILTER(输出电容器)的低通滤波器的部分在I_SENSE-与I_SENSE+之间虚线的左侧。具有电感L且具有DC电阻DCR的外部电感器L 110与C_FILTER构成低通滤波网络的一部分，该C_FILTER将由脉冲宽度调制器(PWM，未示出)所提供的应用脉冲宽度调制的输入信号转换成负载R_LOAD上的稳态电压输出V_OUT。L 110上电压降的一部分是由其示为DCR的DC电阻引起的。与电容器串联的电阻R_IND与电容器C_IND被示为置于电感器110上，从而R_IND/C_IND提供与L/DCR的时间常数紧密匹配的时间常数。

C_IND上的跨电压，在图1(a)中示为V_IND，匹配DCR上的电压降，并因而作为电感电流I_IND的有效指示。运算放大器A1置于电路100中，以驱动Nmos晶体管Q1的栅极，晶体管Q1的源极在引脚I_SENSE+处连接回A1的反相输入端。感应电阻R_SENSE 120置于引脚I_SENSE+与V_OUT之间。

连接于引脚I_SENSE-的A1的同相输入连接到R_IND与C_IND之间的结点。在此配置中，A1的高增益将引脚I_SENSE+的电压驱动到实质上等于引脚I_SENSE-的电压，从而电容器C_IND上等于V_IND的电压将置于R_SENSE上。然后Q1将传输等于V_IND/R_SENSE、或I_IND*DCR/R_SENSE的电流。此电流I_SENSE可在Q1的漏极得到，且接着I_OUT可进行处理并用于过电流脱扣或用于设置经调整输出阻抗。

尽管Q1在图1中被示为Nmos晶体管，但在可选实施例中也可是其漏极电流组合来形成双向电流感应的Nmos与Pmos的组合。也可只以是偏置电流在I_SENSE+增加并在I_OUT减少回原值以允许双向电流感应的Nmos或Pmos。

R_SENSE电阻与I_SENSE-引脚也可在同步整流器FET上连接。在此情况下，FET的RDS_ON可以是替代电感器DCR的电流感应元件。通过在PWM驱动同步整流器时采样下MOSFET r_DS(ON)上的电压的负载电流感应在图1(b)所示的电路140中示出。PWM 150驱动栅极驱动器152，该栅极驱动器152驱动上下(同步整流器)两个轮流驱动电感器160的Nmos 156和157。放大器A1是通过将ISEN-输出连接到MOSFET 157的源极的接地基准。当FET 156导通时，电感电流I_L从V_IN流经156，且当下FET 157导通时，则从接地端流出。电感电流(I_L)因此使FET 157上的压降等于RDS_ON与电感电流的乘积，该电感电流与感应电阻170的阻值乘以被感应电流(I_SEN)相关。具体地，进入I_SEN+引脚的结果电流与沟道电流I_L成比例。然后I_SEN电流在充分置位时间之后被采样并保持，如本技术领域中所公知的。采样电流可用于包括沟道电流平衡、负载线路调整、以及过电流保护的应用中。

电路100与140中的R_SENSE被设置成在芯片外是因为R_SENSE需要是可调的，从而获得用于电路100的期望I_OUT值以用于DCR与I_IND的不同组合。例如，如果I_OUT与集成电路(IC)内部的固定电流值相比较以产生过电流脱扣，且电感器DCR与所期望I_IND电流脱扣点通过系统约束来设置，则R_SENSE值必须被调整以在期望I_IND上获得期望I_OUT。因为需要可调性的缘故，所以R_SENSE通常如图1所示设置在IC的外部。R_SENSE通常设置在IC外部的第二个原因是大多数集成电路工艺不支持精确及稳定的内部电阻器。

使用外部R_SENSE的一个问题是I_SENSE+引脚对如图1(a)与1(b)中所示的噪声干扰的敏感度，该噪声干扰是通过寄生电容器130耦合的噪声。再次参考图1(a)，电容耦合到引脚I_SENSE+的噪声电流显现为包括图1所示噪声分量的Q1的漏极电流，为I_OUT+Noise。已知此噪声耦合会对性能产生不利影响，且已要求非常精细的印刷电路板布线来最小化引脚I_SENSE+上的电容耦合。通常尝试将I_SENSE+X设成旁路是不可行的，因为这会在放大器A1的反馈处置入一极点，从而可能使A1不稳定。

因而，需要经改进的开关调节电路，特别是可用于在开关调节电路、电机控制电路等中精确测量负载电流的电流测量电路，它们不需要在具有附加噪声敏感度的A1的反相输入端上具有外部精确的R_SENSE。

发明内容

DC-DC变换器包括：包括有误差放大器和输入端连接到误差放大器输出端的脉冲宽度调制器(PWM)的芯片；由与该变换器的输出结点(V_OUT)串联的所述PWM驱动的电感器，其中负载电流流过电感器。V_OUT通过包括反馈电阻(RFB)的网络反馈到误差放大器的反相输入端。用于感应负载电流的电路包括：第一运算放大器；芯片上具有电阻R_SENSE的耦合到第一放大器的反相输入端的感应电阻；其中相关于负载电流的感应电流流过感应电阻，相关电流源提供输出电流以供应感应电流。基准电阻设置于芯片上并具有是R_SENSE固定倍数的电阻R_REFERENCE。设定电阻设置成具有电阻R_SET。跟踪电路将基准电阻上的电压设置成等于设定电阻上的电压。功能块被耦合以便接收通过设定电阻的电流与通过基准电阻的电流来获得它们的比值。电流乘法器被设置成其中功能块的输出被连接到该电流乘法器。电流乘法器提供与负载电流除以R_SET成比例的测量电流。

本发明可利用各种用于感应负载电流的电路配置。在一实施例中，使用电感器DCR感应，其中变换器还包括与跨越电感器放置的电容器串联的电阻，该电阻具有设计成与电感器的时间常数相匹配的时间常数、及其相关联的DC电阻(DCR)。在另一实施例中，使用MOSFET r_DS(ON)感应，其中变换器还包括连接于PWM的输出与电感器之间的同步整流器。

感应电阻和所述基准电阻最好是由相同材料制成的。在一实施例中，变换器包括电流反射镜，它具有连接到误差放大器反相端的输出端、及用于感应测量电流的输入端，所述电流反射镜将所述测量电流转换成源电流以流过RFB，以随着测量电流的增大提高所述误差放大器的反相输入端的电势来控制输出阻抗。在另一实施例中，变换器还包括将测量电流与固定基准电流作比较、并产生及施加一重置信号到PWM以防止PWM进入过电流状态的结构。在该实施例中，用于比较的结构可包括变换器，该变换器的输出端耦合到变换器的重置引脚，其中如果测量电流大于基准电流，则PWM将禁用。

DC-DC变换器中电流感应的方法包括以下步骤：提供DC-DC变换器芯片，它包括耦合到驱动电感器的脉冲宽度调制器(PWM)的误差放大器，该电感器与适于通过负载接地的变换器的输出节点(V_OUT)串联，其中负载电流流过所述电感器。V_OUT经由包括反馈电阻(RFB)的网络反馈回误差放大器的反相输入端。用于感应负载电流的包括感应电阻的电路在芯片上，该感应电阻具有用于产生相关于负载电流的感应电流的电阻值(R_SENSE)。相关电流源提供输出电流(I_OUT)以提供感应电流。基准电阻设置在芯片上并具有是R_SENSE固定倍数的电阻R_REFERENCE。设置有具有电阻R_SET的设定电阻，还设置有用于将基准电阻上的电压设置成等于设定电阻上的电压的跟踪电路。

流经设定电阻的电流与流经基准电阻的电流的比值被确定。然后与所述R_SENSE的实际值无关的测量电流使用该比值来确定，该测量电流与负载电流除以RX_SET成比例。

用于感应所述负载电流的电路可实现电感器DCR感应。在另一实施例中，用于感应所述负载电流的电路实现MOSFET r_DS(ON)感应。

该方法还可包括利用测量电流以提供固定输出阻抗的步骤。在该实施例中，该利用步骤可包括将测量电流(通常是吸收电流)变换成源电流，并使源电流流过反馈电阻以便随着电感电流的增加而增大反相输入端上相对于V_OUT的电压。

在本发明另一实施例中，该方法还包括以下步骤：如果负载电流增大到超出预定量，则利用测量电流关闭PWM以避免PWM进入过电流状态。在该实施例中，该利用步骤可包括：将测量电流与预定基准电流作比较，并且如果测量电流大于基准电流，则切断到所述PWM的电源。在一实施例中，测量电流与基准电流都被设置成输入反相器，该反相器的输出端耦合到调节器的重置引脚，其中如果测量电流大于基准电流，则PWM禁用。

附图说明

通过参阅以下详细说明书以及附图，本发明以及其特征和优点的全面理解可得到实现，其中

图1(a)是DC-DC变换器中实现电感器DCR感应的已知负载电流感应的示意图。

图1(b)是在PWM驱动同步整流器时，DC-DC变换器中实现r_DS(ON)感应的负载电流感应的已知电路的示意图。

图2示出根据本发明一实施例的具有用于测量DC-DC变换器中的电感电流的内部感应电阻的电路。

图3示出包括使用根据本发明另一实施例的电感器DCR感应来测量负载电流、以控制变换器的输出阻抗的电路的示例性DC-DC变换器的示意图。

图4示出包括再次使用根据本发明又一实施例的电感器DCR感应来测量负载电流、用过电流脱扣动作保护变换器的PWM电源的电路的示例性DC-DC变换器的示意图。

具体实施方式

根据本发明一实施例的具有在实现电感器DCR感应的DC-DC变换器、或其它开关调节电路中用于负载电流感应的内部感应电阻的电路在图2中示出。电路200包括与图1(a)所示电路100中相同的电路元件，但添加了包括基准与跟踪电路的附加电路250(在虚线内示出)，该基准与跟踪电路使流经电感器110的电感电流能无关于R_SENSE 120的实际值测量。与电路100一样，电路200包括通常在IC内部的部分与通常在IC外部的部分(电感器L 110和C_FILTER通常在IC外部)。然而，与图1所示电路100不同的是，R_SENSE在IC内部。

电路200包括在I_OUT路径上的电流乘法器215，以便形成是I_OUT倍数、等于M*I_OUT的输出电流I_OUT2。电路200在IC内部设置第二电阻R_REFERENCE 220。R_REFERENCE220由于在芯片上置于R_SENSE 120的附近、并由与R_SENSE 120相同的导电材料制成，所以可被制造成具有精确控制与R_SENSE的电阻比值K。即，R_REFERENCE＝K*R_SENSE。K可独立于工艺改变或温度改变得到，且可以是任意大于或小于1的方便值。电路200还包括外部电阻R_SET 235。R_SET 235高电势侧的电压被示为耦合到V_CC，且R_SET235的低电势侧被驱动成任意基准电压。如图2所示，R_SET235低电势侧的任意基准电压通过包括电压源V1的示例性电路来设置，该电压源V1耦合到Pmos源跟随器Q2。

如本领域技术人员所共知的，MOS晶体管的源极与漏极可在晶体管工作期间互换角色。因此，在本文及权利要求中用于标识MOS晶体管的载流电极的术语“源极”与“漏极”并非旨在相对于在电路工作的特定时间内是充当源极还是漏极来限制载流电极所执行的功能。

运算放大器A₂ 250与Pmos Q3 255连接在一起以驱动R_REFERENCE 220的低电势端，从而R_REFERENCE 220实质上具有与R_SET 235相同的电压。R_REFERENCE 220可由其它诸如NPN/PNP混合跟随器的电路驱动，但在特定应用中，系统精度要求可能会排除此方法。来自R_REFERENCE 220的电流与来自R_SET 235的电流被馈送到功能块F1260。F1通过众所周知的模拟或数字电路可扩大一乘法器倍数M，该倍数M等于通过R_SET的电流与通过R_REFERENCE的电流的比率。因为通过其上具有相同电势的电阻的电流与各个电阻值成反比，所以M等于R_REFERENCE/R_SET。因为R_REFERENCE等于K*R_SENSE，所以M＝K*R_SENSE/R_SET。

如上所述对于图1所示电路100，输出电流I_OUT等于I_IND*DCR/R_SENSE。I_OUT2＝M*I_OUT＝M*I_IND*DCR/R_SENSE。用K*R_SENSE/R_SET替代M，则：

I_OUT2＝K*DCR/R_SET (1)

重要的是，方程式(1)中没有R_SET项，且I_OUT2只取决于外部电路元件(L与R_SET，以及L的DC电阻(DCR))的值。因此，不要求R_SENSE是精确的。R_SENSE 120只需要相对R_REFERENCE有固定比值(K)，该固定比值易于通过电路设计来设置。因为电阻成比例，所以在用于R_SENSE与R_REFERENCE的导电材料的电阻率中工艺(或温度)的改变不会影响由电路200提供的电流测量的精度。

Pmos跟随器(Q2与Q3)被示为驱动R_SENSE 235与R_REFERENCE 220，且R_SENSE与R_REFERENCE被示为端接正电源VCC。尽管示出的是Pmos跟随器，但是驱动器也可选择为NMOS或任一极性的双极性晶体管，且端接可是接地或其它电源。如果体现为NMOS驱动晶体管，则驱动Q2栅极的电压基准V1将适当地转换极性与端接。

尽管未在图2中示出，但是R_REFERENCE 220可通过基准电压V1与跟随器来驱动，且R_SET可由A2与Q3有效地驱动。这通常是低于所期望的，因为R_SET的寄生电容会在A2250的反馈中产生一个极点，这可导致A2不稳定。

电路200可用于提供经改进的获益于精确测量的电感电流的开关调节电路，诸如DC-DC变换器、电机控制电路等。

图3和图4示出了感应电流I_OUT2相对于脉冲宽度调制的DC-DC变换器的示例性使用。图3说明了控制变换器的输出阻抗，而图4示出使用过电流脱扣动作保护PWM电源。然而，注意，本发明并不限于脉冲宽度调制的DC-DC变换器，因为它可应用到其它相关设备。此外，如上所述，不同于基于电感器DCR感应的电路的负载电流感应电路可应用于本发明。例如，图1(b)所示实现MOSFET r_DS(ON)电流感应的装置可替换使用，其中感应连接(I_SENSE-与I_SENSE+)连接到下FET(接地)的源极及其漏极。其它适当的负载电流感应电路也可用于本发明。

现在参照图3，示出示例性PWM DC-DC变换器300的示意图，该变换器300包括：用于根据本发明测量跨越电感器110的引脚I_SENSE-与I_SENSE+的电感电流的电路310，该电容器CF与电感器110一起形成用于负载RL的低通滤波器。变换器300包括误差放大器350，该误差放大器350将所施加的基准电压V_REF与经调节输出电压V_OUT作比较。V_OUT经过电阻RFB反馈到放大器350的反相输入端，节点FB。其它耦合在误差放大器350的输出节点COMP与节点FB之间的补偿元件RC1与CC1是为了提供适当的系统响应。节点COMP驱动脉冲宽度调制器PWM 360，该脉冲宽度调制器PWM 360设置其COMP电压输入与负载周期输出之间的一些关系。向PWM 360的输入端提供时钟信号(例如锯齿波)的常规振荡器未被示出。PWM输出信号PWM_OUT通过电感器LF 110与电容器CF低通过滤变成输出电压V_OUT。DC-DC变换器的典型要求是调节器具有指定输出阻抗。即V_OUT必须相对于增加的负载电流I_LOAD以固定比值降低以便提供固定的指定输出阻抗。

用于测量电感电流的电路310被用在图3所示的变换器300中，以感应通过LF 110的电流，该通过LF 110的电流平均而言与上述通过负载RL的电流是基本相同的电流。用于测量电流的电路310可体现为电路200，该电路200包括跨越LF 110的R_IND与C_IND、芯片上V_OUT与I_SENSE+引脚之间的R_SENSE、以及所示与电路200中示出的R_SET一起添加到引脚I_SENSE-与I_SENSE+右侧的其它示例性电路。

由用于测量电感电流的电路310产生的电流I_OUT2被施加，并使用了电流反射镜而具有适当的极性。电流反射镜330的输出是表示为I_OUT2的源电流，它流经RFB，从而随着I_LOAD的增加而相对于V_OUT增加结点FB上的电压。然后误差放大器350降低V_OUT的电压，从而结点FB保持等于V_REF，因而提供所期望的固定输出阻抗。

图4示出了用于根据本发明的电感电流感应电路的第二示例性应用。图4示出了示例性PWM DC-DC变换器400的示意图，该PWM DC-DC变换器400包括根据本发明的电路310，该电路310用于测量电感电流，用来以过电流脱扣动作保护PWM电源。如相对于图3所述，用于测量电流的电路310可体现为图2所示的示例性测量电路。

在工作时，如果负载电流I_LOAD增大到超过预定电流水平，则根据本发明的用于测量电感电流的电路310会切断PWM 360的电源。在一实施例中，反相器435被耦合到PWM 360的重置引脚。I_OUT2与所提供的固定参考电流I_REF作比较。对于正常操作要求重置引脚为高的变换器而言，如果I_OUT2大于I_REF，则反相器435的输入将被拉低，这将导致反相器变高并发送重置信号到PWM 360使PWM 360被禁用，因而防止PWM360进入过电流状态。

该发明提供了一些显著优点。一个优点就是R_SENSE在芯片上，从而导致A1的反相输入是个内部结点，且因此屏蔽噪声的电容耦合。电路200中的I_SENSE+与I_SENSE-结点都是低阻抗的，所以更不易于受到噪声干扰。另一个优点就是来自外部电阻R_SET的输入可以是DC或低频率，因为它不会影响从I_SENSE到I_OUT2的路径的带宽。因此R_SET可被设成旁路(旁路电容器未示出)以防止噪声干扰。

还有一个优点就是R_SET可被用来控制I_SENSE到I_OUT2的一些通道。这与对每个通道使用独立外部R_SET相比可节省元件。另一个优点就是热敏电阻器可用来随温度更改R_SET值，并将I_OUT2的增益调整到与电感器DCR的导热系数相匹配。正温度系数热敏电阻器(PTC)或PTC-电阻网络可用来替换R_SET。PTC或PTC-电阻网络可选择为具有与电感器的DCR相同的温度系数，且将被放置成便于热跟踪电感器。随着电感器温度的增加及因此其DCR值的增加，给定感应电流与实际电感电流的恒定比值，PTC或PTC-电阻器网络的类似的电阻值增加将降低感应电路的放大增益。热敏电阻在IC附近设成旁路以防止噪声干扰。

可以理解的是，尽管结合了本发明的优选特定实施例描述了本发明，但前面的描述以及后面的示例都旨在说明而非限制本发明的范围。本发明范围内的其它方面、优点、以及更改对于本发明所属领域技术人员是显而易见的。

Claims

1.一种功率变换器，其特征在于，包括：

误差放大器，其被配置成将基准电压与经调节输出电压作比较；

脉冲宽度调制器(PWM)，其输入端连接到所述误差放大器的输出端且被配置成基于所述误差放大器中的比较来更改所述经调节的输出电压；

电流感应元件，其耦合至所述脉冲宽度调制器并被配置成感应第一电流；

设定电阻，其电阻值为R_SET；

集成电路，其耦合至所述电流感应元件和所述设定电阻，其中所述集成电路包括：

感应电阻，其电阻值为R_SENSE，所述感应电阻被耦合到所述集成电路的输入端以使相关于所述第一感应电流的第二电流流过所述感应电阻；

相关电流源，耦合到所述感应电阻并配置成提供第一输出电流以供应所述第二电流；

基准电阻，具有是所述R_SENSE的固定倍数的电阻值R_REFERENCE；

被配置成产生第二输出电流以使所述第二输出电流的值与通过R_SET所分配的所述第一电流成比例的电路；

其中所述集成电路中的电路包括跟踪电路，所述跟踪电路被配置成驱动所述基准电阻以使所述基准电阻上的电压基本上等于所述设定电阻上的电压；

功能块，配置成确定通过所述设定电阻电流和通过所述基准电阻的电流之间的第二比值；以及

电流乘法器，耦合到所述功能块和所述相关电流源的输出端，所述电流乘法器配置成组合所述第一输出电流和所述第二比值以生成所述第二输出电流。

2.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述电流感应元件包括用于实现电感器直流电阻(DCR)感应的电感器。

3.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述电流感应元件包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)以实现r_DS(ON)感应。

4.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述感应电阻与所述基准电阻由相同的电导材料构成。

5.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，还包括耦合在所述集成电路的输出端与所述误差放大器的输入端之间的电流反射镜，其中所述电流反射镜基于所述第二输出电流增大提高所述误差放大器的所述输入端上的电压，以使所述功率变换器提供固定的输出阻抗。

6.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，还包括反相器，所述反相器的输出端耦合到所述脉冲宽度调制器的重置引脚，其中如果所述第二输出电流大于基准电流，则所述反相器向所述PWM发送重置信号。

7.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述跟踪电路包括：

源跟随器，其耦合至所述基准电阻的低电势端；

运算放大器，其输出端耦合至所述源跟随器的栅极。

8.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述设定电阻是热敏电阻。

9.一种功率变换器中测量负载电流的方法，其特征在于，所述方法包括：

从通过第一电阻的第一电流生成相关于所述负载电流的第一输出电流，所述第一电阻具有第一电阻值；

确定通过第二电阻的电流与通过第三电阻的电流的比值，所述第二电阻耦合到所述集成电路并具有第二电阻值，其中所述第三电阻位于集成电路中并具有是所述第一电阻值的固定倍数的第三电阻值；以及

组合所述第一输出电流与所确定的比值以生成与通过所述第二电阻分配的所述负载电流成比例的第二输出电流，其中所述第二输出电流与所述第一电阻值无关；以及

输出所述第二输出电流，

其中所述方法还包括使用跟踪电路将所述第三电阻上的电压设置成基本上等于所述第二电阻上的电压。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括使用热敏电阻更改所述第二电阻值以调节所述第二测量电流的增益。

11.一种用于测量负载电流的设备，所述设备包括：

集成电路，其耦合至外部电路元件和具有电阻值R_SET的设定电阻，其中所述集成电路包括：

感应电阻，其电阻值为R_SENSE，所述感应电阻被耦合到所述集成电路的输入端以使相关于通过所述外部电路元件的负载电流的第一感应电流流过所述感应电阻；

相关电流源，耦合到所述感应电阻并配置成提供第一输出电流以供应所述第一感应电流；

基准电阻，其具有是所述R_SENSE的固定倍数的电阻值R_REFERENCE；

被配置成设定所述基准电阻上的电压基本上等于所述设定电阻上的电压并使用所述第一输出电流和通过所述设定电阻的电流与通过所述参考电阻的电流的比值产生测量电流的电路，所述测量电流与通过R_SET分配的所述负载电流成比例。

12.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述外部电路元件包括实现电感器直流电阻(DCR)感应的电感器。

13.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述集成电路中的电路包括跟踪电路，所述跟踪电路被配置成驱动所述基准电阻以使所述基准电阻上的电压基本上等于所述设定电阻上的电压。

14.如权利要求13所述的设备，其特征在于，所述跟踪电路包括：

源跟随器，其耦合至所述基准电阻的低电势端；

运算放大器，其输出端耦合至所述源跟随器的栅极。

15.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述设定电阻是热敏电阻。

16.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述感应电阻与所述基准电阻由相同的电导材料构成。

17.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述外部电路元件包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)以实现r_DS(ON)感应。

18.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述集成电路中的电路被配置成确定通过R_SET的电流与通过R_REFERENCE的电流的比值，并将通过R_SET的电流与通过R_REFERENCE的电流的比值和所述第一输出电流相乘以产生所述测量电流。