JP2003079139A - 自動切換式定電流・定電圧回路 - Google Patents
自動切換式定電流・定電圧回路Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 発熱が少なく小型化が可能なバッテリー充電
の定電流回路と機器本体駆動の定電圧回路を兼ねた自動
切換式定電流・定電圧回路を提供する。 【解決手段】 自動切換式定電流・定電圧回路１０は、
直流電源ＶINを入力とするバッテリー充電の定電流回路
と機器本体（負荷Ｘ）を駆動する定電圧回路とを兼ね、
スイッチングトランジスタＴｒと、フィルタ回路３と、
バッテリーＢａｔ．に供給する電流路に低抵抗素子Ｒ１
と、その電圧降下Ｖｄを増幅する増幅回路５と、負荷Ｘ
とパラレルに挿入されて検出電圧Ｖｘを取り出す直列分
割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９と、バッテリー接続のときは前記
増幅回路５の出力Ｖｏに接続されたダイオードＤ１分降
圧したバッテリー充電電流ｉ1の検出電圧Ｖｙと基準電
圧Ｖrefとを比較し、バッテリー非接続のときは前記検
出電圧Ｖｘと基準電圧Ｖrefとを比較して、その差によ
ってスイッチングデューティを制御する電圧制御回路７
を備える構成である。
の定電流回路と機器本体駆動の定電圧回路を兼ねた自動
切換式定電流・定電圧回路を提供する。 【解決手段】 自動切換式定電流・定電圧回路１０は、
直流電源ＶINを入力とするバッテリー充電の定電流回路
と機器本体（負荷Ｘ）を駆動する定電圧回路とを兼ね、
スイッチングトランジスタＴｒと、フィルタ回路３と、
バッテリーＢａｔ．に供給する電流路に低抵抗素子Ｒ１
と、その電圧降下Ｖｄを増幅する増幅回路５と、負荷Ｘ
とパラレルに挿入されて検出電圧Ｖｘを取り出す直列分
割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９と、バッテリー接続のときは前記
増幅回路５の出力Ｖｏに接続されたダイオードＤ１分降
圧したバッテリー充電電流ｉ1の検出電圧Ｖｙと基準電
圧Ｖrefとを比較し、バッテリー非接続のときは前記検
出電圧Ｖｘと基準電圧Ｖrefとを比較して、その差によ
ってスイッチングデューティを制御する電圧制御回路７
を備える構成である。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ミニディスクプレ
ーヤ、コンパクトディスクプレーヤ、ＰＤＡ等のポータ
ブル電子機器若しくはバッテリー充電器に内蔵されてい
るバッテリー充電のための定電流回路と機器本体を駆動
する定電圧回路とを兼ねる自動切換式定電流・定電圧回
路に関する。 【０００２】 【従来の技術】コンパクトカセットプレーヤやミニディ
スクプレーヤまたはＰＤＡ（携帯端末）等のポータブル
電子機器におけるバッテリー（ニッケル水素充電池やニ
ッケルカドニウム充電池等）を充電するには、所定の値
の直流電流（ニッケル水素充電池では５００ｍＡ程度、
ニッケルカドニウム充電池では３００ｍＡ程度）をバッ
テリーに安定に供給する定電流回路が必要であり、一
方、機器本体を充電器にセットしたままバッテリーを機
器本体に入れない状態でもポータブル機器本体を商用電
源で駆動可能なように定電圧回路も必要となる。 【０００３】従来のポータブル電子機器は、バッテリー
充電用の定電流回路と機器本体を駆動する定電圧回路の
２つが別個に電源回路として用意されており、制御用マ
イクロコンピュータの切換制御信号にて両者の切換が行
われていた。 【０００４】上記バッテリー充電のための定電流（制
御）回路は種々あるが、原理的には、図３に示されるよ
うに、交流１００Ｖの商用電源ｅを交流（ＡＣ）アダプ
タ１（一般に電源トランスと整流・平滑回路からな
る。）に通して得られた直流電源（３Ｖ〜１０Ｖ程度）
を入力ＶINとして、出力にシリーズに挿入された電流検
出抵抗Ｒｓの電圧降下が基準電圧ＶRと同じになるよう
に負帰還をかけるという出力トランジスタＴｒ１のフィ
ードバック制御によって、ｉ＝Ｖref／Ｒｓの定電流が
充電電流として負荷であるバッテリーＢａｔ．に流れる
構成となっている。 【０００５】図４の定電流回路２０は上記図３の定電流
回路の原理を応用した簡単な定電流回路であり、基準電
圧ＶRとしてトランジスタＴｒ２のエミッタ−ベース間
電圧ＶEBを利用している。従来は上記定電流回路２０の
タイプがバッテリー充電用の定電流（制御）回路として
多く使用されている。 【０００６】また、定電圧回路も多様な回路があるが、
図５のようなスイッチングトランジスタＴｒ３の出力を
フィルタ回路３で平滑してなる出力電圧ＶoutをＤＣ−
ＤＣコンバータ制御用ＩＣ６でフィードバック制御する
定電圧回路が効率、小型化、安定性の点で優れており汎
用されている。 【０００７】即ち、前記出力電圧Ｖoutを負荷Ｘにパラ
レルに挿入された直列抵抗Ｒｍ、Ｒｎの抵抗比で分割し
た比較電圧Ｖｘを取り出し、ＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ
６のフィードバック端子ＦＢに入力して基準電圧Ｖref
と比較し、その差がゼロとなるようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータＩＣ６は所定発振周波数のパルス出力端子ＥＸＴの
スイッチングデューティを制御し、前記パルス出力端子
ＥＸＴに接続されたスイッチングトランジスタＴｒ３の
ゲートＧをスイッチングするのである。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のようなバッテリー充電用の定電流回路２０と機器本
体を負荷として駆動する定電圧回路３０の２つが別個に
電源回路として備えられている構成はコスト面で問題で
あり、また特に、定電流回路２０は大きなパワートラン
ジスタＴｒ１や発熱対策としてヒートシンクを適用しな
ければならず、占有スペースが大きくなってポータブル
電子機器の小型化には対応できなくなっている。さら
に、直流電源ＶINは適正電圧が定まっていて、レギュレ
ータをいれる等の安定化対策を要する場合も多いという
難点がある。 【０００９】本発明は上記従来のバッテリー充電の定電
流回路と機器本体を駆動する定電圧回路の組み合わせ構
成の問題点に鑑みてなされたものであり、発熱問題の解
消及び省スペース化、直流電源の適正電圧の拡大を目的
とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、バッテリー充電器またはポータブル電子
機器の本体に内蔵されて商用電源ｅを交流アダプタ１に
通して得られた直流電源ＶINを入力とする、バッテリー
充電の定電流回路としての機能と機器本体を駆動する定
電圧回路としての機能とを備える自動切換式定電流・定
電圧回路であって、前記直流電源ＶINをスイッチングす
るスイッチングトランジスタＴｒと、該スイッチングト
ランジスタＴｒの出力を平滑にするフィルタ回路３と、
前記フィルタ回路３を経た充電電流ｉ1をバッテリーＢ
ａｔ．に供給する電流路にシリーズに挿入された低抵抗
素子Ｒ１と、前記低抵抗素子Ｒ１の電圧降下Ｖｄを増幅
する増幅回路５と、機器本体駆動時の負荷Ｘとパラレル
に挿入されて定電圧出力の検出電圧Ｖｘを取り出す直列
分割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９と、バッテリー接続のときは前
記増幅回路５の出力Ｖｏに接続されたダイオードＤ１の
順方向電圧ＶD分降圧したバッテリー充電電流ｉ1の検出
電圧Ｖｙと基準電圧Ｖrefとを比較し、バッテリー非接
続のときは前記直列分割抵抗Ｒ８、Ｒ９間の検出電圧Ｖ
ｘと基準電圧Ｖrefとを比較して、その差によって前記
スイッチングトランジスタＴｒのゲートＧに入力するス
イッチングパルス波Ｐのスイッチングデューティを制御
する電圧制御回路７と、を備えることを特徴とする自動
切換式定電流・定電圧回路１０を提供する。 【００１１】なお、上記低抵抗素子Ｒ１は０．１Ω程度
の抵抗値であり、直列分割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９はともに
１００ｋΩ程度の抵抗値とする。また、バッテリー充電
電流ｉ1は数百ｍＡであり、機器本体駆動時の負荷Ｘに
定電圧を供給する際に流れる電流ｉ2は数十ｍＡ程度と
なっていてｉ1≫ｉ2の関係に有るので、この電流値の相
違によって、電圧制御回路７の基準電圧Ｖrefと比較す
る対象が検出電圧Ｖｙとなるか検出電圧Ｖｘとなるかが
決定される。 【００１２】 【発明の実施の形態】本発明に係る自動切換式定電流・
定電圧回路の実施の形態の例について図面を基に詳述す
る。 【００１３】図１は本発明に係る自動切換式定電流・定
電圧回路の回路図例である。図２は本実施の形態に使用
されるＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（電圧制御用Ｉ
Ｃ）のブロック図である。 【００１４】先ず、本発明のバッテリー充電のための定
電流回路と機器本体を駆動する定電圧回路を兼ねた自動
切換式定電流・定電圧回路の特徴を直截に云えば、負荷
の重さによって異なる供給電流値となることを利用して
自動的に、重い負荷であるバッテリー充電の場合には定
電流回路として、また、軽い負荷である機器本体を駆動
する場合は定電圧回路として働く兼用回路の構成と為し
たこと、及び、定電流回路としての電流制御を定電圧回
路のスイッチング方式による電圧制御を利用している点
にある。 【００１５】即ち、図１に示される自動切換式定電流・
定電圧回路１０は、図示しないバッテリー充電器または
ポータブル電子機器の本体に内蔵されて商用電源ｅを交
流アダプタ１に通して得られた直流電源ＶINを入力とす
るバッテリーＢａｔ．充電の定電流回路としての機能と
機器本体（負荷Ｘ）を駆動する定電圧回路としての機能
とを兼ねる構成であり、前記直流電源ＶINをスイッチン
グするスイッチングトランジスタＴｒと、該スイッチン
グトランジスタＴｒの出力を平滑にするインダクタＬと
ダイオードＤとコンデンサＣからなるフィルタ回路３
と、前記フィルタ回路３を経た充電電流ｉ1をバッテリ
ーＢａｔ．に供給する電流路にシリーズに挿入された低
抵抗素子Ｒ１と、前記低抵抗素子Ｒ１の電圧降下Ｖｄを
増幅する増幅回路５と、機器本体駆動時の負荷Ｘとパラ
レルに挿入されて定電圧出力の検出電圧Ｖｘを取り出す
直列分割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９と、バッテリー接続のとき
は前記増幅回路５の出力Ｖｏに接続されたダイオードＤ
１の順方向電圧ＶD分降圧したバッテリー充電電流ｉ1の
検出電圧Ｖｙと基準電圧Ｖrefとを比較し、バッテリー
非接続のときは前記直列分割抵抗Ｒ８、Ｒ９間の検出電
圧Ｖｘと基準電圧Ｖrefとを比較して、その差によって
前記スイッチングトランジスタＴｒのゲートＧに入力す
るスイッチングパルス波Ｐのスイッチングデューティを
制御する電圧制御回路７と、を備える構成である。 【００１６】上記スイッチングトランジスタＴｒには、
従来の定電流回路２０で使用されるような大きなパワー
トランジスタＴｒ１やヒートシンクは不要であり、小型
の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が使用出来る。 【００１７】また、上記低抵抗素子Ｒ１は可及的に小さ
な抵抗値（１Ω以下）のものを使用するのが効率向上、
発熱防止の点で望ましく、例えば０．１Ωの抵抗素子を
用いる。ニッケル水素充電池で一般的なバッテリー充電
電流ｉ1＝５００ｍＡとする場合、低抵抗素子Ｒ１＝
０．１Ωで電圧降下Ｖd＝０．０５Ｖとなる。 【００１８】次に、上記増幅回路５はオペアンプ４と抵
抗Ｒ２〜Ｒ５、コンデンサＣ１、Ｃ２から構成され、抵
抗Ｒ３（＝１ＫΩ）と抵抗Ｒ４（＝２７ＫΩ）で決まる
ループ利得（約２７）でオペアンプ４の出力Ｖｏに接続
されたダイオードＤ１（順方向電圧ＶD＝０．３Ｖ〜
０．４Ｖ）を経た検出電圧Ｖｙ（Ｖｙ＝Ｖｏ−ＶD）は
バッテリーＢａｔ．が接続されている場合は、所望の充
電電流ｉ1＝５００ｍＡのときに電圧制御回路７内部の
基準電圧Ｖrefと等しい電圧（１Ｖ）となるように設定
されている。この場合のバッテリーＢａｔ．は換言すれ
ば重い負荷であり、５００ｍＡ以上流そうとするが、こ
のとき検出電圧Ｖｙは１Ｖ以上になってフィードバック
がかかる。この際、高インピーダンスの電圧制御用フィ
ードバック回路の直列分割抵抗Ｒ８、Ｒ９は無視出来る
ようになり、定電流制御が実現するのである。なお、こ
の定電流制御はスイッチング方式であるため、直流電源
ＶINの入力電圧がスイッチングデューティの制御範囲内
という条件で相当広く許容されるという利点があり、且
つ７５％以上の効率が得られることが本発明者の試作で
判った。 【００１９】一方、バッテリーＢａｔ．が接続されてい
ないとき（機器本体に装着されていない場合）、負荷Ｘ
として機器本体を駆動する際に流れる駆動電流ｉ2は、
負荷Ｘが軽く、５００ｍＡ未満となる（通常はｉ2＝数
十ｍＡ程度）ため、バッテリー充電の場合よりも電流値
が小さい（ｉ1＞ｉ2）。したがって、この場合は低抵抗
素子Ｒ１の電圧降下Ｖｄが小さいため、増幅回路５の出
力ＶｏはダイオードＤ１を介してその検出電圧Ｖｙが１
Ｖ未満となるため、制御に影響しないことになる（Ｖｏ
−ＶD＝Ｖｙ＜１Ｖ）。 【００２０】したがって、基準電圧Ｖrefと比較される
のは、電圧制御用フィードバック回路の直列分割抵抗Ｒ
８、Ｒ９間の検出電圧Ｖｘとなり、この検出電圧Ｖｘは
例えば、２．２Ｖの定電圧を供給する場合は、Ｒ８＝１
２０ｋΩ、Ｒ９＝１００ｋΩとして検出電圧Ｖｘ＝１Ｖ
＝基準電圧Ｖrefに設定される。 【００２１】次に、上記電圧制御回路７には、フィード
バック入力端子ＦＢに入力される検出電圧ＶｙまたはＶ
ｘと内部の基準電圧Ｖrefとの比較によって前記スイッ
チングトランジスタＴｒのゲートＧに接続したスイッチ
ング出力端子ＥＸＴのパルス波Ｐのデューティを制御
（ＰＷＭまたはＰＦＭ）するように構成された電圧制御
用ＩＣを流用することが出来る。この電圧制御用ＩＣに
は、例えば図３に示されるブロック回路のような、図５
の定電圧回路３０のＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ６
としても使用されている発振周波数３００ｋＨｚのトレ
ックス社製ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（型番ＸＣ
６３６５）が採用され得る。 【００２２】この電圧制御回路７では、定電流回路とし
てであれ定電圧回路としてであれ、スイッチングトラン
ジスタＴｒのゲートＧに加えるパルス波Ｐのスイッチン
グデューティをフィードバック入力端子ＦＢに与えられ
る検出電圧ＶｘまたはＶｙのフィードバック制御にて行
われるのである。 【００２３】なお、端子ＣＥは０．３５Ｖ〜０．４５Ｖ
をスレッショルド電圧とするハイアクティブのイネーブ
ル端子であり、本発明のバッテリー充電用定電流回路１
０では、何らかの原因で発振が停止した場合に入出力が
短絡するのを防止するために、直流電源ＶINに挿入した
抵抗Ｒ６（＝５６０ＫΩ）と抵抗Ｒ７（＝１００ＫΩ）
で分圧した電圧をＣＥ端子に与えることで、短絡によっ
てＶINが下がるとスイッチングトランジスタＴｒを開放
して正常な状態に戻すように構成されている。 【００２４】念のために付言すれば、上記低抵抗素子Ｒ
１は図１のようにフィルタ回路３とバッテリーＢａｔ．
間に挿入されていてもよいし、バッテリーＢａｔ．とグ
ランド間に挿入されていてもよい。また、図１の増幅回
路５の構成もコスト低減のために一部素子を省略しても
よいことは言うまでもない。 【００２５】 【発明の効果】本発明に係る自動切換式定電流・定電圧
回路は上記のように構成されているため、以下に記載す
るような優れた効果を有する。 （１）バッテリー充電のための定電流回路と機器本体を
駆動する定電圧回路を兼ねているので小型化、低コスト
化が実現する。 （２）定電流回路と定電圧回路の切換を供給電流の相違
によって自動的に行っているので、切換制御信号が不要
である。 （３）ＦＥＴ等の小型トランジスタによるスイッチング
方式の電流制御であるため、７５％以上の効率が得られ
て発熱の問題が解消され、小型化が容易である。 （４）スイッチング方式であるため、直流電源の入力電
圧がスイッチングデューティの制御範囲内という条件で
広く許容されるので、直流電源の適用範囲が広い。 【００２６】
ーヤ、コンパクトディスクプレーヤ、ＰＤＡ等のポータ
ブル電子機器若しくはバッテリー充電器に内蔵されてい
るバッテリー充電のための定電流回路と機器本体を駆動
する定電圧回路とを兼ねる自動切換式定電流・定電圧回
路に関する。 【０００２】 【従来の技術】コンパクトカセットプレーヤやミニディ
スクプレーヤまたはＰＤＡ（携帯端末）等のポータブル
電子機器におけるバッテリー（ニッケル水素充電池やニ
ッケルカドニウム充電池等）を充電するには、所定の値
の直流電流（ニッケル水素充電池では５００ｍＡ程度、
ニッケルカドニウム充電池では３００ｍＡ程度）をバッ
テリーに安定に供給する定電流回路が必要であり、一
方、機器本体を充電器にセットしたままバッテリーを機
器本体に入れない状態でもポータブル機器本体を商用電
源で駆動可能なように定電圧回路も必要となる。 【０００３】従来のポータブル電子機器は、バッテリー
充電用の定電流回路と機器本体を駆動する定電圧回路の
２つが別個に電源回路として用意されており、制御用マ
イクロコンピュータの切換制御信号にて両者の切換が行
われていた。 【０００４】上記バッテリー充電のための定電流（制
御）回路は種々あるが、原理的には、図３に示されるよ
うに、交流１００Ｖの商用電源ｅを交流（ＡＣ）アダプ
タ１（一般に電源トランスと整流・平滑回路からな
る。）に通して得られた直流電源（３Ｖ〜１０Ｖ程度）
を入力ＶINとして、出力にシリーズに挿入された電流検
出抵抗Ｒｓの電圧降下が基準電圧ＶRと同じになるよう
に負帰還をかけるという出力トランジスタＴｒ１のフィ
ードバック制御によって、ｉ＝Ｖref／Ｒｓの定電流が
充電電流として負荷であるバッテリーＢａｔ．に流れる
構成となっている。 【０００５】図４の定電流回路２０は上記図３の定電流
回路の原理を応用した簡単な定電流回路であり、基準電
圧ＶRとしてトランジスタＴｒ２のエミッタ−ベース間
電圧ＶEBを利用している。従来は上記定電流回路２０の
タイプがバッテリー充電用の定電流（制御）回路として
多く使用されている。 【０００６】また、定電圧回路も多様な回路があるが、
図５のようなスイッチングトランジスタＴｒ３の出力を
フィルタ回路３で平滑してなる出力電圧ＶoutをＤＣ−
ＤＣコンバータ制御用ＩＣ６でフィードバック制御する
定電圧回路が効率、小型化、安定性の点で優れており汎
用されている。 【０００７】即ち、前記出力電圧Ｖoutを負荷Ｘにパラ
レルに挿入された直列抵抗Ｒｍ、Ｒｎの抵抗比で分割し
た比較電圧Ｖｘを取り出し、ＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ
６のフィードバック端子ＦＢに入力して基準電圧Ｖref
と比較し、その差がゼロとなるようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータＩＣ６は所定発振周波数のパルス出力端子ＥＸＴの
スイッチングデューティを制御し、前記パルス出力端子
ＥＸＴに接続されたスイッチングトランジスタＴｒ３の
ゲートＧをスイッチングするのである。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のようなバッテリー充電用の定電流回路２０と機器本
体を負荷として駆動する定電圧回路３０の２つが別個に
電源回路として備えられている構成はコスト面で問題で
あり、また特に、定電流回路２０は大きなパワートラン
ジスタＴｒ１や発熱対策としてヒートシンクを適用しな
ければならず、占有スペースが大きくなってポータブル
電子機器の小型化には対応できなくなっている。さら
に、直流電源ＶINは適正電圧が定まっていて、レギュレ
ータをいれる等の安定化対策を要する場合も多いという
難点がある。 【０００９】本発明は上記従来のバッテリー充電の定電
流回路と機器本体を駆動する定電圧回路の組み合わせ構
成の問題点に鑑みてなされたものであり、発熱問題の解
消及び省スペース化、直流電源の適正電圧の拡大を目的
とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、バッテリー充電器またはポータブル電子
機器の本体に内蔵されて商用電源ｅを交流アダプタ１に
通して得られた直流電源ＶINを入力とする、バッテリー
充電の定電流回路としての機能と機器本体を駆動する定
電圧回路としての機能とを備える自動切換式定電流・定
電圧回路であって、前記直流電源ＶINをスイッチングす
るスイッチングトランジスタＴｒと、該スイッチングト
ランジスタＴｒの出力を平滑にするフィルタ回路３と、
前記フィルタ回路３を経た充電電流ｉ1をバッテリーＢ
ａｔ．に供給する電流路にシリーズに挿入された低抵抗
素子Ｒ１と、前記低抵抗素子Ｒ１の電圧降下Ｖｄを増幅
する増幅回路５と、機器本体駆動時の負荷Ｘとパラレル
に挿入されて定電圧出力の検出電圧Ｖｘを取り出す直列
分割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９と、バッテリー接続のときは前
記増幅回路５の出力Ｖｏに接続されたダイオードＤ１の
順方向電圧ＶD分降圧したバッテリー充電電流ｉ1の検出
電圧Ｖｙと基準電圧Ｖrefとを比較し、バッテリー非接
続のときは前記直列分割抵抗Ｒ８、Ｒ９間の検出電圧Ｖ
ｘと基準電圧Ｖrefとを比較して、その差によって前記
スイッチングトランジスタＴｒのゲートＧに入力するス
イッチングパルス波Ｐのスイッチングデューティを制御
する電圧制御回路７と、を備えることを特徴とする自動
切換式定電流・定電圧回路１０を提供する。 【００１１】なお、上記低抵抗素子Ｒ１は０．１Ω程度
の抵抗値であり、直列分割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９はともに
１００ｋΩ程度の抵抗値とする。また、バッテリー充電
電流ｉ1は数百ｍＡであり、機器本体駆動時の負荷Ｘに
定電圧を供給する際に流れる電流ｉ2は数十ｍＡ程度と
なっていてｉ1≫ｉ2の関係に有るので、この電流値の相
違によって、電圧制御回路７の基準電圧Ｖrefと比較す
る対象が検出電圧Ｖｙとなるか検出電圧Ｖｘとなるかが
決定される。 【００１２】 【発明の実施の形態】本発明に係る自動切換式定電流・
定電圧回路の実施の形態の例について図面を基に詳述す
る。 【００１３】図１は本発明に係る自動切換式定電流・定
電圧回路の回路図例である。図２は本実施の形態に使用
されるＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（電圧制御用Ｉ
Ｃ）のブロック図である。 【００１４】先ず、本発明のバッテリー充電のための定
電流回路と機器本体を駆動する定電圧回路を兼ねた自動
切換式定電流・定電圧回路の特徴を直截に云えば、負荷
の重さによって異なる供給電流値となることを利用して
自動的に、重い負荷であるバッテリー充電の場合には定
電流回路として、また、軽い負荷である機器本体を駆動
する場合は定電圧回路として働く兼用回路の構成と為し
たこと、及び、定電流回路としての電流制御を定電圧回
路のスイッチング方式による電圧制御を利用している点
にある。 【００１５】即ち、図１に示される自動切換式定電流・
定電圧回路１０は、図示しないバッテリー充電器または
ポータブル電子機器の本体に内蔵されて商用電源ｅを交
流アダプタ１に通して得られた直流電源ＶINを入力とす
るバッテリーＢａｔ．充電の定電流回路としての機能と
機器本体（負荷Ｘ）を駆動する定電圧回路としての機能
とを兼ねる構成であり、前記直流電源ＶINをスイッチン
グするスイッチングトランジスタＴｒと、該スイッチン
グトランジスタＴｒの出力を平滑にするインダクタＬと
ダイオードＤとコンデンサＣからなるフィルタ回路３
と、前記フィルタ回路３を経た充電電流ｉ1をバッテリ
ーＢａｔ．に供給する電流路にシリーズに挿入された低
抵抗素子Ｒ１と、前記低抵抗素子Ｒ１の電圧降下Ｖｄを
増幅する増幅回路５と、機器本体駆動時の負荷Ｘとパラ
レルに挿入されて定電圧出力の検出電圧Ｖｘを取り出す
直列分割抵抗素子Ｒ８、Ｒ９と、バッテリー接続のとき
は前記増幅回路５の出力Ｖｏに接続されたダイオードＤ
１の順方向電圧ＶD分降圧したバッテリー充電電流ｉ1の
検出電圧Ｖｙと基準電圧Ｖrefとを比較し、バッテリー
非接続のときは前記直列分割抵抗Ｒ８、Ｒ９間の検出電
圧Ｖｘと基準電圧Ｖrefとを比較して、その差によって
前記スイッチングトランジスタＴｒのゲートＧに入力す
るスイッチングパルス波Ｐのスイッチングデューティを
制御する電圧制御回路７と、を備える構成である。 【００１６】上記スイッチングトランジスタＴｒには、
従来の定電流回路２０で使用されるような大きなパワー
トランジスタＴｒ１やヒートシンクは不要であり、小型
の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が使用出来る。 【００１７】また、上記低抵抗素子Ｒ１は可及的に小さ
な抵抗値（１Ω以下）のものを使用するのが効率向上、
発熱防止の点で望ましく、例えば０．１Ωの抵抗素子を
用いる。ニッケル水素充電池で一般的なバッテリー充電
電流ｉ1＝５００ｍＡとする場合、低抵抗素子Ｒ１＝
０．１Ωで電圧降下Ｖd＝０．０５Ｖとなる。 【００１８】次に、上記増幅回路５はオペアンプ４と抵
抗Ｒ２〜Ｒ５、コンデンサＣ１、Ｃ２から構成され、抵
抗Ｒ３（＝１ＫΩ）と抵抗Ｒ４（＝２７ＫΩ）で決まる
ループ利得（約２７）でオペアンプ４の出力Ｖｏに接続
されたダイオードＤ１（順方向電圧ＶD＝０．３Ｖ〜
０．４Ｖ）を経た検出電圧Ｖｙ（Ｖｙ＝Ｖｏ−ＶD）は
バッテリーＢａｔ．が接続されている場合は、所望の充
電電流ｉ1＝５００ｍＡのときに電圧制御回路７内部の
基準電圧Ｖrefと等しい電圧（１Ｖ）となるように設定
されている。この場合のバッテリーＢａｔ．は換言すれ
ば重い負荷であり、５００ｍＡ以上流そうとするが、こ
のとき検出電圧Ｖｙは１Ｖ以上になってフィードバック
がかかる。この際、高インピーダンスの電圧制御用フィ
ードバック回路の直列分割抵抗Ｒ８、Ｒ９は無視出来る
ようになり、定電流制御が実現するのである。なお、こ
の定電流制御はスイッチング方式であるため、直流電源
ＶINの入力電圧がスイッチングデューティの制御範囲内
という条件で相当広く許容されるという利点があり、且
つ７５％以上の効率が得られることが本発明者の試作で
判った。 【００１９】一方、バッテリーＢａｔ．が接続されてい
ないとき（機器本体に装着されていない場合）、負荷Ｘ
として機器本体を駆動する際に流れる駆動電流ｉ2は、
負荷Ｘが軽く、５００ｍＡ未満となる（通常はｉ2＝数
十ｍＡ程度）ため、バッテリー充電の場合よりも電流値
が小さい（ｉ1＞ｉ2）。したがって、この場合は低抵抗
素子Ｒ１の電圧降下Ｖｄが小さいため、増幅回路５の出
力ＶｏはダイオードＤ１を介してその検出電圧Ｖｙが１
Ｖ未満となるため、制御に影響しないことになる（Ｖｏ
−ＶD＝Ｖｙ＜１Ｖ）。 【００２０】したがって、基準電圧Ｖrefと比較される
のは、電圧制御用フィードバック回路の直列分割抵抗Ｒ
８、Ｒ９間の検出電圧Ｖｘとなり、この検出電圧Ｖｘは
例えば、２．２Ｖの定電圧を供給する場合は、Ｒ８＝１
２０ｋΩ、Ｒ９＝１００ｋΩとして検出電圧Ｖｘ＝１Ｖ
＝基準電圧Ｖrefに設定される。 【００２１】次に、上記電圧制御回路７には、フィード
バック入力端子ＦＢに入力される検出電圧ＶｙまたはＶ
ｘと内部の基準電圧Ｖrefとの比較によって前記スイッ
チングトランジスタＴｒのゲートＧに接続したスイッチ
ング出力端子ＥＸＴのパルス波Ｐのデューティを制御
（ＰＷＭまたはＰＦＭ）するように構成された電圧制御
用ＩＣを流用することが出来る。この電圧制御用ＩＣに
は、例えば図３に示されるブロック回路のような、図５
の定電圧回路３０のＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ６
としても使用されている発振周波数３００ｋＨｚのトレ
ックス社製ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（型番ＸＣ
６３６５）が採用され得る。 【００２２】この電圧制御回路７では、定電流回路とし
てであれ定電圧回路としてであれ、スイッチングトラン
ジスタＴｒのゲートＧに加えるパルス波Ｐのスイッチン
グデューティをフィードバック入力端子ＦＢに与えられ
る検出電圧ＶｘまたはＶｙのフィードバック制御にて行
われるのである。 【００２３】なお、端子ＣＥは０．３５Ｖ〜０．４５Ｖ
をスレッショルド電圧とするハイアクティブのイネーブ
ル端子であり、本発明のバッテリー充電用定電流回路１
０では、何らかの原因で発振が停止した場合に入出力が
短絡するのを防止するために、直流電源ＶINに挿入した
抵抗Ｒ６（＝５６０ＫΩ）と抵抗Ｒ７（＝１００ＫΩ）
で分圧した電圧をＣＥ端子に与えることで、短絡によっ
てＶINが下がるとスイッチングトランジスタＴｒを開放
して正常な状態に戻すように構成されている。 【００２４】念のために付言すれば、上記低抵抗素子Ｒ
１は図１のようにフィルタ回路３とバッテリーＢａｔ．
間に挿入されていてもよいし、バッテリーＢａｔ．とグ
ランド間に挿入されていてもよい。また、図１の増幅回
路５の構成もコスト低減のために一部素子を省略しても
よいことは言うまでもない。 【００２５】 【発明の効果】本発明に係る自動切換式定電流・定電圧
回路は上記のように構成されているため、以下に記載す
るような優れた効果を有する。 （１）バッテリー充電のための定電流回路と機器本体を
駆動する定電圧回路を兼ねているので小型化、低コスト
化が実現する。 （２）定電流回路と定電圧回路の切換を供給電流の相違
によって自動的に行っているので、切換制御信号が不要
である。 （３）ＦＥＴ等の小型トランジスタによるスイッチング
方式の電流制御であるため、７５％以上の効率が得られ
て発熱の問題が解消され、小型化が容易である。 （４）スイッチング方式であるため、直流電源の入力電
圧がスイッチングデューティの制御範囲内という条件で
広く許容されるので、直流電源の適用範囲が広い。 【００２６】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る自動切換式定電流・定電圧回路の
回路図例である。 【図２】本発明のバッテリー充電用定電流回路に使用し
たＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（電圧制御用ＩＣ）
のブロック図である。 【図３】従来の定電流回路の原理的構成回路図である。 【図４】従来のバッテリー充電用として用いられている
簡単な定電流回路例である。 【図５】従来のスイッチング方式の定電圧回路例であ
る。 【符号の説明】 １ 交流アダプタ ３ フィルタ回路 ４ オペアンプ ５ 増幅回路 ６ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ ７ 電圧制御回路 １０ 自動切換式定電流・定電圧回路 ２０ 定電流回路 ３０ 定電圧回路 Ｄ、Ｄ１ ダイオード ｅ 商用電源 Ｐ パルス波 Ｔｒ スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ） Ｔｒ１、Ｔｒ２ トランジスタ Ｒ２〜Ｒ７ 抵抗 Ｒ８、Ｒ９ 直列分割抵抗素子 Ｒ１ 低抵抗素子 ＶIN 直流電源 ｉ1 充電電流 ｉ2 駆動電流 Ｂａｔ．バッテリー Ｖd 電圧降下 ＶD ダイオード順方向電圧 Ｖｏ 出力電圧 Ｖref 基準電圧 Ｖｘ 定電圧回路時の検出電圧 Ｖｙ 定電流回路時の検出電圧 Ｘ （機器本体の駆動時の）負荷
回路図例である。 【図２】本発明のバッテリー充電用定電流回路に使用し
たＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（電圧制御用ＩＣ）
のブロック図である。 【図３】従来の定電流回路の原理的構成回路図である。 【図４】従来のバッテリー充電用として用いられている
簡単な定電流回路例である。 【図５】従来のスイッチング方式の定電圧回路例であ
る。 【符号の説明】 １ 交流アダプタ ３ フィルタ回路 ４ オペアンプ ５ 増幅回路 ６ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ ７ 電圧制御回路 １０ 自動切換式定電流・定電圧回路 ２０ 定電流回路 ３０ 定電圧回路 Ｄ、Ｄ１ ダイオード ｅ 商用電源 Ｐ パルス波 Ｔｒ スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ） Ｔｒ１、Ｔｒ２ トランジスタ Ｒ２〜Ｒ７ 抵抗 Ｒ８、Ｒ９ 直列分割抵抗素子 Ｒ１ 低抵抗素子 ＶIN 直流電源 ｉ1 充電電流 ｉ2 駆動電流 Ｂａｔ．バッテリー Ｖd 電圧降下 ＶD ダイオード順方向電圧 Ｖｏ 出力電圧 Ｖref 基準電圧 Ｖｘ 定電圧回路時の検出電圧 Ｖｙ 定電流回路時の検出電圧 Ｘ （機器本体の駆動時の）負荷
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 バッテリー充電器またはポータブル電子
機器の本体に内蔵されて商用電源を交流アダプタに通し
て得られた直流電源を入力とする、バッテリー充電の定
電流回路としての機能と機器本体を駆動する定電圧回路
としての機能とを備える自動切換式定電流・定電圧回路
であって、前記直流電源をスイッチングするスイッチン
グトランジスタと、該スイッチングトランジスタの出力
を平滑にするフィルタ回路と、前記フィルタ回路を経た
充電電流をバッテリーに供給する電流路にシリーズに挿
入された低抵抗素子と、前記低抵抗素子の電圧降下を増
幅する増幅回路と、機器本体駆動時の負荷とパラレルに
挿入されて定電圧出力の検出電圧を取り出す直列分割抵
抗素子と、バッテリー接続のときは前記増幅回路の出力
に接続されたダイオードの順方向電圧分降圧したバッテ
リー充電電流の検出電圧と基準電圧とを比較し、バッテ
リー非接続のときは前記直列分割抵抗間の検出電圧と基
準電圧とを比較して、その差によって前記スイッチング
トランジスタのゲートに入力するスイッチングパルス波
のスイッチングデューティを制御する電圧制御回路と、
を備えることを特徴とする自動切換式定電流・定電圧回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001263704A JP2003079139A (ja) | 2001-08-31 | 2001-08-31 | 自動切換式定電流・定電圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001263704A JP2003079139A (ja) | 2001-08-31 | 2001-08-31 | 自動切換式定電流・定電圧回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003079139A true JP2003079139A (ja) | 2003-03-14 |
Family
ID=19090417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001263704A Pending JP2003079139A (ja) | 2001-08-31 | 2001-08-31 | 自動切換式定電流・定電圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003079139A (ja) |
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2001
- 2001-08-31 JP JP2001263704A patent/JP2003079139A/ja active Pending
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