JP3470649B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JP3470649B2 JP3470649B2 JP24311199A JP24311199A JP3470649B2 JP 3470649 B2 JP3470649 B2 JP 3470649B2 JP 24311199 A JP24311199 A JP 24311199A JP 24311199 A JP24311199 A JP 24311199A JP 3470649 B2 JP3470649 B2 JP 3470649B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bipolar transistor
- output
- voltage
- switching regulator
- control unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ方式のス
イッチングレギュレータに関し、特にコンパクトディス
ク、ミニディスク等のポータブル・オーディオ機器の電
源回路に用いられる電池を直流電源とする低電圧駆動の
スイッチングレギュレータに関する。 【０００２】 【従来の技術】従来よりカセットテープ、コンパクトデ
ィスク（以下、ＣＤと称する。）、ミニディスク（以
下、ＭＤと称する。）等のポータブル（録音）再生装置
における直流電源回路には、出力電圧１．２Ｖの充電型
電池または出力電圧１．５Ｖの乾電池１〜２本を直流電
源ＶＩＮとし、チョッパ方式のスイッチングレギュレー
タで数ボルトに昇圧する回路構成が一般に採用されてお
り、ポータブル再生装置の録音、再生時にマイクロコン
ピュータやモータ駆動回路等に最大数十ミリアンペアの
直流電流を供給している。 【０００３】図２は従来のポータブル型ＭＤ再生装置の
電源回路に採用されているチョッパ方式のスイッチング
レギュレータ２０の回路図であり、電池（１．５Ｖ出力
の乾電池または１．２Ｖ出力の充電型電池１本）を用い
た直流電源ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びシ
ョットキーバリアダイオードＤ１と、点線枠内のＰＷＭ
パルス制御部３と、前記直流電源ＢＴに前記コイルＬを
介して並列接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部
３のパルス出力（ＯＵＴ端子）によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタＴｒＡと、出力ＶＯＵＴに
並列接続されたコンデンサＣ１と、を備える構成であ
る。なお、抵抗Ｒ２、Ｒ３は後述の基準電圧との比較の
ための出力電圧ＶＯＵＴの検出用であり、Ｃ２は発振防
止用コンデンサ、Ｃ３は平滑コンデンサである。 【０００４】前記バイポーラトランジスタＴｒＡは前記
ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライ
バーＩＣ１（例えば内部基準電圧１．０Ｖ、出力１００
ＫＨｚ）のＯＵＴ端子に出力されるＶＤＤと略同電位の
図３のようなパルス波高値Ｖｍのパルス波形によって抵
抗Ｒ１を通してベース電流ＩＢが流れることでスイッチ
ングしている。 【０００５】以下、回路動作について説明する。 【０００６】電池がセットされて直流電源ＢＴが印加さ
れると、ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ
用ドライバーＩＣ１が作動してＯＵＴ端子にパルスが出
力され、バイポーラトランジスタＴｒＡがオンする。こ
のスイッチングトランジスタのバイポーラトランジスタ
ＴｒＡがオンになると、ＶＩＮ＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）の電
流ｉがコイルＬに流れて電磁エネルギーが該コイルＬに
蓄積される。該電磁エネルギーはバイポーラトランジス
タＴｒＡがオフの間にコンデンサＣ１に移されてコンデ
ンサＣ１の端子電圧であるＶＯＵＴが上昇する。再び次
のオン、オフでコンデンサＣ１の電位が上昇し、これを
繰り返すことによってコンデンサＣ１の電位は徐々に上
昇する。 【０００７】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバ
ーＩＣ１は分割抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で検出され
る出力電圧ＶＯＵＴの検出電圧と前記内部基準電圧とを
比較してＯＵＴ端子に出力する図３のパルスのオン時間
（ＴＯＮ）とオフ時間（ＴＯＦＦ）のデューティを制御
する。その結果、出力電圧ＶＯＵＴが内部基準電圧に対
する抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比で定まる電圧に安定する。 【０００８】例えば、ＭＤ再生時には負荷に２．４Ｖ、
３０〜５０ｍＡ程度供給する必要があり、内部基準電圧
１．０Ｖの場合で出力電圧ＶＯＵＴを２．４Ｖと設定す
るには、抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比を概ね１．４：１とす
る。また、ＭＤ再生時のバイポーラトランジスタＴｒＡ
のベース電流ＩＢは数百μＡとなる。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】ところで、上記バイポ
ーラトランジスタＴｒＡはスイッチング時に、コレクタ
電流ＩＣに対応したベース電流ＩＢを必要とするが、こ
のベース電流ＩＢは所謂無効電流（電流ロス）となって
電池寿命を短くする要因になっている。 【００１０】一方、一般のチョッパ方式のスイッチング
レギュレータには、スイッチングトランジスタとして電
界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとも略称する。）を
用いた回路もある。このＦＥＴは電流駆動型のバイポー
ラトランジスタと異なり、電圧駆動型であって、スイッ
チング時にゲート電流が殆ど流れないので、電流ロスの
面で優れている。 【００１１】しかしながら、ＦＥＴはオンさせるのにゲ
ートに２Ｖ以上印加する必要があり、電池の出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖ程度の低電圧でオンさせることがで
きない。即ち、本発明の主な対象である乾電池や充電型
電池１本を直流電源ＢＴとするポータブル再生装置のス
イッチングレギュレータ２０にはバイポーラトランジス
タＴｒＡに代えて採用することができない。 【００１２】また、前述の入力電圧ＶＩＮ＝１．０Ｖ〜
１．５Ｖ、出力電圧ＶＯＵＴ＝２．４Ｖ設計のスイッチ
ングレギュレータ２０は、直流電源ＢＴの電池がセット
された時点で起動し、その後ポータブル再生装置の電源
スイッチがオフの時も電池がセットされている限り、装
置内のマイクロコンピュータには電力を供給し続けてい
るのが一般的である。そのため、前記スイッチングレギ
ュレータ２０でのバイポーラトランジスタＴｒＡの無効
電流はポータブル再生装置の使用時の電池寿命のみなら
ず待機時（不使用時）の電池消耗の双方に影響すること
になる。 【００１３】つまり、待機時や再生時の前記スイッチン
グレギュレータ２０のスイッチングトランジスタの無効
電流の抑制が電池寿命の重要な課題となるが、出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖの電池１本を直流電源とするスイッ
チングレギュレータ２０のスイッチングトランジスタと
しては、効率のよいＦＥＴを採用したいが駆動電圧の条
件から無効電流の大きいバイポーラトランジスタを止む
得ず使用しているのが現状である。 【００１４】本発明は上記事情を考察してなされたもの
であり、ＭＤやＣＤ等のポータブル（録音）再生装置に
用いられている電源回路として、スイッチングトランジ
スタの電流ロスを抑えて電池寿命を伸ばす新規なスイッ
チングレギュレータを提供するものである。 【００１５】 【課題を解決するための手段】本発明は、図１に示され
るように、直流電源ＢＴの電池の＋側に直列接続された
コイルＬ及びダイオードＤ１と、ＰＷＭパルス制御部３
と、前記直流電源ＢＴに前記コイルＬを介して並列接続
されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部３のパルス出力
によってスイッチングされるバイポーラトランジスタＴ
ｒＡと、出力ＶＯＵＴに並列接続されたコンデンサＣ１
と、を備えるチョッパ方式のスイッチングレギュレータ
２０において、前記ＰＷＭパルス制御部３のパルス出力
（ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１のＯＵＴ端
子の図３に示される波高値Ｖｍのパルス電圧）と前記バ
イポーラトランジスタＴｒＡのベース間に、前記バイポ
ーラトランジスタＴｒＡのベース電流ＩＢ値を、略無負
荷状態で前記バイポーラトランジスタＴｒＡがスイッチ
ング動作を行える最小レベルとするように抵抗値が設定
された抵抗Ｒ１′が接続され、且つ前記バイポーラトラ
ンジスタＴｒＡに対して並列にソースＳ・ドレインＤが
接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部３のパルス
出力がゲートＧに接続された電界効果トランジスタＴｒ
Ｂが付加挿入され、起動開始時に先ず前記ＰＷＭパルス
制御部３が作動して前記バイポーラトランジスタＴｒＡ
がスイッチングを開始し、出力電圧Ｖ ＯＵＴ が昇圧され
て前記パルス出力が前記電界効果トランジスタＴｒＢの
オン電圧以上に立ち上がった時点で前記電界効果トラン
ジスタＴｒＢがスイッチングを開始して前記バイポーラ
トランジスタＴｒＡとともにスイッチング動作を行うこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータ１０を提供す
ることにより上記課題を解決する。 【００１６】 【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面に基づ
いて説明する。なお、既述の従来のスイッチングレギュ
レータ２０と同等部材は同符号にて表記する。また、本
発明の対象であるスイッチングレギュレータにおけるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ用のドライバーＩＣ（ＰＷＭ制御）
は公知であるので詳細な説明は省略する。 【００１７】図１は本発明に係る電池を直流電源ＢＴと
するスイッチングレギュレータ１０の回路図である。 【００１８】図１において、スイッチングレギュレータ
１０は、従来のスイッチングレギュレータ２０における
前記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列にソー
スＳ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷＭパル
ス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１
のＰＷＭのパルス出力ＯＵＴがゲートＧに接続された電
界効果トランジスタＴｒＢ（例えばＮｃｈパワーＭＯＳ
ＦＥＴ）が付加挿入された構成になっており、他はバイ
ポーラトランジスタＴｒＡのベースに接続された抵抗Ｒ
１′の抵抗値（≒５．６ＫΩ）が従来の抵抗Ｒ１の十倍
程度大きくした点が異なる以外は図２のスイッチングレ
ギュレータ２０の回路と同等である。なお、コイルＬは
インダクタンス２２μＨ、コンデンサＣ１は容量２２μ
Ｆ、コンデンサＣ３は容量４．７μＦである。 【００１９】以下、回路動作について詳述する。 【００２０】先ず、入力端子ＶＩＮに出力電圧１．０Ｖ
の残り少ない電池を直流電源ＢＴとしてセットすると、
ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１のＶＤＤに
は、１．０Ｖ−０．２Ｖ（ショットキーバリアダイオー
ドＤ１の降下分）＝０．８Ｖが印加される。このＤＣ−
ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１は内部基準電圧が
１．０Ｖ、１００ＫＨｚで発振するＰＷＭ制御素子であ
り、例えば、トレックス社製の型名ＸＣ６３６７のドラ
イバーＩＣを使用する。端子ＦＢは出力電圧検出用入力
端子であり、抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で出力電圧Ｖ
ＯＵＴが決まる（内部基準電圧１．０Ｖに対しＶＯＵＴ
＝２．４Ｖとするには、例えばＲ２＝１００ＫΩ、Ｒ３
＝６８ＫΩとする）。 【００２１】上記ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩ
Ｃ１のＯＵＴ端子からはＶＤＤとほぼ同電位のＰＷＭ制
御のパルス波形が出力される（図３参照）。 【００２２】電池をセットした起動時では、ほぼ無負荷
なので、バイポーラトランジスタＴｒＡのＶＢＥを０．
６Ｖとして、ベース電流３５μＡ（＝０．２Ｖ／５．６
ＫΩ）でＴｒＡがスイッチングし始める。この時、ＦＥ
Ｔ（ＴｒＢ）はゲートＧの印加電圧が０．８Ｖなのでオ
ンできない。 【００２３】次に、ＤＣ−ＤＣコンバータが機能して、
ＶＯＵＴ即ちＶＤＤの電圧が０．８Ｖから２．４Ｖにま
で徐々に昇圧されるとＯＵＴ端子のパルス波形の波高値
Ｖｍも０．８Ｖから２．４Ｖに立ち上がる。 【００２４】ＯＵＴ端子のＰＷＭパルスが２．４Ｖまで
スウィングすることでオン電圧が２Ｖ程度のＦＥＴ（Ｔ
ｒＢ）も駆動されてスイッチングを始め、スイッチング
レギュレータ１０が完全に機能する。 【００２５】この完全に立ち上がった状態では、バイポ
ーラトランジスタＴｒＡだけでは抵抗Ｒ１′を従来の抵
抗Ｒ１よりも十倍程度大きくしてベース電流ＩＢを絞っ
ているために負荷に電流を供給しきれない程度しか機能
していないのでその無効電流（ベース電流ＩＢ）は抑え
られている。 【００２６】換言すれば、上記スイッチングレギュレー
タ１０は、起動時の始めだけ低電圧で駆動できるバイポ
ーラトランジスタＴｒＡを抑え目にスイッチングさせて
ＤＣ−ＤＣコンバータを機能させ、その後ＯＵＴ端子に
昇圧された２．４Ｖのパルス電圧を得て、これにてＦＥ
Ｔ（ＴｒＢ）を十分にスイッチングするという、２段階
の立ち上げを経て駆動されるのである。起動時の最初は
バイポーラトランジスタＴｒＡで小さく立ち上げ、昇圧
後は電流ロスの無いＦＥＴ（ＴｒＢ）にスイッチングを
主に任せて十分な直流電流を負荷に供給するという発想
である。 【００２７】上記スイッチングレギュレータ１０によっ
てバイポーラトランジスタＴｒＡのベース電流ＩＢとい
う無効電流を大幅に抑えることができる。 【００２８】単純に言えば、従来の抵抗Ｒ１の抵抗値が
約６８０Ωに対して抵抗Ｒ１′の抵抗値を５．６ＫΩと
することで、無効電流としてのベース電流ＩＢは１／８
に低減される。これは無視出来ない消費電流の抑制とな
る。 【００２９】この点、前記バイポーラトランジスタＴｒ
Ａのベース電流ＩＢが直流電源ＢＴセット時の略無負荷
状態でスイッチングさせるに必要十分な最小値レベルに
設定されていることが無効電流の低減効果を最も発揮す
る設計条件となる。勿論、この条件はＶＯＵＴに接続さ
れる負荷に依存し、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバー
ＩＣ１やバイポーラトランジスタＴｒＡ、ＦＥＴ（Ｔｒ
Ｂ）にも依存することは言うまでもない。 【００３０】本発明者の試験によれば、従来のバイポー
ラトランジスタのみによるスイッチングレギュレータと
本発明に係るスイッチングレギュレータとでは、再生専
用ポータブルＭＤの場合において、連続再生において約
３０分電池寿命が伸びるという結果を得た。なお、直流
電源ＢＴにはニッケル−水素電池（定格出力電圧１．２
Ｖ）１本を使用した。 【００３１】このように本発明は、低電圧駆動のチョッ
パ方式のスイッチングレギュレータにスイッチングトラ
ンジスタとしてバイポーラトランジスタとＦＥＴの双方
を並列に接続し、各々役割を分担させてスイッチングす
るという他に類を見ない発想が存し、ポータブル型のオ
ーディオ（録音）再生装置における長時間駆動に優れた
効果を発揮するものである。 【００３２】 【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスイ
ッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタと
してバイポーラトランジスタとＦＥＴを併用して、起動
時の始めにはバイポーラトランジスタでスイッチング
し、立ち上がった後はＦＥＴが主にスイッチングするこ
とで、バイポーラトランジスタのベースに流れる無効電
流を抑えることができる。 【００３３】特に電池１本を直流電源とするポータブル
（録音）再生装置に用いるスイッチングレギュレータと
して、上記無効電流を可及的に小さくすることで待機
時、（録音）再生時の電池の寿命を伸ばすことができ
る。
イッチングレギュレータに関し、特にコンパクトディス
ク、ミニディスク等のポータブル・オーディオ機器の電
源回路に用いられる電池を直流電源とする低電圧駆動の
スイッチングレギュレータに関する。 【０００２】 【従来の技術】従来よりカセットテープ、コンパクトデ
ィスク（以下、ＣＤと称する。）、ミニディスク（以
下、ＭＤと称する。）等のポータブル（録音）再生装置
における直流電源回路には、出力電圧１．２Ｖの充電型
電池または出力電圧１．５Ｖの乾電池１〜２本を直流電
源ＶＩＮとし、チョッパ方式のスイッチングレギュレー
タで数ボルトに昇圧する回路構成が一般に採用されてお
り、ポータブル再生装置の録音、再生時にマイクロコン
ピュータやモータ駆動回路等に最大数十ミリアンペアの
直流電流を供給している。 【０００３】図２は従来のポータブル型ＭＤ再生装置の
電源回路に採用されているチョッパ方式のスイッチング
レギュレータ２０の回路図であり、電池（１．５Ｖ出力
の乾電池または１．２Ｖ出力の充電型電池１本）を用い
た直流電源ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びシ
ョットキーバリアダイオードＤ１と、点線枠内のＰＷＭ
パルス制御部３と、前記直流電源ＢＴに前記コイルＬを
介して並列接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部
３のパルス出力（ＯＵＴ端子）によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタＴｒＡと、出力ＶＯＵＴに
並列接続されたコンデンサＣ１と、を備える構成であ
る。なお、抵抗Ｒ２、Ｒ３は後述の基準電圧との比較の
ための出力電圧ＶＯＵＴの検出用であり、Ｃ２は発振防
止用コンデンサ、Ｃ３は平滑コンデンサである。 【０００４】前記バイポーラトランジスタＴｒＡは前記
ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライ
バーＩＣ１（例えば内部基準電圧１．０Ｖ、出力１００
ＫＨｚ）のＯＵＴ端子に出力されるＶＤＤと略同電位の
図３のようなパルス波高値Ｖｍのパルス波形によって抵
抗Ｒ１を通してベース電流ＩＢが流れることでスイッチ
ングしている。 【０００５】以下、回路動作について説明する。 【０００６】電池がセットされて直流電源ＢＴが印加さ
れると、ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ
用ドライバーＩＣ１が作動してＯＵＴ端子にパルスが出
力され、バイポーラトランジスタＴｒＡがオンする。こ
のスイッチングトランジスタのバイポーラトランジスタ
ＴｒＡがオンになると、ＶＩＮ＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）の電
流ｉがコイルＬに流れて電磁エネルギーが該コイルＬに
蓄積される。該電磁エネルギーはバイポーラトランジス
タＴｒＡがオフの間にコンデンサＣ１に移されてコンデ
ンサＣ１の端子電圧であるＶＯＵＴが上昇する。再び次
のオン、オフでコンデンサＣ１の電位が上昇し、これを
繰り返すことによってコンデンサＣ１の電位は徐々に上
昇する。 【０００７】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバ
ーＩＣ１は分割抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で検出され
る出力電圧ＶＯＵＴの検出電圧と前記内部基準電圧とを
比較してＯＵＴ端子に出力する図３のパルスのオン時間
（ＴＯＮ）とオフ時間（ＴＯＦＦ）のデューティを制御
する。その結果、出力電圧ＶＯＵＴが内部基準電圧に対
する抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比で定まる電圧に安定する。 【０００８】例えば、ＭＤ再生時には負荷に２．４Ｖ、
３０〜５０ｍＡ程度供給する必要があり、内部基準電圧
１．０Ｖの場合で出力電圧ＶＯＵＴを２．４Ｖと設定す
るには、抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比を概ね１．４：１とす
る。また、ＭＤ再生時のバイポーラトランジスタＴｒＡ
のベース電流ＩＢは数百μＡとなる。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】ところで、上記バイポ
ーラトランジスタＴｒＡはスイッチング時に、コレクタ
電流ＩＣに対応したベース電流ＩＢを必要とするが、こ
のベース電流ＩＢは所謂無効電流（電流ロス）となって
電池寿命を短くする要因になっている。 【００１０】一方、一般のチョッパ方式のスイッチング
レギュレータには、スイッチングトランジスタとして電
界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとも略称する。）を
用いた回路もある。このＦＥＴは電流駆動型のバイポー
ラトランジスタと異なり、電圧駆動型であって、スイッ
チング時にゲート電流が殆ど流れないので、電流ロスの
面で優れている。 【００１１】しかしながら、ＦＥＴはオンさせるのにゲ
ートに２Ｖ以上印加する必要があり、電池の出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖ程度の低電圧でオンさせることがで
きない。即ち、本発明の主な対象である乾電池や充電型
電池１本を直流電源ＢＴとするポータブル再生装置のス
イッチングレギュレータ２０にはバイポーラトランジス
タＴｒＡに代えて採用することができない。 【００１２】また、前述の入力電圧ＶＩＮ＝１．０Ｖ〜
１．５Ｖ、出力電圧ＶＯＵＴ＝２．４Ｖ設計のスイッチ
ングレギュレータ２０は、直流電源ＢＴの電池がセット
された時点で起動し、その後ポータブル再生装置の電源
スイッチがオフの時も電池がセットされている限り、装
置内のマイクロコンピュータには電力を供給し続けてい
るのが一般的である。そのため、前記スイッチングレギ
ュレータ２０でのバイポーラトランジスタＴｒＡの無効
電流はポータブル再生装置の使用時の電池寿命のみなら
ず待機時（不使用時）の電池消耗の双方に影響すること
になる。 【００１３】つまり、待機時や再生時の前記スイッチン
グレギュレータ２０のスイッチングトランジスタの無効
電流の抑制が電池寿命の重要な課題となるが、出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖの電池１本を直流電源とするスイッ
チングレギュレータ２０のスイッチングトランジスタと
しては、効率のよいＦＥＴを採用したいが駆動電圧の条
件から無効電流の大きいバイポーラトランジスタを止む
得ず使用しているのが現状である。 【００１４】本発明は上記事情を考察してなされたもの
であり、ＭＤやＣＤ等のポータブル（録音）再生装置に
用いられている電源回路として、スイッチングトランジ
スタの電流ロスを抑えて電池寿命を伸ばす新規なスイッ
チングレギュレータを提供するものである。 【００１５】 【課題を解決するための手段】本発明は、図１に示され
るように、直流電源ＢＴの電池の＋側に直列接続された
コイルＬ及びダイオードＤ１と、ＰＷＭパルス制御部３
と、前記直流電源ＢＴに前記コイルＬを介して並列接続
されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部３のパルス出力
によってスイッチングされるバイポーラトランジスタＴ
ｒＡと、出力ＶＯＵＴに並列接続されたコンデンサＣ１
と、を備えるチョッパ方式のスイッチングレギュレータ
２０において、前記ＰＷＭパルス制御部３のパルス出力
（ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１のＯＵＴ端
子の図３に示される波高値Ｖｍのパルス電圧）と前記バ
イポーラトランジスタＴｒＡのベース間に、前記バイポ
ーラトランジスタＴｒＡのベース電流ＩＢ値を、略無負
荷状態で前記バイポーラトランジスタＴｒＡがスイッチ
ング動作を行える最小レベルとするように抵抗値が設定
された抵抗Ｒ１′が接続され、且つ前記バイポーラトラ
ンジスタＴｒＡに対して並列にソースＳ・ドレインＤが
接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部３のパルス
出力がゲートＧに接続された電界効果トランジスタＴｒ
Ｂが付加挿入され、起動開始時に先ず前記ＰＷＭパルス
制御部３が作動して前記バイポーラトランジスタＴｒＡ
がスイッチングを開始し、出力電圧Ｖ ＯＵＴ が昇圧され
て前記パルス出力が前記電界効果トランジスタＴｒＢの
オン電圧以上に立ち上がった時点で前記電界効果トラン
ジスタＴｒＢがスイッチングを開始して前記バイポーラ
トランジスタＴｒＡとともにスイッチング動作を行うこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータ１０を提供す
ることにより上記課題を解決する。 【００１６】 【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面に基づ
いて説明する。なお、既述の従来のスイッチングレギュ
レータ２０と同等部材は同符号にて表記する。また、本
発明の対象であるスイッチングレギュレータにおけるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ用のドライバーＩＣ（ＰＷＭ制御）
は公知であるので詳細な説明は省略する。 【００１７】図１は本発明に係る電池を直流電源ＢＴと
するスイッチングレギュレータ１０の回路図である。 【００１８】図１において、スイッチングレギュレータ
１０は、従来のスイッチングレギュレータ２０における
前記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列にソー
スＳ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷＭパル
ス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１
のＰＷＭのパルス出力ＯＵＴがゲートＧに接続された電
界効果トランジスタＴｒＢ（例えばＮｃｈパワーＭＯＳ
ＦＥＴ）が付加挿入された構成になっており、他はバイ
ポーラトランジスタＴｒＡのベースに接続された抵抗Ｒ
１′の抵抗値（≒５．６ＫΩ）が従来の抵抗Ｒ１の十倍
程度大きくした点が異なる以外は図２のスイッチングレ
ギュレータ２０の回路と同等である。なお、コイルＬは
インダクタンス２２μＨ、コンデンサＣ１は容量２２μ
Ｆ、コンデンサＣ３は容量４．７μＦである。 【００１９】以下、回路動作について詳述する。 【００２０】先ず、入力端子ＶＩＮに出力電圧１．０Ｖ
の残り少ない電池を直流電源ＢＴとしてセットすると、
ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１のＶＤＤに
は、１．０Ｖ−０．２Ｖ（ショットキーバリアダイオー
ドＤ１の降下分）＝０．８Ｖが印加される。このＤＣ−
ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１は内部基準電圧が
１．０Ｖ、１００ＫＨｚで発振するＰＷＭ制御素子であ
り、例えば、トレックス社製の型名ＸＣ６３６７のドラ
イバーＩＣを使用する。端子ＦＢは出力電圧検出用入力
端子であり、抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で出力電圧Ｖ
ＯＵＴが決まる（内部基準電圧１．０Ｖに対しＶＯＵＴ
＝２．４Ｖとするには、例えばＲ２＝１００ＫΩ、Ｒ３
＝６８ＫΩとする）。 【００２１】上記ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩ
Ｃ１のＯＵＴ端子からはＶＤＤとほぼ同電位のＰＷＭ制
御のパルス波形が出力される（図３参照）。 【００２２】電池をセットした起動時では、ほぼ無負荷
なので、バイポーラトランジスタＴｒＡのＶＢＥを０．
６Ｖとして、ベース電流３５μＡ（＝０．２Ｖ／５．６
ＫΩ）でＴｒＡがスイッチングし始める。この時、ＦＥ
Ｔ（ＴｒＢ）はゲートＧの印加電圧が０．８Ｖなのでオ
ンできない。 【００２３】次に、ＤＣ−ＤＣコンバータが機能して、
ＶＯＵＴ即ちＶＤＤの電圧が０．８Ｖから２．４Ｖにま
で徐々に昇圧されるとＯＵＴ端子のパルス波形の波高値
Ｖｍも０．８Ｖから２．４Ｖに立ち上がる。 【００２４】ＯＵＴ端子のＰＷＭパルスが２．４Ｖまで
スウィングすることでオン電圧が２Ｖ程度のＦＥＴ（Ｔ
ｒＢ）も駆動されてスイッチングを始め、スイッチング
レギュレータ１０が完全に機能する。 【００２５】この完全に立ち上がった状態では、バイポ
ーラトランジスタＴｒＡだけでは抵抗Ｒ１′を従来の抵
抗Ｒ１よりも十倍程度大きくしてベース電流ＩＢを絞っ
ているために負荷に電流を供給しきれない程度しか機能
していないのでその無効電流（ベース電流ＩＢ）は抑え
られている。 【００２６】換言すれば、上記スイッチングレギュレー
タ１０は、起動時の始めだけ低電圧で駆動できるバイポ
ーラトランジスタＴｒＡを抑え目にスイッチングさせて
ＤＣ−ＤＣコンバータを機能させ、その後ＯＵＴ端子に
昇圧された２．４Ｖのパルス電圧を得て、これにてＦＥ
Ｔ（ＴｒＢ）を十分にスイッチングするという、２段階
の立ち上げを経て駆動されるのである。起動時の最初は
バイポーラトランジスタＴｒＡで小さく立ち上げ、昇圧
後は電流ロスの無いＦＥＴ（ＴｒＢ）にスイッチングを
主に任せて十分な直流電流を負荷に供給するという発想
である。 【００２７】上記スイッチングレギュレータ１０によっ
てバイポーラトランジスタＴｒＡのベース電流ＩＢとい
う無効電流を大幅に抑えることができる。 【００２８】単純に言えば、従来の抵抗Ｒ１の抵抗値が
約６８０Ωに対して抵抗Ｒ１′の抵抗値を５．６ＫΩと
することで、無効電流としてのベース電流ＩＢは１／８
に低減される。これは無視出来ない消費電流の抑制とな
る。 【００２９】この点、前記バイポーラトランジスタＴｒ
Ａのベース電流ＩＢが直流電源ＢＴセット時の略無負荷
状態でスイッチングさせるに必要十分な最小値レベルに
設定されていることが無効電流の低減効果を最も発揮す
る設計条件となる。勿論、この条件はＶＯＵＴに接続さ
れる負荷に依存し、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバー
ＩＣ１やバイポーラトランジスタＴｒＡ、ＦＥＴ（Ｔｒ
Ｂ）にも依存することは言うまでもない。 【００３０】本発明者の試験によれば、従来のバイポー
ラトランジスタのみによるスイッチングレギュレータと
本発明に係るスイッチングレギュレータとでは、再生専
用ポータブルＭＤの場合において、連続再生において約
３０分電池寿命が伸びるという結果を得た。なお、直流
電源ＢＴにはニッケル−水素電池（定格出力電圧１．２
Ｖ）１本を使用した。 【００３１】このように本発明は、低電圧駆動のチョッ
パ方式のスイッチングレギュレータにスイッチングトラ
ンジスタとしてバイポーラトランジスタとＦＥＴの双方
を並列に接続し、各々役割を分担させてスイッチングす
るという他に類を見ない発想が存し、ポータブル型のオ
ーディオ（録音）再生装置における長時間駆動に優れた
効果を発揮するものである。 【００３２】 【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスイ
ッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタと
してバイポーラトランジスタとＦＥＴを併用して、起動
時の始めにはバイポーラトランジスタでスイッチング
し、立ち上がった後はＦＥＴが主にスイッチングするこ
とで、バイポーラトランジスタのベースに流れる無効電
流を抑えることができる。 【００３３】特に電池１本を直流電源とするポータブル
（録音）再生装置に用いるスイッチングレギュレータと
して、上記無効電流を可及的に小さくすることで待機
時、（録音）再生時の電池の寿命を伸ばすことができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチングレギュレータの回路
図。 【図２】従来のスイッチングレギュレータの回路図。 【図３】コンバータ用ドライバーＩＣのＯＵＴ端子に出
力されるパルス波形の図。 【符号の説明】 １ ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ ３ ＰＷＭパルス制御部 １０、２０ スイッチングレギュレータ ＢＴ 直流電源 Ｄ１ ショットキーバリアダイオード ＯＵＴ ＰＷＭ出力端子 ＴｒＡ バイポーラトランジスタ ＴｒＢ 電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ） Ｂ バイポーラトランジスタのベース Ｇ 電界効果トランジスタのゲート Ｖｍ パルス波高値 ＶＩＮ 入力電圧 ＶＯＵＴ 出力電圧 ＩＢ ベース電流 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ Ｒ１、Ｒ１′、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
図。 【図２】従来のスイッチングレギュレータの回路図。 【図３】コンバータ用ドライバーＩＣのＯＵＴ端子に出
力されるパルス波形の図。 【符号の説明】 １ ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ ３ ＰＷＭパルス制御部 １０、２０ スイッチングレギュレータ ＢＴ 直流電源 Ｄ１ ショットキーバリアダイオード ＯＵＴ ＰＷＭ出力端子 ＴｒＡ バイポーラトランジスタ ＴｒＢ 電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ） Ｂ バイポーラトランジスタのベース Ｇ 電界効果トランジスタのゲート Ｖｍ パルス波高値 ＶＩＮ 入力電圧 ＶＯＵＴ 出力電圧 ＩＢ ベース電流 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ Ｒ１、Ｒ１′、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 直流電源の電池の＋側に直列接続された
コイル及びダイオードと、ＰＷＭパルス制御部と、前記
直流電源に前記コイルを介して並列接続されるとともに
前記ＰＷＭパルス制御部のパルス出力によってスイッチ
ングされるバイポーラトランジスタと、出力に並列接続
されたコンデンサと、を備えるチョッパ方式のスイッチ
ングレギュレータにおいて、前記ＰＷＭパルス制御部のパルス出力と前記バイポーラ
トランジスタのベース間に、前記バイポーラトランジス
タのベース電流値を、略無負荷状態で前記バイポーラト
ランジスタがスイッチング動作を行える最小レベルとす
るように抵抗値が設定された抵抗が接続され、且つ 前記
バイポーラトランジスタに対して並列にソース・ドレイ
ンが接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部のパル
ス出力がゲートに接続された電界効果トランジスタが付
加挿入され、起動開始時に先ず前記ＰＷＭパルス制御部
が作動して前記バイポーラトランジスタがスイッチング
を開始し、出力電圧が昇圧されて前記パルス出力が前記
電界効果トランジスタのオン電圧以上に立ち上がった時
点で前記電界効果トランジスタがスイッチングを開始し
て前記バイポーラトランジスタとともにスイッチング動
作を行うことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24311199A JP3470649B2 (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24311199A JP3470649B2 (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001069749A JP2001069749A (ja) | 2001-03-16 |
| JP3470649B2 true JP3470649B2 (ja) | 2003-11-25 |
Family
ID=17098970
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24311199A Expired - Fee Related JP3470649B2 (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3470649B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100588704B1 (ko) | 2001-06-06 | 2006-06-12 | 주식회사 아도반테스토 | 전원회로 및 시험장치 |
| US7504807B2 (en) | 2005-02-09 | 2009-03-17 | Panasonic Corporation | Switching regulator with voltage step up or pass in standby mode and with voltage step up/step down in normal operation mode |
| JP4688559B2 (ja) * | 2005-04-28 | 2011-05-25 | ローム株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びこれを備えた電子機器 |
| DE102005063189A1 (de) * | 2005-12-30 | 2007-08-09 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | Gleichspannungs-Gleichspannungswandler |
| CN104113210A (zh) * | 2013-07-17 | 2014-10-22 | 广东美的制冷设备有限公司 | 一种pfc转换器及其控制方法 |
-
1999
- 1999-08-30 JP JP24311199A patent/JP3470649B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001069749A (ja) | 2001-03-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3556648B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路 | |
| US7804282B2 (en) | Buck converter with inductor pre-energizing | |
| US6489756B2 (en) | DC-DC converter with switchable control mode | |
| JP3706814B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| US5994885A (en) | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit | |
| CN101212178B (zh) | 电流模式控制型开关稳压器及其动作控制方法 | |
| JP4515457B2 (ja) | 定電流回路 | |
| CN103248221B (zh) | 降压转换器 | |
| JP2005160254A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US7282900B2 (en) | Performance controller for a step down current mode switching regulator | |
| JP3206556B2 (ja) | 昇降圧チョッパ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| JP2003079139A (ja) | 自動切換式定電流・定電圧回路 | |
| JP3470649B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP3132614B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JP4282673B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3216764B2 (ja) | インバータの駆動回路 | |
| JPH09120316A (ja) | 安定化電源装置 | |
| JP3140308B2 (ja) | 昇圧型チョッパレギュレータ | |
| JP2006006071A (ja) | 電池駆動装置 | |
| JP2000184695A (ja) | 電源装置 | |
| JP4683477B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| CN1050017C (zh) | 可快速回复启动的省电型电源供应器 | |
| CN215682136U (zh) | 一种电感降压式开关电源电路 | |
| JP2024000017A (ja) | スイッチング電源用回路及びスイッチング電源装置 | |
| JP2575346Y2 (ja) | スイッチング電源 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090912 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090912 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110912 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120912 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |