JP4070750B2

JP4070750B2 - 電池駆動装置

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Publication number: JP4070750B2
Application number: JP2004182042A
Authority: JP
Inventors: 康幸橋本
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-06-21
Filing date: 2004-06-21
Publication date: 2008-04-02
Anticipated expiration: 2024-06-21
Also published as: JP2006006071A

Description

本発明は、携帯型ディスク再生装置、携帯型ディスク記録装置等の電池駆動装置に関するものであり、特に、搭載された電池の電気エネルギーを有効に活用できる電池駆動装置に関するものである。

近年の半導体製造プロセスの進化、とりわけ微細加工技術の進歩により、半導体デバイスとしてデジタル集積回路（ＩＣ）の代表であるプロセッサ等は、益々、微細化され、最小線幅も年ごとに細線化している。そして、この細線化傾向に伴って、デバイスそのものの動作電圧も低電圧化しつつある。携帯型ディスク再生装置や携帯型ディスク記録装置等の電池駆動装置のデジタル系において使用されるデバイスも例外ではなく、低電圧動作するマイクロプロセッサやシグナルプロセッサ等が採用されている。

一方、電池駆動装置のＣＰＵやそのインターフェースには、メモリやレーザーに代表される電子デバイスが使用されており、これらの回路では、そのパフォーマンスを最大限に引き出すため、前記デジタル系において使用されるデジタル集積回路に供給される電圧より高い電圧が必要とされている。

このように、電池駆動装置には、電池電圧よりも高い電圧で動作するデバイスと、電池電圧付近の電圧を使用して動作するデバイスとが混在して実装されており、これらの電源の供給元として、いわゆる昇圧型ＤＣＤＣコンバータを使用し、電池電圧を所望の電圧に上げて所定の回路へ供給している。

また、携帯電話端末において、待ち受け時やプロセッサ等がフルに稼動してない状態では、シリーズ電源より電源供給されるようにし、頻繁にプロセッサ等が作動しているような動作条件になったときには、ＤＣＤＣコンバータから電源供給される形態に切り替える。そして、シリーズ電源からの電源供給時には、ＤＣＤＣコンバータの動作を停止するようにしたものもある。（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−６４６２４号公報（第３−５頁、第１図）

しかしながら、電池駆動装置のデジタル集積回路を使用する上で、上述したような従来の昇圧コンバータをそのまま使ったのでは、その昇圧動作に伴って電力の損失が発生する。このことは、昇圧コンバータでは、本来、ＩＣ等のデバイスへ供給されるべき電力が、その供給元で消費されていることを意味しており、電源（例えば、ニッケル水素電池）の持つ電気エネルギーを有効に活用していない、という問題がある。

また、昇圧コンバータを採用した場合、その使用条件によっては、昇圧コンバータで定電圧化する過程で昇圧制御のために消費される電力が、電池駆動装置内のデジタル集積回路で使用される電力に比して無視できなくなる程度に大きくなるというような事態が起こることも少なくない。

また、特許文献１に記載の従来技術では、負荷の電力消費量が大きくなったときに、シリーズ電源からＤＣＤＣコンバータ電源に切り替えることで、シリーズ電源と、シリーズ電源に比して電力損失の少ないＤＣＤＣコンバータ電源との電力損失の差分だけ電力損失を低減することはできるが、ＤＣＤＣコンバータ電源で消費される無駄な電力損失を低減することができないという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑み、電池駆動装置のパワーマネージメントにおいて、電源である電池の有効利用を図り、電池の消耗を抑えることのできる電池駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る第１の電池駆動装置は、負荷を電池からの電力で駆動させる電池駆動装置において、前記電池の電圧を異なる電圧に変換して前記負荷に供給する第１の電源供給手段と、前記電池の電圧を直接前記負荷に供給する第２の電源供給手段と、前記電池の電圧を検出する電池電圧検出手段と、該電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧に応じて、前記第１の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第１の電源供給形態と前記第２の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第２の電源供給形態との切替制御を行う制御部と、自身の出力部が前記負荷に接続され、前記負荷に加わる電圧の大きさが所定の値より小さくならないように自動的に前記出力部から電圧を出力する第３の電源供給手段とを備え、前記第３の電源供給手段は、前記電池の電圧を昇圧して出力する昇圧回路と前記昇圧回路の出力電圧を降圧して出力する降圧回路とを有し、該降圧回路の出力電圧を前記出力部から出力することを特徴とする。

このようにすることにより、前記電池から前記負荷に第２の電源供給手段で電源供給しているときには、前記電池の電圧を変換するための電力損失が生じないので、前記電池の消耗を抑え、前記電池の電気エネルギーを有効に活用できる。また、前記電池の出力電圧が低下したときには、第１の電源供給手段で電源供給することにより、前記負荷の入力定格電圧（負荷が正常に動作するために必要な入力電圧；動作電圧）に適応した安定した電源を供給することができるので、前記負荷に安定した動作を行わせることができる。

また、前記電池の電圧が前記負荷に直接供給されている時などにおいて、前記電池の電圧が突然低下しても、前記負荷に加わる電圧の大きさが所定の値より小さくならないように第３の電源供給手段が前記出力部から電圧を出力するので、前記所定の値を負荷の入力定格電圧の下限値以上に設定しておけば、負荷の安定した動作を確保することができる。

また、本発明に係る第２の電池駆動装置は、動作状態によって消費電力が異なる負荷を電池からの電力で駆動させる電池駆動装置において、前記電池の電圧を異なる電圧に変換して前記負荷に供給する第１の電源供給手段と、前記電池の電圧を直接前記負荷に供給する第２の電源供給手段と、前記負荷の前記動作状態を判定する動作状態判定手段と、前記電池の電圧を検出する電池電圧検出手段と、前記動作状態判定手段により判定された前記負荷の前記動作状態と前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧とに応じて、前記第１の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第１の電源供給形態と前記第２の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第２の電源供給形態との切替制御を行う制御部と、自身の出力部が前記負荷に接続され、前記負荷に加わる電圧の大きさが所定の値より小さくならないように自動的に前記出力部から電圧を出力する第３の電源供給手段とを備え、前記第３の電源供給手段は、前記電池の電圧を昇圧して出力する昇圧回路と前記昇圧回路の出力電圧を降圧して出力する降圧回路とを有し、該降圧回路の出力電圧を前記出力部から出力することを特徴とする。

このようにすることにより、前記電池から前記負荷に第２の電源供給手段で電源供給しているときには、前記電池の電圧を変換するための電力損失が生じないので、前記電池の消耗を抑え、前記電池の電気エネルギーを有効に活用できる。また、負荷の動作状態の変化に伴ってその消費電力が変化し、電池の電圧変動が大きくなる場合や、前記電池の出力電圧が低下したときには、第１の電源供給手段で電源供給することにより、前記負荷の入力定格電圧に適応した安定した電源を供給することができるので、前記負荷に安定した動作を行わせることができる。

また、例えば、前記第３の電源供給手段は、前記第１の電源供給手段または前記第２の電源供給手段が前記負荷に電圧を供給することにより前記負荷に加わる電圧の大きさが前記所定の値より大きいとき、自動的に前記出力部からの電圧の出力を停止する一方、前記第１の電源供給手段または前記第２の電源供給手段が前記負荷に電圧を供給することにより前記負荷に加わる電圧の大きさが前記所定の値より小さいとき、自動的に前記出力部から前記所定の値の大きさの電圧を出力するようにするとよい。

これにより、前記第１の電源供給手段または前記第２の電源供給手段が前記負荷に電圧を供給することにより前記負荷に加わる電圧の大きさが、例えば（負荷の入力定格電圧の下限値＋α）より小さければ、前記第３の電源供給手段は自動的に（負荷の入力定格電圧の下限値＋α）の大きさの電圧を出力する。このため、前記電池の電圧が前記負荷に直接供給されている時などにおいて、前記電池の電圧が突然低下しても、負荷の安定した動作を確保することができる。

また、具体的には、前記昇圧回路の出力電圧は、前記制御部に前記制御部の電源として供給される。

即ち、前記昇圧回路は、前記制御部を動作させるために元々必要なものであるため、第３の電源供給手段を設けるためだけに、別途昇圧回路を設ける必要はない。

また、例えば、前記第２の電源供給手段は、前記電池と前記負荷との間に介在する抵抗を備えている。

前記抵抗の抵抗値を適切に設定すれば、前記第３の電源供給手段が電圧を出力している際に、前記電池に過電流が流れ込むことがない。

また、例えば、前記第２の電源供給手段は、前記電池と前記負荷との間に介在するＭＯＳトランジスタを備え、該ＭＯＳトランジスタがオンのときに前記出力部からの前記電池に流れ込む電流の大きさが前記電池の充電時における過電流値以下になるように、前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の抵抗値が設定されている。

このように構成すれば、前記第３の電源供給手段が電圧を出力している際に、前記電池に過電流が流れ込むことがない。また、その過電流を防止するために、別途抵抗を設ける必要がない。

上述した通り、本発明に係る電池駆動装置によれば、電池駆動装置のパワーマネージメントにおいて、電源である電池の有効利用を図り、電池の消耗を抑えることのできる。

（図１：全体的構成ブロック図）
以下に、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係るポータブルミニディスク再生装置（以下、ＭＤ再生装置という）の電気的構成を示すブロック図である。

図１において、２０はミニディスク（以下、ＭＤという）であり、磁性膜を有する光磁気ディスク２０ａ（図示せず）と、この光磁気ディスク２０ａを保護するためのカートリッジ２０ｂ（図示せず）とから構成されている。光磁気ディスク２０ａには案内溝が形成されており、この案内溝は、絶対位置情報を示すデータ（ＡＤＩＰ：Address In Pregroove）でＦＭ変調した周波数でウォブリング（蛇行）するように形成されている。

また、図１に示すＭＤ再生装置は、光磁気ディスク２０ａを回転駆動するためのスピンドルモータ１１と、回転する光磁気ディスク２０ａにレーザビームを照射し、このレーザビームが光磁気ディスク２０ａの磁性膜において反射され、戻ってきたビーム中から光磁気信号を読み取り、ＲＦ信号（ＲＦ：Radio Frequency ）を出力するためのピックアップ９と、このピックアップ９を光磁気ディスク２０ａの半径方向に移動させるためのピックアップ移動回路８と、ピックアップ９からのＲＦ信号を適当なレベルまで増幅するためのＲＦアンプ７とを備えている。そして、ＲＦアンプ７からのＲＦ信号はＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）６に与えられる。

ＤＳＰ６は、ＲＦ信号中からウォブリング周波数を検出することにより情報未記録時においても光磁気ディスク２０ａにおける位置が検出可能なＡＤＩＰ（Address In Pre-Groove）デコーダ回路６２と、増幅されたＲＦ信号からＥＦＭ信号（ＥＦＭ：Eight to Fourteen Modulation）を抽出し、ＥＦＭ復調、誤り訂正等を行うＥＦＭデコーダ回路６１と、メモリ５に対するデータの入出力を制御するためのメモリ制御回路６５と、メモリ５から読み出されたデータの伸張を行いデジタルオーディオ信号を出力するためのＡＴＲＡＣデコーダ回路６６と、復元されたデジタルオーディオ信号をアナログ信号に変換するためのＤ／Ａコンバータ６７と、スピンドルモータ１１、ピックアップ移動回路８及びピックアップ９をピックアップ・モータ駆動回路１０を介してサーボ制御するためのサーボ制御回路６３と、再生時にピックアップ９が光磁気ディスク２０ａに対し照射するレーザビームのための電気出力（レーザ出力）を制御するレーザ出力制御回路６４とから構成されている。

そして、デジタル部６ａ（図示せず）は、ＤＳＰ６を構成する上述した各回路のデジタル制御される部分であり、アナログ・インターフェース部６ｂ（図示せず）は、同じく、ＤＳＰ６を構成する上述した各回路のアナログ制御される部分、及びＤＳＰ６の外部に設けられた各回路等とのインターフェース部分である。

また、図１に示すＭＤ再生装置は、このＭＤ再生装置の各回路を制御するためのマイコン１２と、マイコン１２に外部から操作指令を与えるためのキー入力部１４と、このＭＤ再生装置の再生状態等を表示するための表示部１３と、ＤＳＰ６内のＥＦＭデコーダ回路６１の出力を一時的に保持し、振動などによる音飛び等を防止するための１６Ｍビット程度の容量を持つメモリ５と、再生された音声を聞くための外部のヘッドホン１６を駆動するヘッドホン駆動回路１５を備えている。以上説明した各部は図示したように接続されている。

また、図１に示すＭＤ再生装置には、動作用電源としての電池（例えば、定格出力電圧が１．２Ｖのニッケル水素電池）１が搭載されている。そして、電池１に昇圧コンバータ２と昇圧コンバータ３とパススイッチ４とが接続され、昇圧コンバータ２の出力部は、上述したＤＳＰ６のアナログ・インターフェース部６ｂとマイコン１２とＲＦアンプ７に接続され、これらに電池１からの電圧Ｖｂ（約１．０Ｖ〜約１．４５Ｖ）を約２．５Ｖに昇圧したアナログ・インターフェース部用電圧Ｖ６ｂを供給している。また、昇圧コンバータ３及びパススイッチ４の出力部は共に、上述したＤＳＰ６のデジタル部６ａに接続され、後述する電源供給切替処理に従って、マイコン１２からの制御信号によって、昇圧コンバータ３とパススイッチ４とのいずれかを介して、デジタル部６ａを動作させるためのデジタル部用電圧Ｖ６ａが与えられる。尚、デジタル部６ａの動作電圧の定格は約１．２５Ｖである。

（図２、図３：電源供給切替の回路構成）
次に、このデジタル部６ａに与えられるデジタル部用電圧Ｖ６ａの電源供給切替処理を説明する。図２は、図１に示すＭＤ再生装置の電源供給切替処理を行う部分（電源供給切替処理部）を示したブロック図である。図２において、図１と同一の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。図２において、電池１に昇圧コンバータ３とパススイッチ４とが並列に接続され、昇圧コンバータ３とパススイッチ４の出力は共にＤＳＰ６のデジタル部６ａに接続されている。そして、昇圧コンバータ３にはマイコン１２からの制御信号ＣＴＬ１が入力され、パススイッチ４にはマイコン１２からの制御信号ＣＴＬ２が入力され、昇圧コンバータ３とパススイッチ４のいずれかを介してデジタル部用電圧Ｖ６ａがデジタル部６ａに供給されるように切替制御される。また、マイコン１２は、電池１の出力電圧Ｖｂ（約１．０Ｖ〜約１．４５Ｖ）をＡＤ（アナログ・デジタル）変換して入力するＡＤ変換部（電池電圧検出手段）１７を備えている。

また、昇圧コンバータ２は、電池１の出力電圧Ｖｂを昇圧した電圧Ｖ６ｂを、マイコン１２の電源電圧としてマイコン１２に供給していると共に、シリーズ電源回路１８にも該電圧Ｖ６ｂを供給している。シリーズ電源回路１８の出力部はデジタル部６ａに接続されている。

図３は、図２に示した電源供給切替処理部の具体的回路を示す回路ブロック図である。図３において、図２と同一の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。図３において、電池１の正極側にコイルＬ１の一端が接続され、コイルＬ１の他端がＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタ（絶縁ゲート型の電界効果トランジスタ）Ｔ１のドレインと逆流防止用ダイオードＤ１のアノードに接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＴ１のソースはグランドに接続されている。また、電池１の負極はグランドに接続されており、電池１の正極とグランド間に電池１の出力電圧の変動を抑制するためのコンデンサＣ１が接続されている。

ダイオードＤ１のカソードはコンデンサＣ２を介してグランドに接続されるとともに、ＤＳＰ６のデジタル部６ａに接続されている。また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳトランジスタＴ１のゲートとが、それぞれ昇圧制御回路１９に接続され、電圧制御帰還回路が形成されている。また、昇圧制御回路１９を作動、停止させるための信号が入力される昇圧制御回路１９のコントロール端子は、マイコン１２の制御信号ＣＴＬ１が出力される制御端子に接続されている。

また、電池１の正極はＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＴ２のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴ２のソースは抵抗Ｒ２を介してダイオードＤ１のカソードに接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＴ２のゲートは抵抗Ｒ１を介してゲート電圧発生回路２１に接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＴ２のゲートはＮＰＮ型トランジスタＴ３のコレクタに接続され、トランジスタＴ３のエミッタはグランドに接続されている。また、トランジスタＴ３のベースは、マイコン１２の制御信号ＣＴＬ２が出力される制御端子に接続されている。また、マイコン１２が有するＡＤ変換部１７に電池１の正極が接続され、電池１の出力電圧Ｖｂが入力されるようになっている。

昇圧制御回路１９は、昇圧制御回路１９のコントロール端子の入力が論理レベルでＨ（Ｈｉｇｈ）レベルのときにＭＯＳトランジスタＴ１をオン・オフして電池１の出力電圧Ｖｂを昇圧する。即ち、ＭＯＳトランジスタＴ１がオンのときに、電池１の電圧で充電されたコンデンサＣ１の出力電圧により、コイルＬ１、ＭＯＳトランジスタＴ１を通じてグランドに電流が流れ、コイルＬ１にエネルギーが蓄えられる。そして、ＭＯＳトランジスタＴ１がオフのときに、この蓄えられたエネルギーとコンデンサＣ１の出力電圧とでダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２を充電する。このようにＭＯＳトランジスタＴ１がオン・オフを繰り返すことにより、コンデンサＣ２の出力電圧は電池１の出力電圧Ｖｂよりも高い電圧となり、その電圧値は予め定められた所定値（本実施例では、１．２５Ｖ）になるように、昇圧制御回路１９がＭＯＳトランジスタＴ１のオン・オフ比率をフィードバック制御する。

尚、昇圧制御回路１９のコントロール端子の入力が論理レベルでＬ（Ｌｏｗ）レベルのとき、昇圧制御回路１９は停止し、ＭＯＳトランジスタＴ１はオフ状態を維持する一方、論理レベルでＨレベルのとき、昇圧制御回路１９は作動し、ＭＯＳトランジスタＴ１は上述のようにオン・オフ制御される。また、昇圧コンバータ２の内部構成は、コイルＬ１、ＭＯＳトランジスタＴ１、ダイオードＤ１及び昇圧制御回路１９から構成される昇圧コンバータ３と同様であり、その出力電圧のみが異なるものであるため、その詳細な回路図の図示及び説明を省略する。

（図４：電源供給切替の動作フローチャート）
このような構成の電源供給切替処理部の動作を図４に示すフローチャートに従って説明する。図４は、図１に示すＭＤ再生装置の電源供給切替処理を示すフローチャートである。先ず、図１に示すＭＤ再生装置の電源が投入される等の操作が行われると、マイコン１２は初期化処理を行う（ステップＳ１）。この初期化処理の後、図１に示すＭＤ再生装置はピックアップ９の作動状態となり、ＭＤ２０の光磁気ディスク２０ａの内容を読み込み始めるが、このとき、マイコン１２はＤＳＰ６のデジタル部６ａに供給する電源の電源供給手段切替のための動作状態の監視および判定を行う（ステップＳ２）。ここで、動作状態とは、ピックアップ９の非作動状態（以下、サーボオフ状態という）か、あるいは、それ以外の状態、即ち、ピックアップ９やスピンドルモータ１１が作動状態にある状態（以下、サーボオン状態という）かを意味する。

マイコン１２によって、図１に示すＭＤ再生装置がサーボオン状態にあると判定された場合、サーボオフ状態にある場合に比して、マイコン１２やＤＳＰ６等のプロセッサの動作状態が頻繁（別言すれば、フル稼働状態等）になる。この場合、原則としてマイコン１２はデジタル部６ａへの電源供給手段を昇圧コンバータ３に切り替え、昇圧コンバータ３に昇圧動作を行わせる切替制御を行うことが好ましい。

ピックアップ９が作動するサーボオン状態では、ＭＤ２０の光磁気ディスク２０ａを回転させ、ピックアップ９を所定のアドレスに移動させて光磁気ディスク２０ａの情報を読み取るために、ピックアップ９の位置制御や読み取った信号を増幅、復調、復調データのメモリ取り込み等が行われる。この結果、電池１の負荷が大きくなり電池１の出力電圧の変動が大きくなるが、デジタル部６ａへの供給電圧はなるだけ変動しないように安定化する必要があるからである。しかしながら、昇圧コンバータ３が昇圧動作を行うということは、それ自身で電池１のエネルギーを使用していることであるから、電池１の電圧を昇圧する必要のない場合には昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させて電源供給する方が、電池１のエネルギーを有効に活用できる。

そこで、ステップＳ２において、図２に示すマイコン１２は、動作状態がサーボオン状態と判定された場合に、電池１の電圧Ｖｂが予め定められた判定電圧３以上かどうかを判定する（ステップＳ３）。電池１の電圧Ｖｂは、マイコン１２が有するＡＤ変換部１７によりデジタル数値化され、予め記憶された前記判定電圧３と比較される。そして、電池１の電圧Ｖｂが判定電圧３以上である場合には(ステップＳ３のＹＥＳ)、図２に示す昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させるとともに、パススイッチ４を閉成する（ステップＳ４）。

具体的には、ステップＳ４にて、マイコン１２は双方Ｌレベルの制御信号ＣＴＬ１及びＣＴＬ２を出力する。これにより、昇圧制御回路１９が停止状態となると共に、トランジスタＴ３はオフとなり、ＭＯＳトランジスタＴ２のゲートには、ゲート電圧発生回路２１から抵抗Ｒ１を介してＨレベルの電圧が印加される。すると、ＭＯＳトランジスタＴ２はオン状態となり、電池１の電圧ＶｂがＭＯＳトランジスタＴ２を介してデジタル部６ａに与えられる。尚、制御信号ＣＴＬ１とＣＴＬ２は同時に変化するように制御される。

ステップＳ３において、電池１の電圧Ｖｂが判定電圧３より小さい場合は(ステップＳ３のＮＯ)、図２に示す昇圧コンバータ３を昇圧動作させるとともに、パススイッチ４を開放する（ステップＳ５）。

具体的には、ステップＳ５にて、マイコン１２は双方Ｈレベルの制御信号ＣＴＬ１及びＣＴＬ２を出力する。これにより、昇圧制御回路１９が動作状態となると共に、トランジスタＴ３がオンとなってＭＯＳトランジスタＴ２はオフ状態となる。従って、電池１の電圧Ｖｂは、上述したように、ＭＯＳトランジスタＴ１がオン・オフ動作することにより、所定の電圧に昇圧されてデジタル部６ａに安定して供給される。尚、このときも、制御信号ＣＴＬ１とＣＴＬ２は同時に変化するように制御される。

ステップＳ２において、動作状態がサーボオフ状態と判定された場合、その次に電池１の電圧Ｖｂが予め定められた判定電圧１以上かどうかを判定する（ステップＳ６）。そして、電池１の電圧が判定電圧１以上である場合には(ステップＳ６のＹＥＳ)、図２に示す昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させるとともに、パススイッチ４を開放する（ステップＳ７）。

具体的には、ステップＳ７にて、マイコン１２はＬレベルの制御信号ＣＴＬ１とＨレベルの制御信号ＣＴＬ２を出力する。これにより、昇圧制御回路１９が停止状態となると共に、ＭＯＳトランジスタＴ２はオフ状態となる。

この結果、電池１の電圧Ｖｂから、コイルＬ１のＤＣ成分の抵抗分による電圧降下とダイオードＤ１のＶｆ（順方向電圧）分だけ電圧降下した電圧が、デジタル部６ａに供給される。従って、判定電圧１の電圧値は、デジタル部６ａの入力定格電圧（デジタル部６ａが正常に動作するために必要な入力電圧；動作電圧）の下限値に、これらの電圧降下分を加えた電圧値よりも大きな値にする必要がある。このようにすることにより、ＭＯＳトランジスタＴ２をオンさせて電池１の電圧Ｖｂをデジタル部６ａに供給するときよりも低い電圧がデジタル部６ａに供給されることになり、デジタル部６ａでの消費電力が低減されることとなる。尚、制御信号ＣＴＬ１とＣＴＬ２は同時に変化するように制御される。

ステップＳ６において、電池１の電圧Ｖｂが判定電圧１より低い場合(ステップＳ６のＮＯ)、更に、電池１の電圧Ｖｂが予め定められた判定電圧２以上かどうかを判定する（ステップＳ８）。判定電圧２の電圧は、デジタル部６ａの入力定格電圧の下限値に近いが、後述するシリーズ電源回路１８（図３等）の設定電圧より高い電圧である。そして、電池１の電圧Ｖｂが判定電圧２以上である場合には(ステップＳ６のＹＥＳ)、図２に示す昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させるとともに、パススイッチ４を閉成する（ステップＳ４）。一方、電池１の電圧Ｖｂが判定電圧２より小さい場合は(ステップＳ６のＮＯ)、図２に示す昇圧コンバータ３を昇圧動作させるとともに、パススイッチ４を開放する（ステップＳ５）。

また、マイコン１２のＡＤ変換部１７は、常時、電池１の電圧Ｖｂを監視しており、上述したステップＳ４、Ｓ５、Ｓ７が終了しても電圧を監視しなければならないので、再びステップＳ２に戻り、動作状態および電池１の電圧Ｖｂの監視を行う。この１サイクルに要する時間は約４０ｍｓｅｃである。

ところで、以上説明した電源供給切替処理において、図２に示す昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させた状態で電源供給する場合は、電圧Ｖ６ａの安定性が確保しにくいといったことが考えられる。即ち、電池１と電池１への配線との接触不良や、何らかの原因でデジタル部６ａへの供給電圧に急激な変動や低下が起こりうる。しかしながら、このような場合でも電圧Ｖ６ａの電圧値をデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値以上に保つ必要がある。一方において、マイコン１２のＡＤ変換部１７による電圧監視では、ＡＤ変換に要する時間等が必要になるので、この時間以下の急激な電圧低下や変動は検知できない。

そこで、シリーズ電源回路１８（図２参照）を設けて、その出力部をデジタル部６ａに接続し、常にデジタル部６ａの正常な動作が保たれるようにしている。即ち、昇圧コンバータ３の昇圧動作が停止状態である場合において、何らかの原因でデジタル部６ａへの供給電圧に急激な低下等が生じても、シリーズ電源回路１８が電圧Ｖ６ａの電圧値をデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値以上に保つのである。

（図５、図６：シリーズ電源回路の構成と動作）
このような機能を有するシリーズ電源回路１８の内部構成ブロック図を図５に示す。シリーズ電源回路１８は、入力側から当該回路１８へ入力電圧である電圧Ｖ６ｂを入力し、出力側から当該回路１８の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力部１８１と、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を検出すると共に該出力電圧が安定化されるべき電圧値を設定する出力電圧検出・設定部１８２と、出力電圧Ｖｏｕｔを入力して基準電圧を発生する基準電圧発生部１８３と、出力電圧検出・設定部１８２にて検出された電圧と上記基準電圧とを比較してその差分を出力部１８１に与える電圧比較部１８４とから概略構成される。

図６は、シリーズ電源回路１８の具体的な回路構成を示す図である。電圧Ｖ６ｂは、出力用のＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１のコレクタ及びＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ２に供給されていると共に、抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ２のベースに供給されている。トランジスタＱ２のエミッタはトランジスタＱ１のベースに接続されていると共に抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。このトランジスタＱ１のエミッタからシリーズ電源回路１８の出力電流が出力されることとなり、その出力電圧はＶｏｕｔである。尚、トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１３の接続点を以下ノードＮ１という。

ノードＮ１は、コンデンサＣ１３、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とから成る直列回路を夫々介してグランドに接続されている。また、ノードＮ１は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ４のコレクタに接続されていると共に、抵抗Ｒ１６を介してツェナーダイオードＤ１１のカソード、コンデンサＣ１２の一端及びトランジスタＱ４のベースに共通接続されており、ツェナーダイオードＤ１１のアノード及びコンデンサＣ１２の他端は夫々グランドに接続されている。

また、トランジスタＱ２のベースはＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ３のコレクタに接続され、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッタは共通接続されていると共に、抵抗Ｒ１５を介してグランドに接続されている。また、ノードＮ１はコンデンサＣ１１の一端に接続されており、コンデンサＣ１１の他端は抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の接続点及びトランジスタＱ３のベースに共通接続されている。また、ノードＮ１は、デジタル部６ａとダイオードＤ１（図３参照）との接続点に接続されているため、シリーズ電源回路１８の出力電圧Ｖｏｕｔとデジタル部用電圧Ｖ６ａは一致している。

上述のように構成されたシリーズ電源回路１８においては、トランジスタＱ４のベースに与えられた基準電圧と出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧することにより得られた電圧（該電圧はトランジスタＱ３のベースに与えられている）とが比較され、その比較結果に応じてトランジスタＱ１のエミッタから電流が出力される。

今、図６に示すシリーズ電源回路１８の内部だけの動作に着目して考える（但し、デジタル部６ａは負荷としてノードＮ１に接続されている）。定常状態において、出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との分圧比で定まる電圧で安定化されている。該電圧がシリーズ電源回路１８の設定電圧であり、シリーズ電源回路１８を構成する各素子は、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧と等しくなるように動作する。

そして、ノードＮ１に接続される負荷（図２においてはデジタル部６ａ）の消費電力の変動等により出力電圧Ｖｏｕｔが上記設定電圧より小さくなった場合は、トランジスタＱ４のベースの電位が略一定に保たれているのに対しトランジスタＱ３のベースの電位が低下するので、トランジスタＱ１のエミッタから出力される電流は増加する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが上記設定電圧より大きくなった場合は、トランジスタＱ４のベースの電位が略一定に保たれているのに対しトランジスタＱ３のベースの電位が上昇するので、トランジスタＱ１のエミッタから出力される電流は減少する。このようにトランジスタＱ１のエミッタから出力される電流が増減することにより、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧と等しくなるようになっている。

ところが、実際にはシリーズ電源回路１８は、図３におけるダイオードＤ１のカソードに接続されているため、以下のように動作する。尚、判定電圧１、２、３、シリーズ電源回路１８の設定電圧、及びデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値には、
判定電圧３＞判定電圧１＞判定電圧２＞シリーズ電源回路１８の設定電圧＞デジタル部６ａの入力定格電圧の下限値
の関係が成立しており、判定電圧２、シリーズ電源回路１８の設定電圧、及びデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値は、夫々１．２５Ｖ、１．１５Ｖ、及び１．１０Ｖである。

昇圧コンバータ３が停止状態にある場合を考える。昇圧コンバータ３が停止しているのであるから、電池１の電圧Ｖｂは原則として１．２５Ｖ以上となっている（なぜなら、電圧Ｖｂが少なくとも判定電圧２以上でないと、図４のステップＳ４またはＳ７の処理が行われないから）。ここで、昇圧コンバータ３が停止状態、且つパススイッチ４が閉成（図４におけるステップＳ４）している場合において、ＭＯＳトランジスタＴ２及び抵抗Ｒ２にて生じる電圧降下の和は０．５Ｖ以下であるとし、昇圧コンバータ３が停止状態、且つパススイッチ４が開放（図４におけるステップＳ７）している場合において、コイルＬ１及びダイオードＤ１にて生じる電圧降下の和もまた０．５Ｖ以下となっている。

そうすると、デジタル部６ａに供給される電圧Ｖ６ａは、シリーズ電源回路１８の設定電圧である１．１５Ｖより高い電圧である１．２０Ｖ以上となる。この１．２０Ｖ以上の電圧はデジタル部６ａに接続されているノードＮ１にも加わるため、シリーズ電源回路１８では自身の出力電圧を下げるような制御が働く。即ち、出力用のトランジスタＱ１及びＱ２のベース電流を減少させるような制御が働く。しかし、外部からの電圧（上記１．２０Ｖ以上の電圧）が強制的にノードＮ１に印加されている状態であるので、トランジスタＱ１及びＱ２のベースには出力部１８１が成しうる最小のベース電流が流れることになる。

これは、出力トランジスタＱ１及びＱ２がある一定の動作状態となっていることに相当し、シリーズ電源回路１８が本来行う制御（トランジスタＱ１のエミッタから適切な電流を出力することにより出力電圧Ｖｏｕｔを１．１５Ｖで安定化させる制御）が行われていないことを意味する。つまり、この時のシリーズ電源回路１８は電圧Ｖ６ａに応じて自動的に出力部１８１からの電圧（電流）の出力を停止している状態（非動作状態）にあると言える。

そして、今、電池１と電池１への配線との接触不良等によりデジタル部用電圧Ｖ６ａが急激に低下し、該電圧Ｖ６ａが１．１５Ｖを下回ろうとしたとする。この時、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点の電位（図６参照）が下がることにより出力トランジスタＱ１及びＱ２のベース電流が増大する。この結果、トランジスタＱ１のエミッタから出力される電流が増大し、電圧Ｖ６ａはシリーズ電源回路１８の設定電圧である１．１５Ｖで維持される（１．１５Ｖを下回らずに済む）。つまり、シリーズ電源回路１８は、電圧Ｖ６ａの上記低下に応じて自動的に出力部１８１から電圧（電流）を出力するのである。この電圧１．１５Ｖは、デジタル部６ａの入力定格電圧の下限値１．１０Ｖよりも高いのであるから、デジタル部６ａの正常な動作が確保されることとなる。

尚、該電圧Ｖ６ａが１．１５Ｖを下回ろうとしたときにおけるシリーズ電源回路１８の上記動作は、図４におけるステップＳ２〜Ｓ７の処理の１サイクルの所要時間（約４０ｍｓｅｃ）以下の急激な電圧低下が生じた場合の動作である。従って、例えば電池１の電圧が判定電圧２より低くなっていることをＡＤ変換部１７を介してマイコン１２が認知した場合は、上述の如く図４に示す動作に従って昇圧コンバータ３が動作状態となる（ステップＳ５）。

（電池への過大電流防止）
また、ＭＯＳトランジスタＴ２がオンしている状態において、電池１の電圧Ｖｂが１．１５Ｖ未満になると、シリーズ電源回路１８の出力部１８１から電池１に対して電流が流れ込む。電池１を充電するにあたっては、電池１の特性から充電電流の範囲が定められており、その範囲を超える電流（過電流）にて充電すると電池１の劣化または故障を招く。そこで、電池１に流れ込む電流の大きさが過電流にならないように抵抗Ｒ２の抵抗値は設定されている。

また、ＭＯＳトランジスタＴ２のドレイン−ソース間のオン時における抵抗値（オン抵抗の抵抗値）を抵抗Ｒ２と同程度に設定するようにしてもよい。この場合は抵抗Ｒ２を省略しても（抵抗Ｒ２を短絡としても）よい（なぜなら、電池１には上記過電流が流れ込まないから）。

（図７：シリーズ電源回路の機能の別の実現法）
ここで、デジタル部用電圧Ｖ６ａが急激に低下した時に、デジタル部用電圧Ｖ６ａをデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値以上に保つ別の手法を、図７を用いて説明する。図７において、図２と同一の部分には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。図７に示す構成は、図２におけるシリーズ電源回路１８を、電圧検出部４０、タイマ４１、及びダイオードＤ４１〜Ｄ４４に置換している点で図２に示す構成と異なっている。

電圧検出器４０はデジタル部用電圧Ｖ６ａの電圧値を検出するものであり、その検出値が例えば１．１５Ｖ未満になるとタイマ４１にＨレベルの信号を出力する（１．１５Ｖ以上ではＬレベルの信号を出力する）。タイマ４１は、そのＨレベルの信号を入力するとダイオードＤ４１のアノードとダイオードＤ４４のアノードにＨレベルの信号を出力する。また、タイマ４１は、電圧検出器４０からの信号がＨレベルからＬレベルに切り替わった後も約１秒間、Ｈレベルの出力を維持し、その後自身の出力をＬレベルに切り替える。

マイコン１２の制御信号ＣＴＬ１が出力される制御端子にはダイオードＤ４２のアノードが接続され、ダイオードＤ４２のカソードは、昇圧コンバータ３の備える昇圧制御回路１９のコントロール端子とダイオードＤ４１のカソードに共通接続されている。マイコン１２の制御信号ＣＴＬ２が出力される制御端子にはダイオードＤ４３のアノードが接続され、ダイオードＤ４３のカソードは、パススイッチ４（具体的には、図３におけるトランジスタＴ３のベース）及びダイオードＤ４４のカソードに共通接続されている。

タイマ４１からのＨレベルの出力はダイオードＤ４１を介して昇圧コンバータ３の起動を行うと共に、ダイオードＤ４４を介してパススイッチ４を開放させる。比較的遅い電池１の電圧の変動に対しては、制御信号ＣＴＬ１及びＣＴＬ２により昇圧コンバータ３のオン・オフ及びパススイッチ４の閉成・開放が制御される。

このように構成すれば、デジタル部用電圧Ｖ６ａが急激に低下して１．１５Ｖ未満になると、タイマ４１からＨレベルの信号が出力され、その間、昇圧コンバータ３の備える昇圧制御回路１９のコントロール端子の入力電圧がＨレベルになって昇圧コンバータ３が動作状態になると共に、パススイッチ４が開放となる。これにより、電圧Ｖ６ａがデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値（１．１０Ｖ）以下になるのを防ぐことができる。尚、タイマ４１が電圧検出器４０からのＨレベルの信号を約１秒間保持するのは、デジタル部６ａへの供給電圧が復旧しても、すぐにまた昇圧コンバータ３の昇圧動作が停止状態となり、デジタル部６ａへの供給電圧の低下や変動による電圧検出器４０の復旧動作が、またすぐに発生するというチャタリング動作の発生を防止するためである。

図７に示す構成によっても、電圧Ｖ６ａがデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値（１．１０Ｖ）以下になるのを防ぐことができるが、電圧検出器４０、タイマ４１及びダイオードＤ４１〜Ｄ４４が必要となるため、図２及び図３並びに図５及び図６で示した構成のほうが、部品点数及びコストの削減の観点からより望ましいと言える。

（消費電力の比較）
次に、上述のように、デジタル部６ａへの電源供給手段を切り替えて、昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させ、パススイッチ４を閉成して電源供給する場合と、昇圧コンバータ３を昇圧動作させ、パススイッチ４を開放して電源供給する場合との電力損失の比較を、数式を用いて具体的に検証してみる。尚、ＭＯＳトランジスタＴ２のオン抵抗及び抵抗Ｒ２における電力損失は十分小さいとして、それらの電力損失を以下の検証において無視する。

先ず、昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させ、パススイッチ４を閉成して電源供給する場合、電池１（例えば、ニッケル水素電池）の出力電圧Ｖｂが１．２５Ｖであり、デジタル部６ａへ電池１よりＩ₀Ａの電流が流入した場合、以下の式１に示す電力が消費されることになる。尚、このとき、昇圧コンバータ３は、上述のように昇圧動作停止状態にあるため、昇圧コンバータ３におけるアイドリング電流が流れることはないので、昇圧コンバータ３での電力損失はない。

１．２５×Ｉ₀［Ｗ］・・・（式１）

次に、昇圧コンバータ３を昇圧動作させ、パススイッチ４を開放して電源供給する場合、昇圧コンバータ３の出力電圧が１．２５Ｖ、変換効率ηが８０％とし、デジタル部６ａへは昇圧コンバータ３よりＩ₀Ａの出力電流が流入した場合、１．２５×Ｉ₀［Ｗ］／０．８＝１．５６２５×Ｉ₀［Ｗ］の電力が変換に伴って消費されることになる。また、更に、昇圧コンバータ３の制御回路に要する電圧を２．５Ｖ、電流を１ｍＡとし、昇圧コンバータ２での２．５Ｖへの変換に伴う効率を８０％とした場合、（２．５×０．００１）／０．８＝０．００３１２５［Ｗ］の電力が昇圧コンバータ３の制御回路により消費される（図示していないが、昇圧制御回路１９は昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖ６ｂを電源として駆動するため）。従って、デジタル部６ａの消費電力は電池からみると、以下の式２に示す電力が消費されることになる。

１．５６２５×Ｉ₀＋０．００３１２５［Ｗ］・・・（式２）

従って、昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させ、パススイッチ４を閉成して電源供給する場合と、昇圧コンバータ３を昇圧動作させ、パススイッチ４を開放して電源供給する場合との電力損失の差分は、（式１）−（式２）となり、０．３１２５×Ｉ₀＋０．００３１２５［Ｗ］となる。

また、昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させ、パススイッチ４を閉成して電源供給する場合と、昇圧コンバータ３を昇圧動作させ、パススイッチ４を開放して電源供給する場合の電力損失の比率は、仮にＩ₀を１０ｍＡとすると、（式１）／（式２）から、（１．２５×１０）／（１．５６２５×１０＋０．００３１２５）＝１２．５／１５．６２８１２５≒０．７９９８４≒０．８となる。

上記の電力損失比率の意味するところは、昇圧コンバータ３を昇圧動作させ、パススイッチ４を開放して電源供給する場合よりも、昇圧コンバータ３の昇圧動作を停止させ、パススイッチ４を閉成して電源供給する場合の方が、電源（電池）の有効活用ができるということである。そして、これらの供給方法による電力比は１：０．８、即ち、本実施形態に係る供給方法によって、電力損失を約２０％抑制することができる。

電池電圧、動作状態によって検証すべきケースはいろいろあるが、サーボオン状態とサーボオフ状態の時間比率が、ＭＤの圧縮比率の向上に伴い、ＬＰ２の場合、従来の約１／５から１／１０、ＬＰ４の場合、従来の約１／２０となっている。従って、サーボオフ状態の時間が長くなることになるので、サーボオフ状態での消費電力を減らすことは、全体の消費電力低減に寄与する割合が大きくなってきている。このため、サーボオフ時の電流を１ｍＡでも減らすことは再生時間が数時間延びることになる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、図１に示すピックアップ９の作動状態等でマイコン１２やＤＳＰ６といったプロセッサ等が頻繁に動作するサーボオン状態、ピックアップ９の非作動状態であるサーボオフ状態という図１に示すＭＤ再生装置の動作状態と、電池１の電圧とに応じて、これらのプロセッサに電源を供給する電源供給手段を、昇圧コンバータ３とパススイッチ４とに切り替えることのできる制御機構を設けることで、昇圧コンバータ３の昇圧動作が停止する状態が発生するため、昇圧コンバータ３内部で発生する無駄な消費電力（アイドリング動作による無駄な電力消費）を抑えることができ、電池１のエネルギーを有効に活用できる。従って、図１に示すＭＤ再生装置の全体的な再生時間は、昇圧コンバータ３の昇圧動作を常時行う場合よりも、延びることになる。

＜＜本発明の別の表現＞＞
また、本発明は以下のように表現することもできる。

動作状態によって消費電力が異なる負荷を電池からの電力で駆動させる電池駆動装置において、前記電池の電圧を異なる電圧に変換して前記負荷に供給する第１の電源供給手段と、前記電池の電圧を直接前記負荷に供給する第２の電源供給手段と、前記負荷の前記動作状態を判定する動作状態判定手段と、前記電池の電圧を検出する電池電圧検出手段とを設け、前記動作状態判定手段により判定された前記負荷の動作状態と前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧とに応じて、第１の電源供給手段と第２の電源供給手段とを切り替えて前記負荷に電源供給するようにしたものである。

このようにすることにより、前記電池から前記負荷に第２の電源供給手段で電源供給しているときには、前記電池の電圧を変換するための電力損失が生じないので、前記電池の消耗を抑え、前記電池の電気エネルギーを有効に活用できる。また、前記負荷の消費電力が変化し、前記電池の電圧変動が生じる場合や、前記電池の出力電圧が低下したときには、第１の電源供給手段で電源供給することにより、前記負荷の入力定格電圧（電圧スペック）に適応した安定した電源を供給することができるので、前記負荷に安定した動作を行わせることができる。

また、例えば、第１の電源供給手段を、直流入力を電圧の異なる直流出力に変換する自励式または他励式の昇圧コンバータにし、第２の電源供給手段を、前記電池と負荷とを直結するスイッチにすると、このスイッチを介して電源供給する際には、電圧変換等のための無駄な電力損失が無く、前記電池の出力電圧が低下したときには、昇圧コンバータにより前記電池電圧を昇圧し、前記負荷の入力定格電圧に適応した安定した電圧を供給することができる。

また、例えば、前記昇圧コンバータを、昇圧動作の停止中は直流入力を、この直流入力電圧より低い電圧の直流出力に変換し、昇圧動作中は直流入力を、この直流入力電圧より高い電圧の直流出力に変換する昇圧コンバータにし、前記動作状態判定手段により判定された前記負荷の動作状態と前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧とに応じて、この昇圧コンバータを昇圧動作させる、または、この昇圧コンバータの昇圧動作を停止させるようにすると良い。

このようにすると、前記昇圧コンバータの昇圧動作を停止させた状態で、前記負荷に電源を供給することができ、この昇圧コンバータを昇圧動作させるための電力が不要となるので、前記電池の消耗を更に抑制することができる。また、前記負荷に供給される電圧が低くなるので、前記負荷での消費電力が低減され、電池駆動装置全体としての消費電力が低減され、省電力を図ることができる。

また、例えば、前記動作状態判定手段が前記負荷の前記動作状態を消費電力の小さい動作状態であると判定し、前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧が予め定められた第１の判定電圧より高いときに、前記スイッチを開放するとともに、前記昇圧コンバータの昇圧動作を停止させ、前記動作状態判定手段が前記負荷の前記動作状態を消費電力の小さい動作状態であると判定し、前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧が第１の判定電圧より低く、予め定められた第２の判定電圧より高いとき、または、前記動作状態判定手段が前記負荷の前記動作状態を消費電力の大きい動作状態であると判定し、前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧が予め定められた第３の判定電圧より高いときに、前記スイッチを閉成するとともに、前記昇圧コンバータの昇圧動作を停止させ、前記動作状態判定手段が前記負荷の前記動作状態を消費電力の小さい動作状態であると判定し、前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧が第２の判定電圧より低いとき、または、前記動作状態判定手段が前記負荷の前記動作状態を消費電力の大きい動作状態であると判定し、前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧が第３の判定電圧より低いときに、前記スイッチを開放するとともに、前記昇圧コンバータを昇圧動作させるようにすると良い。

このようにすると、前記電池の電圧変動がなく、且つ、この電池の電圧が前記負荷の入力定格電圧の下限値に比して充分高いときは、前記昇圧コンバータの昇圧動作を停止させた状態で、前記負荷に前記電池電圧より低い電圧を供給することにより、前記昇圧コンバータの昇圧動作に伴う無駄な電力損失を無くし、更に、前記負荷の消費電力を低減させることができる。

また、前記電池の電圧変動がなく、且つ、この電池の電圧が前記負荷の入力定格電圧の下限値と同等程度のとき、または、前記電池の電圧変動があり、且つ、この電池の電圧が前記負荷の入力定格電圧の下限値に比して充分高いときは、前記スイッチを閉成することにより電源供給するので、前記昇圧コンバータで消費される電力損失を無くすことができる。

また、前記電池の電圧が前記負荷の入力定格電圧の下限値に比して低く、また、前記電池の電圧変動により前記負荷に供給される電圧が、前記負荷の入力定格電圧の下限値より低下して前記負荷の動作が停止する場合は、前記昇圧コンバータを昇圧動作させ、前記電池の電圧を昇圧した電圧を前記負荷に安定供給することにより、前記負荷の安定した動作が図れる。

また、例えば、前記スイッチを開放するとともに、前記昇圧コンバータの昇圧動作を停止させているときに、前記昇圧コンバータを介して前記負荷に供給される電圧が、前記負荷の定格電圧より高くなるようにすると、前記昇圧コンバータの昇圧動作により消費される電力を無くすことができるので、省電力になるとともに、前記負荷の安定した動作を図ることができる。

また、例えば、前記負荷がディスク再生装置またはディスク記録装置のピックアップ部を有し、前記動作状態判定手段が判定した前記負荷の前記動作状態が、前記ピックアップ部のピックアップが移動している移動状態、および、移動していない非移動状態であるとすると、前記ピックアップの移動による消費電力の増大で前記電池の電圧変動が発生する場合には、前記昇圧コンバータを昇圧動作させて前記ピックアップ部の入力定格電圧（電圧スペック）に適応した安定した電圧を前記ピックアップ部に供給することができるので、前記ピックアップ部を安定して作動させることができる。また、前記ピックアップが非移動状態で前記電池の電圧が変動しない場合には、前記昇圧コンバータの昇圧動作を停止させた状態で前記ピックアップ部の入力定格電圧に適応した電圧を前記ピックアップ部に供給することができるので、前記昇圧コンバータでの電力損失を低減でき、省電力が図れる。

本発明は、電池を電源として駆動する携帯型ディスク再生装置、携帯型ディスク記録装置等の電池駆動装置に好適であり、特に、装置の動作状態によって消費電力が変動する負荷を駆動する電池駆動装置に好適である。

本発明の実施形態に係るポータブルミニディスク再生装置の電気的構成を示すブロック図である。図１に示すポータブルミニディスク再生装置の電源供給切替処理部を示したブロック図である。図２に示す電源供給切替処理部の具体的回路を示す回路ブロック図である。図１に示すポータブルミニディスク再生装置の電源供給切替処理を示すフローチャートである。図２に示すシリーズ電源回路のブロック図である。図２に示すシリーズ電源回路の具体的回路を示す図である。図２におけるデジタル部用電圧Ｖ６ａをデジタル部６ａの入力定格電圧の下限値以上に保つ別の手法を示す図である。

符号の説明

１電池
２昇圧コンバータ
３昇圧コンバータ（第１の電源供給手段）
４パススイッチ（第２の電源供給手段）
５メモリ
６ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）
６ａデジタル部
７ＲＦアンプ
８ピックアップ移動回路
９ピックアップ
１０ピックアップ・モータ駆動回路
１１スピンドルモータ
１２マイコン（動作状態判定手段、制御部）
１３表示部
１４キー入力部
１５ヘッドホン駆動回路
１６ヘッドホン
１７ＡＤ変換部（電池電圧検出手段）
１８シリーズ電源回路
１９昇圧制御回路
２０ミニディスク（ＭＤ）
２１ゲート電圧発生回路
６１ＥＦＭデコーダ回路
６２ＡＤＩＰデコーダ回路
６３サーボ制御回路
６４レーザ出力制御回路
６５メモリ制御回路
６６ＡＴＲＡＣデコーダ回路
６７Ｄ／Ａコンバータ
Ｒ２抵抗
Ｔ１、Ｔ２ＭＯＳトランジスタ

Claims

負荷を電池からの電力で駆動させる電池駆動装置において、
前記電池の電圧を異なる電圧に変換して前記負荷に供給する第１の電源供給手段と、
前記電池の電圧を直接前記負荷に供給する第２の電源供給手段と、
前記電池の電圧を検出する電池電圧検出手段と、
該電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧に応じて、前記第１の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第１の電源供給形態と前記第２の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第２の電源供給形態との切替制御を行う制御部と、
自身の出力部が前記負荷に接続され、前記負荷に加わる電圧の大きさが所定の値より小さくならないように自動的に前記出力部から電圧を出力する第３の電源供給手段とを備え、
前記第３の電源供給手段は、前記電池の電圧を昇圧して出力する昇圧回路と前記昇圧回路の出力電圧を降圧して出力する降圧回路とを有し、該降圧回路の出力電圧を前記出力部から出力する
ことを特徴とする電池駆動装置。
動作状態によって消費電力が異なる負荷を電池からの電力で駆動させる電池駆動装置において、
前記電池の電圧を異なる電圧に変換して前記負荷に供給する第１の電源供給手段と、
前記電池の電圧を直接前記負荷に供給する第２の電源供給手段と、
前記負荷の前記動作状態を判定する動作状態判定手段と、
前記電池の電圧を検出する電池電圧検出手段と、
前記動作状態判定手段により判定された前記負荷の前記動作状態と前記電池電圧検出手段により検出された前記電池の電圧とに応じて、前記第１の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第１の電源供給形態と前記第２の電源供給手段により前記負荷に電源供給する第２の電源供給形態との切替制御を行う制御部と、
自身の出力部が前記負荷に接続され、前記負荷に加わる電圧の大きさが所定の値より小さくならないように自動的に前記出力部から電圧を出力する第３の電源供給手段とを備え、
前記第３の電源供給手段は、前記電池の電圧を昇圧して出力する昇圧回路と前記昇圧回路の出力電圧を降圧して出力する降圧回路とを有し、該降圧回路の出力電圧を前記出力部から出力する
ことを特徴とする電池駆動装置。
前記第３の電源供給手段は、前記第１の電源供給手段または前記第２の電源供給手段が前記負荷に電圧を供給することにより前記負荷に加わる電圧の大きさが前記所定の値より大きいとき、自動的に前記出力部からの電圧の出力を停止する一方、
前記第１の電源供給手段または前記第２の電源供給手段が前記負荷に電圧を供給することにより前記負荷に加わる電圧の大きさが前記所定の値より小さいとき、自動的に前記出力部から前記所定の値の大きさの電圧を出力する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電池駆動装置。
前記昇圧回路の出力電圧は、前記制御部に前記制御部の電源として供給される
ことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の電池駆動装置。
前記第２の電源供給手段は、前記電池と前記負荷との間に介在する抵抗を備えている
ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電池駆動装置。
前記第２の電源供給手段は、前記電池と前記負荷との間に介在するＭＯＳトランジスタを備え、該ＭＯＳトランジスタがオンのときに前記出力部からの前記電池に流れ込む電流の大きさが前記電池の充電時における過電流値以下になるように、前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の抵抗値が設定されている
ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電池駆動装置。