JP5924412B2 - 電源回路、電子処理装置、および電力供給方法 - Google Patents

Description

本発明は、電源回路、電源回路を使用する電子処理装置、および電力供給方法に関する。

ノート型パーソナルコンピュータ（以下、「ＰＣ」と呼ぶ）他の情報処理装置の電源として、ＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ：交流）アダプタ電源から直流出力を得、情報処理装置に電源を供給する電源回路が用いられている。

今日のＰＣで使われる一般のＡＣアダプタは定電圧電源回路の体裁を成し、ＡＣ入力の変動に対してその出力は一定に保たれていた。一方、機器の小型化が進み、ＡＣアダプタにも小型化が求められるようになって来た。またその出力電力も、情報処理装置の性能、機能の改善と相まって、省エネの努力を傾けつつも、大容量の出力要求もある。このような状況から今日では、ＡＣアダプタは、熱設計に対してより困難が伴うようになってきている。

従来のＡＣアダプタは、最悪の環境条件であってもそうで無くとも、規定の一定の出力電力が要求される。そして設計上の困難は、最悪の環境条件下で出力可能な最大限の電力を定格電力とし、いかにそれを引き出すか、にあった。

ところで、我国では東北大震災と言う未曾有の天災を被り、地震、津波以外に、原子力発電所の破壊にも見舞われ、放射能の放出、指定区域からの避難と言う、二次災害的な被害までも被り、原子力発電所の破壊に伴って電力の供給力も制限されるに至った。

これらの経験によって得た苦い教訓は、電力供給量は無尽蔵では無く、需要のあるまま手段を選ばず、抵コストな電力供給を増強し続けることは最早困難と言うことである。そして、電気機器を提供する業界としても、あるなりの電力を有効に生かして稼動しなければならないという、環境対応に柔軟な装置を提供しなければならないことである。

このような要請に対して従来、電源の出力を制御する電源制御回路において、入力温度情報に基づいて最大定格出力を可変設定する設定部を備えるように構成した技術が知られている（例えば特許文献１に記載の技術）。

しかし、従来は、電源装置における環境条件からくる制限を電力の受給機器側に通知することはできず、電源装置と受給機器とで環境条件に応じた協調動作を行うことはできないという問題点を有していた。

特開２００１−７５６５９号公報

そこで、本発明の１つの側面では、電源回路における環境条件からくる電力の供給能力の制限を電力の受給機器側に通知して、電源回路と受給機器とできめ細かな協調動作を行うことを可能とすることを目的とする。

態様の一例の電源回路では、設置環境を検出する環境検出回路と、環境検出回路の検出情報に応答して、出力電圧を変動制御させることにより電力供給能力を通知する定電圧制御回路とを備える。

本発明によれば、電源装置における環境条件からくる電力の供給能力の制限を電力の受給機器側に通知して、電源装置と受給機器とできめ環境条件に応じた協調動作を行うことが可能となる。

電源回路の第１の実施形態の構成図である。 第１の実施形態の動作特性図である。 定電圧制御回路の詳細回路構成図である。 実施形態としてのＰＣの電源＆充電回路の詳細回路構成図である。 電流検出回路の詳細回路構成図である。 充電回路の詳細回路構成図である。 キーボードコントローラおよびその周辺の回路ブロック構成図である。 キーボードコントローラの実施形態に係る制御動作例を示すフローチャートである。 Ｖ／Ｉテーブルのデータ構成例を示す図である。 電源回路の第２の実施形態の構成図である。 第２の実施形態の動作特性図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、電源回路の第１の実施形態の構成図である。この第１の実施形態は、設置環境として電源回路の温度を検出し、その検出情報に応答して出力電圧を変動制御させることにより、電力供給能力を電力の需給側に通知するＡＣアダプタである。

図１のＡＣアダプタは、ＡＣ１００Ｖの入力１０１を受け、１９Ｖ（ボルト）までの二次側直流出力１１２を出力する。

ダイオード１０２、キャパシタ１０３は、一次側整流平滑回路を構成する。フライバックトランス（以下単に「トランス」と略称する）１０９は、一次側の電圧を１９Ｖの二次側直流出力１１２に変換する。ＮチャネルＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ）１０８は、ダイオード１０２とキャパシタ１０３によって得られた直流電圧をオンまたはオフし、交流化してフライバックトランス１０９に与えるためのスイッチング素子である。フライバックトランス１０９は、ＮチャネルＦＥＴ１０８からパルスを入力し、相互誘導によって正負出力電圧を生成する。出力電圧は、入力電圧、フライバックトランス１０９の巻き数比、ＮチャネルＦＥＴ１０８のオン／オフのデューティ比によって決定される。

定電圧制御回路１０４は、二次側直流出力１１２のフィードバック電圧を受けて、ＮチャネルＦＥＴ１０８にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）パルスを出力し、二次側直流出力１１２の電圧を制御する機能を有する。定電圧制御回路１０４のｖ端子は比較電圧出力であり、それに内蔵する電圧比較回路の基準電圧を入力する＋端子電圧を得るための出力電圧である。

ダイオード１１０、キャパシタ１１１は二次側整流平滑回路を構成する。これは、フライバックトランス１０９の出力電圧を整流して１９Ｖ（通常）の二次側直流出力１１２を得る回路である。

１０５は分圧用抵抗、１０６は温度によって抵抗値の変化するサーミスタで、それらは定電圧制御回路１０４の基準出力電圧の分圧回路を構成している。分圧用抵抗１０５の一端は定電圧制御回路１０４の所定の基準電圧ｖの出力端子に接続され、分圧用抵抗１０５の他端と抵抗１０６の一端が接続され、抵抗１０６の他端は接地されている。１０７はツェナーダイオードで、抵抗１０６に並列に接続され、一端は接地され他端は分圧用抵抗１０５と抵抗１０６の接続点に接続されている。このツェナーダイオード１０７は、分圧用抵抗１０５、サーミスタ１０６から成る分圧回路の電圧をクランプするための素子である。サーミスタ１０６とツェナーダイオード１０７からなる回路部分は、温度監視回路１１３を構成し、分圧用抵抗１０５と合わせて環境検出回路を構成することができる。温度監視回路１１３と分圧用抵抗１０５の接続点は、定電圧制御回路１０４内の図１には特には図示しない比較回路の＋入力に接続され、制御された基準電圧を供給する。サーミスタ１０６の温度特性は負の温度特性を示し、温度が上昇すると抵抗値が減少するものとする。これらの特性から、温度が所定の温度境界以下を保つと、ツェナーダイオード１０７の電圧でクランプされた一定の電圧を、制御された基準電圧として、分圧用抵抗１０５と温度監視回路１１３の接続する部分から定電圧制御回路１０４内の比較回路の＋入力に与える。また、温度が所定の温度境界以上に上昇すると、分圧用抵抗１０５とサーミスタ１０６の分圧電圧がツェナーダイオード１０７のツェナー電圧を下回り、制御された基準電圧として定電圧制御回路１０４内の比較回路の＋入力に与えられる。この制御された基準電圧は、温度上昇に応じて抵抗値が低下するサーミスタ１０６に対応して、降下する。

一方、二次側直流出力１１２は、定電圧制御回路１０４内の図１には特には図示しない比較回路の−入力に接続され、比較回路において負帰還制御される。

図２は、第１の実施形態の動作特性図である。定電圧制御回路１０４内の上記比較回路における＋入力と−入力との間の負帰還制御の結果、図１の電源回路は、＋入力へ入力する比較電圧の温度変化に相似の電圧を、二次側直流出力１１２として出力する。例えば、電源回路の環境温度が摂氏−５℃から２０℃の間にあるときは、図１の分圧用抵抗１０５、サーミスタ１０６からなる分圧回路の出力する電圧は、ツェナーダイオード１０７の電圧でクランプされた一定の電圧を保つ。よって、この一定電圧と−入力への電源回路の二次側直流出力１１２との間の負帰還制御によって、図１の電源回路の二次側直流出力１１２は、１９Ｖの一定電圧を保持する。電源回路の環境温度が摂氏２０℃を超えると、図１のサーミスタ１０６の抵抗値の変化によって上記分圧電圧がツェナーダイオード１０７のツェナー電圧を下回り、上記分圧回路の出力電圧は降下する。よって、この電圧と−入力への上記二次側直流出力１１２との間の負帰還制御によって、図１の電源回路の二次側直流出力１１２は、温度上昇に従って、１９Ｖから直線的に低下する電圧となる。本実施形態では、このような可変の二次側直流出力１１２が、電力供給能力通知として、電力の受給装置側に通知される。これにより、受給装置側では、例えば図２に示される電源回路の温度に応じたＡ、Ｂ、Ｃというような各領域毎に、例えば電流値を制御して、電力消費を制御することが可能となる。

電源回路の設計においては温度の環境条件は極めて重要であり、それによって使われる部品、筺体構造が決定される。電子部品には定格温度があり、大きな電力を扱う電源回路では電子部品の損失も大きく、自己発熱を伴う。この自己発熱による発熱と外部環境温度によって電子部品の温度が決まり、外部環境温度が低ければその分損失電力が増やせ、大きな電力の出力が可能になる。従来技術では、外部環境温度がどうあれ、それによって出力電力を制限することは行われなかった。本実施形態による電力供給方式では、温度環境に応分して、高温度では低出力、低温度では高出力の電力の出力通知を可能とし、それら電力の違いに見合った、電力の受給側機器の動作を実現することが可能となる。

図３は、図１の定電圧電源制御回路１０４の詳細回路構成図である。図３は、定電圧電源制御回路１０４を、汎用のＰＷＭコントローラチップ３０１を用いて構成した例を示している。

フォトカップラ３０５は、ＡＣ１００Ｖでフロートした一時側に、図１の二次側直流出力１１２のフィードバックをアイソレートして伝達する、ＮＰＮ型のフォトカップラ素子である。

比較器３０８は、Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ入力電圧３１４と図１の電源回路（ＡＣアダプタ）の二次側直流出力１１２の出力電圧を比較する比較回路である。ツェナーダイオード３１１は、図１の定電圧制御回路１０４のｖ端子出力に対応する基準電圧ｖの定電圧を生成する。

ＰＮＰトランジスタ３１３は、電源投入時、ツェナーダイオード３１１の電圧が落ち着くまでは常に、比較器３０８のＲｅｆｅｒｅｎｃｅ入力電圧３１４がＦｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧３１５より低くなり出力電圧が安定ポイントまで上昇し続けるよう動作する。すなわち、一時的に基準電圧ｖの出力をマスクする。

抵抗３０２、３０３は、図１のＡＣ１００Ｖの入力１０１をダイオード１０２、キャパシタ１０３の一次側整流平滑回路で整流したＶｐ、Ｖｎ端子への電圧を、ＰＷＭコントローラチップ３０１のＶＣＣ端子電圧（例えばＤＣ１２Ｖ）とするための分圧回路である。キャパシタ３０４は、上記分圧回路の分圧電圧の平滑用コンデンサである。抵抗３０６は、フォトカップラ３０５を構成する出力トランジスタの電流を電圧化する。抵抗３０７は、フォトカップラ３０５を構成するダイオードへの電流を制限するための制限抵抗である。抵抗３０９、３１０は、Ｆｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧３１５を基準電圧ｖの電圧近辺とするための分圧回路である。抵抗３１２は、ツェナーダイオード３１１の定電圧を維持するためのバイアス電流を供給する。

上記構成において、ＰＷＭコントローラチップ３０１は、汎用の固定周波数（例えば１５０ＫＨｚ）のＰＷＭコントローラである。このチップは、フォトカップラ３０５からＶｒｅｆ端子への入力電圧が低下する方向になると、広いパルス幅のデューティ比になる方向になるＰＷＭ波形信号３１６を、図１のＮチャネルＦＥＴ１０８に出力する。逆に、Ｖｒｅｆ端子への入力電圧が上昇する方向になると、狭いパルス幅のデューティ比になる方向になるＰＷＭ波形信号３１６を、ＮチャネルＦＥＴ１０８に出力する。この結果、図１の電源回路の二次側直流出力１１２は、Ｖｒｅｆ端子への入力電圧が、低下する方向になると高電圧傾向、逆に、上昇する方向になると低電圧傾向となる。

汎用構成の使用では、Ｖｒｅｆ端子は基準電圧入力、ＦＢ端子はフィードバック入力となり、ＦＢ端子の入力電圧はＶｒｅｆ端子の入力電圧とコンパレータによって比較され、ＣＯＭＰ端子にその結果が出力される。本実施例では、単純にゲイン＝１の、ＦＢ端子とＣＯＭＰ端子をショートさせたボルテージフォロワ接続として、Ｖｒｅｆ端子（＋入力）にフォトカップラ３０５の出力を接続する。

フォトカップラ３０５の出力（抵抗３０６の電圧）は、Ｆｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧３１５（＋入力）の入力を受けた比較器３０８によって決定される。Ｆｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧３１５は二次側直流出力電圧１１２に対応する。そして、Ｆｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧３１５が高くなると、フォトカップラ３０５の出力電圧は高くなる。逆に、Ｆｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧３１５が低くなると、フォトカップラ３０５の出力電圧は低くなる。
そしてこの動作は、比較器３０８のＲｅｆｅｒｅｎｃｅ入力電圧３１４の近辺で起こる。このため、ＰＷＭコントローラチップ３０１のＶｒｅｆ端子への入力電圧を反転した負帰還の効果によって、比較器３０８の＋端子、−端子の電圧が等しくなる（イマジナリーショートの）状態に調整されることになる。この結果、比較器３０８の出力電圧は、Ｖｒｅｆ端子の入力電圧になる。従って、比較器３０８の出力電圧は、
（抵抗３０９の値）／（抵抗３１０の値）×Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ入力電圧３１４
関係式で決まる電圧が得られる。

図４は、第１の実施形態である図１の電源回路（ＡＣアダプタ）からの電力の供給を受ける実施形態としてのモバイルパーソナルコンピュータ（以下「ＰＣ」と呼ぶ）の電源＆充電回路の詳細回路構成図である。

図４の実施形態は、ＡＣアダプタからの出力電圧による電力供給能力の通知を受けたＰＣが、充電電流量を変化させることで、電力供給量に対応して電力消費を制御する例を示す。

図４において、ＣＰＵ４０７は中央演算処理装置、ＰＣＨ４０８はチップセットの一般にサウスブリッジ回路と呼ばれるもので、ＣＰＵ４０７と、ハードディスクなどの各種周辺機器とのインタフェースを担う回路である。キーボードコントローラ（以下、「ＫＢＣ」と呼ぶ）４０６は、それに接続されたキーボード（ＫＢ）４０９の入力の他、システム全体に絡む様々な機能を担うマイコンを含むチップである。

この実施形態に示すＫＢＣ４０６には、電源の制御機能（電源電圧検出回路、消費電流量検出回路、および定電流制御回路としての機能）がある。ＫＢＣ４０６は、ＡＣアダプタが接続されているどうかおよびＡＣアダプタの電力供給能力を、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ：直流）入力４０５の入力電圧Ｖとして監視する。ＫＢＣ４０６は、ＡＣアダプタが接続されていたら、消費電流ｉに対応する電流検出電圧Ｉを監視して、消費電流ｉがＡＣアダプタから通知されている電力供給能力に収まるよう、充電量制御電圧Ｃを制御する。言い換えれば、ＫＢＣ４０６は、差動充電の充電手法に基づいて動作する。

図４において、充電制御回路４０１は、電流検出回路４０２（Ａ）と充電回路４０３（ＣＧ）を備える。電流検出回路４０２（消費電流量検出回路の一部に対応する）は、消費電流ｉに対応する電流検出電圧Ｉを出力する。充電回路４０３は、ＫＢＣ４０６からの充電量制御電圧Ｃの指示を受けて、二次電池４０４に対する充電定電流を調整する。ＫＢＣ４０６および充電回路４０３は、定電流制御回路を構成することができる。

図５は、図４の電流検出回路４０２の詳細回路構成図である。
オペアンプ５０３は電圧アンプを構成し、オペアンプ５０６はレベルシフト回路を構成する。電圧センス抵抗５０１は、電源ライン５１０の電流を検出する。

電源ライン５１０に消費電流ｉが流れると、電圧センス抵抗５０１の両端には電圧ｖが発生する。オペアンプ５０３を中心とする電圧アンプは、この電圧ｖを検出可能とする、ｎ＝（抵抗５０４の値）／（抵抗５０２の値） 倍の検出電圧レベルまで電圧ｖを増幅する。

この検出電圧は、電源ライン５１０の電源電圧のオフセットが掛かっている。オペアンプ５０６を中心としたレベルシフト回路は、ｖ×ｎ倍の電圧を、それに応分の対グランド電圧にレベルシフトするための回路である。オペアンプ５０６もオペアンプ５０３と同様の電圧センス抵抗５０１の一端の電圧ｖを基準として動作している。この場合、抵抗５０５を通してオペアンプ５０６に与えられるオペアンプ５０３の出力電圧は、オペアンプ５０６の出力のＰＮＰトランジスタ５０７を通したフィードバックによってイマジナリーショートされる。この結果、抵抗５０５に流れる電流とＰＮＰトランジスタ５０７のエミッタに流れる電流が等しくなるように、自動調整される。ＰＮＰトランジスタ５０７のエミッタ電流は、それのコレクタを通してほぼそのまま抵抗５０８を流れ、抵抗５０８に接続される出力端子５０９に、消費電流ｉに応分の電流検出電圧Ｉを発生する。この電流検出電圧Ｉは、抵抗５０８の一端がグランドに接続されているため、電源ライン５１０の対グランド電源電圧の成分が除去される。この結果、消費電流ｉが０Ａなら電流検出電圧Ｉ＝０Ｖとなり、電流検出電圧Ｉは消費電流ｉに応分の電圧となる。

図５の実施例の動作をより具体的に説明する。
抵抗５０１の抵抗値をＲとし、その右端の節点電圧（アースからの電位）をν_{+ 、}左端の節点電圧をν_- とすると、Ｒにかかる枝電圧νは、

となる。

オペアンプ５０３が理想的である、すなわち入力インピーダンスが無限大（∞）で開放利得Ａが∞であるとすれば、−端子と＋端子の電圧は等しく、＋端子と−端子に入る電流は０となる。抵抗Ｒ₅₀₂ の電流Ｉ₅₀₂ は、

となり、抵抗Ｒ₅₀₄ の電流Ｉ₅₀₄ は、

となり（ただし、ν₅₀₃ はオペアンプ５０３の出力電圧）、

となる。この結果、

となる。ゆえに、ν₅₀₃ は、

として決定される。

また、オペアンプ５０６も理想的であるとすれば、＋端子と−端子の電圧は等しく、抵抗Ｒ₅₀₅ に流れる電流、すなわちＰＮＰトランジスタ５０７のエミッタ電流Ｉ_e は、流れれば、

となる。ここで、Ｉ_e が流れるための解析を行うことにする。先ず、オペアンプ５０６を非理想的であるとして、開放利得をＡとすると、ν₅₀₆ は、

となる。ここで、ν_- ′は−端子の電圧とする。さらに、

が成立する。ここで、ν₊ ′は＋端子の電圧、ν_EBはＰＮＰトランジスタ５０７のエミッタ−ベース間電圧で約０．７ボルトである。

従って、

となる。オペアンプ５０６が理想的であるとすればＡ＝∞（無限大）であるから、

となり、

となる。

すなわち、オペアンプ５０６が理想的であれば、ＰＮＰトランジスタ５０７のベース端子の電圧は電圧ν₊ よりエミッタ−ベース間電圧Ｖ_EBだけシフトした電圧となり、エミッタ電流Ｉ_e は、

になるように制御される。ＰＮＰトランジスタ５０７のコレクタ電流Ｉ_c はα（約０．９９）倍されるので、

となる。

従って、出力端子５０９の電位Ｖ₅₀₉ は、

となる。（２）式に（１）式を代入すると、

となる。

よって、電流検出電圧Ｉは、

として求まる。

図４の実施形態では、ＫＢＣ４０６は、ＤＣ入力４０５の入力電圧Ｖによって電源電圧を監視し、その入力電圧Ｖに依存して決定される消費電流ｉ（電流検出電圧Ｉ）が消費可能電力に合致するよう、充電量制御電圧Ｃを充電回路４０３に指示することによって制御する。

図６は、図４の充電回路４０３の詳細回路構成図である。
この回路は、図４のＫＢＣ４０６から入力端子６０１に充電量制御電圧Ｃの入力電圧による指示を受けて、二次電池４０４（図４）に充電を行う定電流回路となっている。

シリコンダイオード６０２は、ＮＰＮトランジスタ６０３のＶｂｅ（ベース−エミッタ間電圧）のオフセットを相殺する。抵抗６０５は、シリコンダイオード６０２をオン状態に保つためのバイアス抵抗である。ＮＰＮトランジスタ６０３と抵抗６０４は、エミッタフォロワ回路を構成する。これにより、ＮＰＮトランジスタ６０３のエミッタ電圧は充電量制御電圧Ｃとほぼ同じ電圧になるように自動調整され、抵抗６０４には制御電流ｉｐが流れる。この制御電流ｉｐは、そのままＮＰＮトランジスタ６０３のコレクタを通して流れ、抵抗６０６に電圧を発生する。

ＰＮＰトランジスタ６０７と抵抗６０８もエミッタフォロワ回路である。これにより、ＰＮＰトランジスタ６０７のエミッタの電圧は抵抗６０６の電圧とほぼ等しくなるように自動調整される。その結果、抵抗６０８には電流ｉＣが流れ、この電流ｉＣがＰＮＰトランジスタ６０７のコレクタを通して、二次電池４０４（図４）に充電出力電流として供給される。

電流ｉＣは、二次電池４０４（図４）の等価インピーダンスとは無関係に、抵抗６０６の電圧と抵抗６０８によって決まるため、定電流源として働く。そして、抵抗６０６の電圧は充電量制御電圧Ｃの入力電圧と抵抗６０４によって定まる制御電流ｉｐによって決まる。つまり、図６の回路は、ＫＢＣ４０６から与えられる充電量制御電圧Ｃと抵抗６０４によって充電出力電流ｉＣが決まる、定電流充電回路として働く。

前述したように、充電量制御電圧Ｃは、消費電流ｉが電源電圧Ｖに応じた値となるように、制御されている。結果的に、二次電池４０４（図４）に流れる充電出力電流ｉＣは、図４の電源回路から通知される電源電圧Ｖに応じた値となるように制御され、電力消費が制御される。

図７は、図４のＰＣの実施形態の構成で、上述のように、図１のＡＣアダプタ回路から供給される電源電圧Ｖに対応する消費電流ｉを検出しそれを定格電流に収める機能を備える、ＫＢＣ４０６およびその周辺の回路のブロック構成図である。なお、図７の構成は、ＫＢＣ４０６の実施形態の一例であって、特定の実施方法には限定されない。

ＣＰＵ７０５は、ＫＢＣ４０６に内蔵される中央演算処理装置、ＲＯＭ７０２は後述する図８のフローチャートで示される制御動作を実行する制御プログラムを記憶する読出し専用メモリ、ＲＡＭ７０３はワークメモリである。また、Ｉ／Ｏポート７０４は、Ｉ／Ｏピンと内部バスをインタフェースするレジスタ群である。Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器７０５は、図４のＤＣ入力４０５における電源電圧Ｖまたは、図４の電流検出回路４０２が検出する電流検出電圧Ｉのアナログ値を入力し、それぞれディジタル値に変換する。Ｄ／Ａ（ディジタル−アナログ）変換器７０６は、充電量制御電圧Ｃのディジタル値をアナログ値に変換して、図４の充電回路４０３に供給する。スイッチ７０７は、電源電圧Ｖの入力または電流検出電圧Ｉの入力を切り替えるためのアナログスイッチである。このスイッチ７０７は、Ｉ／Ｏポート７０４に接続された出力ピンからの指示を受けて、電源電圧Ｖまたは電流検出電圧Ｉのいずれかの入力を選択して、Ａ／Ｄ変換器７０５の入力ピンに与える。電源電圧Ｖおよび電流検出電圧Ｉの入力値は、ＣＰＵ７０１が実行する後述する図８のフローチャートで示される制御動作を実行する制御プログラムによって評価される。この結果決定された充電量制御電圧値はＤ／Ａ変換器７０６に出力指示され、Ｄ／Ａ変換器７０６から充電量制御電圧Ｃが出力される。

図８は、図４のＫＢＣ４０６内の図７のＣＰＵ７０１がＲＯＭ７０２から読み出して実行する制御プログラムの制御動作を示すフローチャートである。このフローチャートは、図２に示される図１のＡＣアダプタが出力する電源電圧Ｖの変化によって出力可能電力が通知されたときにＰＣ側で実行される制御動作を示している。また、図９は、ＣＰＵ７０１がその制御プログラムを実行するときに参照する、ＲＯＭ７０２に記憶されるＶ／Ｉテーブル（電圧／電流テーブルを構成できる）のデータ構成例を示す図である。このＶ／Ｉテーブルは、電源電圧Ｖと消費電流量ｉとの対応関係および充電の可否を記憶する。

ＰＣでは、図４のＤＣ入力４０５に入力される電源電圧Ｖに応じて、充電の可否を示す電力消費の領域が、図２に示されるように、充電可能領域Ａ、稼動のみ領域（充電不可）Ｂ、使用不可能な領域Ｃのいずれかに設定される。

図８のフローチャートの制御動作は、一定時間間隔で繰り返し実行される。
まず、図４のＫＢＣ４０６内の図７のＣＰＵ７０１は、電源電圧Ｖを監視し、その値に応じて、ＤＣ入力４０５に接続されるＡＣアダプタの能力に応じてＲＯＭ７０２に記憶されている図９に示されるデータ構成例を有するＶ／Ｉテーブルを参照する。そして、以下に示されるようにして、電力消費の領域を決定する。

まず、図７のＣＰＵ７０１は、Ｉ／Ｏポート７０４からスイッチ７０７を制御して、図４のＤＣ入力４０５における電源電圧Ｖを、Ａ／Ｄ変換器７０５を介して取得する。
ＣＰＵ７０１は、電源電圧Ｖが、図９に示されるＶ／Ｉテーブル上で、Ａ領域に対応する電圧値であるか否かを判定する（図８のステップＳ８０１）。

電源電圧ＶがＡ領域の電圧値を有しステップＳ８０１の判定がＹＥＳならば、次に、ＣＰＵ７０１は、Ｉ／Ｏポート７０４からスイッチ７０７を制御して、図４の電流検出回路４０２が検出した電流検出電圧Ｉを、Ａ／Ｄ変換器７０５を介して取得する。そして、ＣＰＵ７０１は、図９に示されるＶ／Ｉテーブル上の電源電圧Ｖに対応するエントリから消費電流ｉの値を読み出す（以上、図８のステップＳ８０２）。

ＣＰＵ７０１は、ステップＳ８０２で取得した電流検出電圧Ｉに対応する電流検出値が、ステップＳ８０２でＶ／Ｉテーブルから読み出した現在の電源電圧Ｖに対応する消費電流ｉの値と一致するか否かを、判定する（図８のステップＳ８０３）。

電流検出値とＶ／Ｉテーブルから読み出された消費電流ｉの値が一致しステップＳ８０３の判定がＹＥＳならば、現在出力されている充電量制御電圧Ｃをそのまま維持すればよいため、図８のフローチャートの動作を終了する。

電流検出値と消費電流ｉの値が一致せずステップＳ８０３の判定がＮＯならば、ＣＰＵ７０１は、電流検出値と消費電流ｉの値の大小関係に応じて、充電量制御電圧Ｃの値を一定値だけプラスまたはマイナスする（図８のステップＳ８０４）。すなわち、電流検出電圧Ｉに対応する電流検出値が消費電流ｉの値よりも小さければ、電流検出値が消費電流ｉの値に増加しながら近づくように、充電量制御電圧Ｃの値が一定値だけプラスされる。逆に、電流検出電圧Ｉに対応する電流検出値が消費電流ｉの値よりも大きければ、電流検出値が消費電流ｉの値に減少しながら近づくように、充電量制御電圧Ｃの値が一定値だけマイナスされる。その後、ステップＳ８０３の判定に戻る。

電源電圧ＶがＡ領域の電圧値を有しておらずステップＳ８０１の判定がＮＯならば、ＣＰＵ７０１は、電源電圧Ｖが、図９に示されるＶ／Ｉテーブル上で、Ｂ領域に対応する電圧値であるか否かを判定する（図８のステップＳ８０５）。

電源電圧ＶがＢ領域の電圧値を有しステップＳ８０５の判定がＹＥＳならば、次に、ＣＰＵ７０１は、充電は不可にしてＰＣの稼働のみを許可するために、充電量制御電圧Ｃをゼロにする（図８のステップＳ８０６）。この結果、図４のＫＢＣ４０６から充電回路４０３に充電量制御電圧Ｃが供給されなくなり、図６の充電回路４０３において、図４の二次電池４０４に供給される充電出力電流ｉＣがゼロとなって、充電が停止する。なお、図４のＤＣ入力４０５から電流検出回路４０２を介してＰＣ本体側へは、電力の供給は続行される。その後、図８のフローチャートの動作を終了する。

このように、本実施形態では、図１の電源回路（ＡＣアダプタ）の温度が摂氏３５℃から４０℃に上昇してそこから供給される電源電圧Ｖが低下してＢ領域（図２参照）になると、図４のＰＣにおいて、次のような電力消費制御が実施される。図４の充電制御回路４０１において、充電回路４０３から二次電池４０４への充電は行われず、本体への電力供給のみが行われる。

電源電圧ＶがＢ領域の電圧値を有しておらずステップＳ８０５の判定がＮＯならば、ＣＰＵ７０１は、電源電圧ＶがＣ領域（１５ボルト以下）にあると判定する。この場合、ＣＰＵ７０１は、ＰＣの使用を完全に禁止にするために、図４の充電制御回路４０１全体の動作を停止させる回路（図示せず）を働かせる（図８のステップＳ８０７）。この結果、ＰＣ全体の動作が停止する。

このように、本実施形態では、図１の電源回路（ＡＣアダプタ）の温度が摂氏４０℃以上に上昇してそこから供給される電源電圧Ｖが低下してＣ領域（図２参照）になると、安全のためにＰＣ全体への電力供給を停止させる電力消費制御が実施される。

電源回路における電力供給能力の決定要因となる設置環境としては、図１の第１の実施形態で示した環境温度だけには限定されず、ＡＣ電源の入力電圧にも依存させることも可能である。電力使用量の削減要請は東日本大震災などの災害時に限らず、夏場の電力不足は世界各国で恒久的なものとなっている。この傾向はそもそも需要があって供給が後追いする市場原理と同じであって、人類ある限り続く恒久普遍の原理である。

この電力不足の対策として常套手段として一般に取られる方法は電源電圧を許容範囲内で低下させることであるが、電気機器の基盤技術の高度化に伴って電源電圧に依存せずに動作する機器が増え、電源電圧を低下させても逆に電流が増える形となり、この効果は薄くなりつつある。特に最近ではＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）照明の導入が進み、それが広い入力電圧の範囲で一定の明るさを保つ設計が成されているため、その消費電力は電源の入力電圧にはほとんど依存が無い。

本発明によれば、入力電圧を消費電力の削減メッセージとして受け取り、それに依存させて動作制限を行う、例えば入力電圧の低下をトリガとしてＬＥＤ照明の明るさをコントロールすることが可能になり、電力削減要請に応えることが可能になる。

図１０は、電源回路の第２の実施形態の構成図である。第２の実施形態は、ＡＣ１００Ｖの入力電圧の変動を検出し、それと連動して出力電圧を変化させるＡＣアダプタの回路構成を示す。

図１０の第２の実施形態の構成において、図１の第１の実施形態の場合と同じ機能を有する部分には同じ参照番号を付してある。

図１０の構成が図１の構成と異なる部分は、図１の温度監視回路１１３に替えて、電源電圧モニタ回路１００１（環境検出回路に対応する）を備えたものとなっている。

電源電圧モニタ回路１００１は、フライバックトランス１０９に電圧検出用巻き線１００２を備え、それによって出力される電圧をダイオード１００３、キャパシタ１００４によって整流、平滑化し、モニタ電圧１００７を得る。このモニタ電圧１００７によって、定電圧制御回路１０４から分圧用抵抗１０５を介して供給される基準電圧ｖに、抵抗１００５を介してオフセットをかけ、二次側直流出力１１２の出力電圧を変化させる。

分圧用抵抗１０５、抵抗１００５は、基準電圧ｖ、モニタ電圧の電圧源を電流源とするための抵抗で、それらは抵抗１００６に対して電流を流し、それによって抵抗１００６に発生する電圧が基準電圧として定電圧制御回路１０４の＋入力端子に与えられる。

基準電圧ｖの電圧は一定であるため、それからの抵抗１００６に流れる電流は（モニタ電圧のクロストークは無視して）一定であり、抵抗１００６の電圧変化はモニタ電圧の電流に依存する。これにより、二次側直流出力１１２は、モニタ電圧１００７を反映して変化することになる。

図１１は、図１０の構成を有する電源回路の第２の実施形態の動作特性図である。
ＡＣの入力電圧（図中、「ＡＣ ＩＮ」で示す）は整流、平滑化され、図１０のＮチャネルＦＥＴ１０８からフライバックトランス１０９へのパルス電圧（図中、「Ｑｏｎ」で示す）として与えられ、この様子を図１１（ａ）に示す。

この電圧の値は、フライバックトランス１０９の一時巻き線側と同極性とした電圧検出用巻き線１００２の出力電圧に反映され、この電圧の出力される様子を図１１（ｂ）に示す。この例では固定周期ＰＷＭによって電圧制御する例を示し、ＮチャネルＦＥＴ１０８のオン期間はＡＣ ＩＮの入力電圧が低くなれば広がり、逆に高くなれば狭まる様子を示している。

そして、電圧検出用巻き線１００２の出力電圧は整流、平滑化され、ＡＣ ＩＮの入力変化を反映させたモニタ電圧１００７が得られることになる。

以上説明した各実施形態により、設置環境に応分な出力電力を通知、供給する仕組みを持つことで、出力電力の受給機器はそれに応分な消費して、限られた電力の協調使用が可能となる。また、電力供給機器の冷却構造を簡略化えき、小型化が図れ、使用可能部品の幅が広がり、低コストが実現される。さらに、従来のＡＣアダプタとの互換を維持しつつ、ＡＣアダプタの共用が消費レベルの異なる電力の受給機器間で行うことが可能となる。

以上説明した各実施例では、説明の簡便化のため電力需要が調整し易い充電電流をＡＣアダプタの供給能力に応じて変化させる例をとったが、システム全体の消費電力のコントロールに関ししても適用可能なことは明らかであり、本発明はそれら電力の制限対象の機能に限定されるものではない。

１０１ ＡＣ１００Ｖの入力
１０２、１１０、１００３ ダイオード
１０３、１１１、３０４、１００４ キャパシタ
１０４ 定電圧制御回路
１０５ 分圧用抵抗
１０６ サーミスタ
１０７、３１１ ツェナーダイオード
１０８ ＮチャネルＦＥＴ
１０９ フライバックトランス
１１２ 二次側直流出力
１１３ 温度監視回路
３０１ ＰＷＭコントローラチップ
３０２、３０３、３０６、３０７、３０９、３１０、３１２、５０２、５０４、５０５、５０８、６０４、６０５、６０６、６０８、１００５、１００６ 抵抗
３０５ フォトカップラ
３０８ 比較器
３１３、５０７、６０７ ＰＮＰトランジスタ
３１４ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ入力電圧
３１５ Ｆｅｅｄ ｂａｃｋ入力電圧
３１６ ＰＷＭ波形信号３１６
４０１ 充電制御回路
４０２ 電流検出回路
４０３ 充電回路
４０４ 二次電池
４０５ ＤＣ入力
４０６ ＫＢＣ（キーボードコントローラ）
４０７、７０１ ＣＰＵ
４０８ ＰＣＨ（サウスブリッジ回路）
４０９ ＫＢ（キーボード）
５０１ 電圧センス抵抗
５０３、５０６ オペアンプ
５０９ 出力端子
６０１ 入力端子
６０２ シリコンダイオード
６０３ ＮＰＮトランジスタ
７０２ ＲＯＭ
７０３ ＲＡＭ
７０４ Ｉ／Ｏポート
７０５ Ａ／Ｄ変換器
７０６ Ｄ／Ａ変換器
７０７ スイッチ
１００１ 電圧モニタ回路
１００２ 電圧検出用巻き線
１００７ モニタ電圧
Ｖ 電源電圧
ｉ 消費電流
Ｉ 電流検出電圧
Ｃ 充電量制御電圧
ｉｐ 制御電流
ｉＣ 充電出力電流

Claims (5)

1. 設置環境を検出する環境検出回路と、
   前記環境検出回路の検出情報に応答して、出力電圧を変動制御させることにより電力供給能力を通知する電圧制御回路と、
   を備え、
   前記設置環境は交流入力電圧であり、前記検出情報は前記交流入力電圧に対応する交流入力電圧検出電圧であり、
   前記電圧制御回路は、前記交流入力電圧検出電圧の低下に従って、前記出力電圧を直線的に低下させる制御を行う、
   ことを特徴とする電源回路。
2. 前記電圧制御回路は、
   制御された基準電圧（＋）に対応する定電圧を前記出力電圧として出力するように制御する定電圧制御回路を含み、
   前記制御された基準電圧（＋）を前記検出情報に応じて決定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 電子処理装置であって、
   電源電圧を変動制御させることによる電力供給能力の通知を受け、
   前記電源電圧を検出する電源電圧検出回路と、
   消費電流量を検出する消費電流量検出回路と、
   前記消費電流量検出回路が検出する前記消費電流量が前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧に応じた電流量になるように定電流制御する定電流制御回路と、
   を備え、
   前記定電流制御回路は、
   前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧が第１の電圧値領域内である場合には、前記電子処理装置本体へ電力を供給する制御と前記電子処理装置本体が内蔵している電池を充電する制御とを行うと共に前記定電流制御を行い、
   前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧が前記第１の電圧値領域よりも低い第２の電圧値領域内である場合には、前記電子処理装置本体への、該電源電圧が前記第１の電圧値領域内である場合と同一である前記電力の供給を維持しつつ前記電池の充電を停止する制御を行い、
   前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧が前記第２の電圧値領域よりも低い場合には、前記電子処理装置本体への電力の供給と前記電池の充電との両方を停止する制御を行う、
   ことを特徴とする電子処理装置。
4. 設置環境を検出し、
   前記設置環境の検出情報に応答して、出力電圧を変動制御させることにより電力供給能力を通知し、
   前記電力供給能力の通知を受けて電力消費を制御し、
   前記設置環境は交流入力電圧であり、前記検出情報は前記交流入力電圧に対応する交流入力電圧検出電圧であり、
   前記電力供給能力の通知では、前記交流入力電圧検出電圧の低下に従って、前記出力電圧を直線的に低下させる制御を行う、
   ことを特徴とする電力供給方法。
5. 電源電圧を変動制御させることによる電力供給能力の通知を受けた電子処理装置が行う電力受給方法であって、
   前記電子処理装置が備える前記電源電圧検出回路が前記電源電圧を検出し、
   前記電子処理装置が備える消費電流量検出回路が消費電流量を検出し、
   前記消費電流量検出回路が検出する前記消費電流量が前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧に応じた電流量になるように、前記電子処理装置が備える定電流制御回路が定電流制御を行い、
   前記定電流制御回路は、
   前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧が第１の電圧値領域内である場合には、前記電子処理装置本体へ電力を供給する制御と前記電子処理装置本体が内蔵している電池を充電する制御とを行うと共に前記定電流制御を行い、
   前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧が前記第１の電圧値領域よりも低い第２の電圧値領域内である場合には、前記電子処理装置本体への、該電源電圧が前記第１の電圧値領域内である場合と同一である前記電力の供給を維持しつつ前記電池の充電を停止する制御を行い、
   前記電源電圧検出回路が検出する前記電源電圧が前記第２の電圧値領域よりも低い場合には、前記電子処理装置本体への電力の供給と前記電池の充電との両方を停止する制御を行う、
   ことを特徴とする電力受給方法。

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