JP2001069749A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＣＤ、ＭＤ等のポータブル（録音）再生装置
の直流電源回路として無効電流を抑えた電池寿命を長く
するスイッチングレギュレータを提供する。 【構成】 スイッチングレギュレータ１０は、直流電源
ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びダイオードＤ
１と、ＰＷＭパルス制御部３と、直流電源ＢＴにコイル
Ｌを介して並列接続されるとともにＰＷＭパルス制御部
３のパルス出力によってスイッチングされるバイポーラ
トランジスタＴｒＡと、出力ＶOUTに並列接続されたコ
ンデンサＣ１と、を備えるチョッパ方式であり、特に前
記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列にソース
Ｓ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷＭパルス
制御部３のパルス出力がゲートＧに接続されたＦＥＴ
（ＴｒＢ）が付加挿入された構成になっており、電池１
本を直流電源ＢＴとして起動すると、先ずＴｒＡがスイ
ッチングを始め、昇圧された後はＴｒＢが主にスイッチ
ングして直流電流を負荷に供給し、ＴｒＡのベース電流
ＩBを可及的に絞って待機時、再生時の無効電流を大幅
に低減する構成。
の直流電源回路として無効電流を抑えた電池寿命を長く
するスイッチングレギュレータを提供する。 【構成】 スイッチングレギュレータ１０は、直流電源
ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びダイオードＤ
１と、ＰＷＭパルス制御部３と、直流電源ＢＴにコイル
Ｌを介して並列接続されるとともにＰＷＭパルス制御部
３のパルス出力によってスイッチングされるバイポーラ
トランジスタＴｒＡと、出力ＶOUTに並列接続されたコ
ンデンサＣ１と、を備えるチョッパ方式であり、特に前
記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列にソース
Ｓ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷＭパルス
制御部３のパルス出力がゲートＧに接続されたＦＥＴ
（ＴｒＢ）が付加挿入された構成になっており、電池１
本を直流電源ＢＴとして起動すると、先ずＴｒＡがスイ
ッチングを始め、昇圧された後はＴｒＢが主にスイッチ
ングして直流電流を負荷に供給し、ＴｒＡのベース電流
ＩBを可及的に絞って待機時、再生時の無効電流を大幅
に低減する構成。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ方式のス
イッチングレギュレータに関し、特にコンパクトディス
ク、ミニディスク等のポータブル・オーディオ機器の電
源回路に用いられる電池を直流電源とする低電圧駆動の
スイッチングレギュレータに関する。
イッチングレギュレータに関し、特にコンパクトディス
ク、ミニディスク等のポータブル・オーディオ機器の電
源回路に用いられる電池を直流電源とする低電圧駆動の
スイッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来よりカセットテープ、コンパクトデ
ィスク（以下、ＣＤと称する。）、ミニディスク（以
下、ＭＤと称する。）等のポータブル（録音）再生装置
における直流電源回路には、出力電圧１．２Ｖの充電型
電池または出力電圧１．５Ｖの乾電池１〜２本を直流電
源ＶINとし、チョッパ方式のスイッチングレギュレータ
で数ボルトに昇圧する回路構成が一般に採用されてお
り、ポータブル再生装置の録音、再生時にマイクロコン
ピュータやモータ駆動回路等に最大数十ミリアンペアの
直流電流を供給している。
ィスク（以下、ＣＤと称する。）、ミニディスク（以
下、ＭＤと称する。）等のポータブル（録音）再生装置
における直流電源回路には、出力電圧１．２Ｖの充電型
電池または出力電圧１．５Ｖの乾電池１〜２本を直流電
源ＶINとし、チョッパ方式のスイッチングレギュレータ
で数ボルトに昇圧する回路構成が一般に採用されてお
り、ポータブル再生装置の録音、再生時にマイクロコン
ピュータやモータ駆動回路等に最大数十ミリアンペアの
直流電流を供給している。
【０００３】図２は従来のポータブル型ＭＤ再生装置の
電源回路に採用されているチョッパ方式のスイッチング
レギュレータ２０の回路図であり、電池（１．５Ｖ出力
の乾電池または１．２Ｖ出力の充電型電池１本）を用い
た直流電源ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びシ
ョットキーバリアダイオードＤ１と、点線枠内のＰＷＭ
パルス制御部３と、前記直流電源ＢＴに前記コイルＬを
介して並列接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部
３のパルス出力（ＯＵＴ端子）によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタＴｒＡと、出力ＶOUTに並
列接続されたコンデンサＣ１と、を備える構成である。
なお、抵抗Ｒ２、Ｒ３は後述の基準電圧との比較のため
の出力電圧ＶOUTの検出用であり、Ｃ２は発振防止用コ
ンデンサ、Ｃ３は平滑コンデンサである。
電源回路に採用されているチョッパ方式のスイッチング
レギュレータ２０の回路図であり、電池（１．５Ｖ出力
の乾電池または１．２Ｖ出力の充電型電池１本）を用い
た直流電源ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びシ
ョットキーバリアダイオードＤ１と、点線枠内のＰＷＭ
パルス制御部３と、前記直流電源ＢＴに前記コイルＬを
介して並列接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部
３のパルス出力（ＯＵＴ端子）によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタＴｒＡと、出力ＶOUTに並
列接続されたコンデンサＣ１と、を備える構成である。
なお、抵抗Ｒ２、Ｒ３は後述の基準電圧との比較のため
の出力電圧ＶOUTの検出用であり、Ｃ２は発振防止用コ
ンデンサ、Ｃ３は平滑コンデンサである。
【０００４】前記バイポーラトランジスタＴｒＡは前記
ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライ
バーＩＣ１（例えば基準電圧１．０Ｖ、出力１００ＫＨ
ｚ）のＯＵＴ端子に出力されるＶDDと略同電位の図３の
ようなパルス波高値Ｖｍのパルス波形によって抵抗Ｒ１
を通してベース電流ＩBが流れることでスイッチングし
ている。
ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライ
バーＩＣ１（例えば基準電圧１．０Ｖ、出力１００ＫＨ
ｚ）のＯＵＴ端子に出力されるＶDDと略同電位の図３の
ようなパルス波高値Ｖｍのパルス波形によって抵抗Ｒ１
を通してベース電流ＩBが流れることでスイッチングし
ている。
【０００５】以下、回路動作について説明する。
【０００６】電池がセットされて直流電源ＢＴが印加さ
れると、ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ
用ドライバーＩＣ１が作動してＯＵＴ端子にパルスが出
力され、バイポーラトランジスタＴｒＡがオンする。こ
のスイッチングトランジスタのバイポーラトランジスタ
ＴｒＡがオンになると、ＶIN＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）の電流
ｉがコイルＬに流れて電磁エネルギーが該コイルＬに蓄
積される。該電磁エネルギーはバイポーラトランジスタ
ＴｒＡがオフの間にコンデンサＣ１に移されてコンデン
サＣ１の端子電圧であるＶOUTが上昇する。再び次のオ
ン、オフでコンデンサＣ１の電位が上昇し、これを繰り
返すことによってコンデンサＣ１の電位は徐々に上昇す
る。
れると、ＰＷＭパルス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ
用ドライバーＩＣ１が作動してＯＵＴ端子にパルスが出
力され、バイポーラトランジスタＴｒＡがオンする。こ
のスイッチングトランジスタのバイポーラトランジスタ
ＴｒＡがオンになると、ＶIN＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）の電流
ｉがコイルＬに流れて電磁エネルギーが該コイルＬに蓄
積される。該電磁エネルギーはバイポーラトランジスタ
ＴｒＡがオフの間にコンデンサＣ１に移されてコンデン
サＣ１の端子電圧であるＶOUTが上昇する。再び次のオ
ン、オフでコンデンサＣ１の電位が上昇し、これを繰り
返すことによってコンデンサＣ１の電位は徐々に上昇す
る。
【０００７】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバ
ーＩＣ１は抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で検出される出
力電圧ＶOUTの検出電圧と前記基準電圧とを比較してＯ
ＵＴ端子に出力する図３のパルスのオン時間（ＴON）と
オフ時間（ＴOFF）のデューティを制御する。その結
果、出力電圧ＶOUTが内部基準電圧に対する抵抗Ｒ２、
Ｒ３の分割比で定まる電圧に安定する。
ーＩＣ１は抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で検出される出
力電圧ＶOUTの検出電圧と前記基準電圧とを比較してＯ
ＵＴ端子に出力する図３のパルスのオン時間（ＴON）と
オフ時間（ＴOFF）のデューティを制御する。その結
果、出力電圧ＶOUTが内部基準電圧に対する抵抗Ｒ２、
Ｒ３の分割比で定まる電圧に安定する。
【０００８】例えば、ＭＤ再生時には負荷に２．４Ｖ、
３０〜５０ｍＡ程度供給する必要があり、内部基準電圧
１．０Ｖの場合で出力電圧ＶOUTを２．４Ｖと設定する
には、抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比を概ね１．４：１とす
る。また、ＭＤ再生時のバイポーラトランジスタＴｒＡ
のベース電流ＩBは数百μＡとなる。
３０〜５０ｍＡ程度供給する必要があり、内部基準電圧
１．０Ｖの場合で出力電圧ＶOUTを２．４Ｖと設定する
には、抵抗Ｒ２、Ｒ３の分割比を概ね１．４：１とす
る。また、ＭＤ再生時のバイポーラトランジスタＴｒＡ
のベース電流ＩBは数百μＡとなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記バイポ
ーラトランジスタＴｒＡはスイッチング時に、コレクタ
電流ＩCに対応したベース電流ＩBを必要とするが、この
ベース電流ＩBは所謂無効電流（電流ロス）となって電
池寿命を短くする要因になっている。
ーラトランジスタＴｒＡはスイッチング時に、コレクタ
電流ＩCに対応したベース電流ＩBを必要とするが、この
ベース電流ＩBは所謂無効電流（電流ロス）となって電
池寿命を短くする要因になっている。
【００１０】一方、一般のチョッパ方式のスイッチング
レギュレータには、スイッチングトランジスタとして電
界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとも略称する。）を
用いた回路もある。このＦＥＴは電流駆動型のバイポー
ラトランジスタと異なり、電圧駆動型であって、スイッ
チング時にゲート電流が殆ど流れないので、電流ロスの
面で優れている。
レギュレータには、スイッチングトランジスタとして電
界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとも略称する。）を
用いた回路もある。このＦＥＴは電流駆動型のバイポー
ラトランジスタと異なり、電圧駆動型であって、スイッ
チング時にゲート電流が殆ど流れないので、電流ロスの
面で優れている。
【００１１】しかしながら、ＦＥＴはオンさせるのにゲ
ートに２Ｖ以上印加する必要があり、電池の出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖ程度の低電圧でオンさせることがで
きない。即ち、本発明の主な対象である乾電池や充電型
電池１本を直流電源ＢＴとするポータブル再生装置のス
イッチングレギュレータ２０にはバイポーラトランジス
タＴｒＡに代えて採用することができない。
ートに２Ｖ以上印加する必要があり、電池の出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖ程度の低電圧でオンさせることがで
きない。即ち、本発明の主な対象である乾電池や充電型
電池１本を直流電源ＢＴとするポータブル再生装置のス
イッチングレギュレータ２０にはバイポーラトランジス
タＴｒＡに代えて採用することができない。
【００１２】また、前述の入力電圧ＶIN＝１．０Ｖ〜
１．５Ｖ、出力電圧ＶOUT＝２．４Ｖ設計のスイッチン
グレギュレータ２０は、直流電源ＢＴの電池がセットさ
れた時点で起動し、その後ポータブル再生装置の電源ス
イッチがオフの時も電池がセットされている限り、装置
内のマイクロコンピュータには電力を供給し続けている
のが一般的である。そのため、前記スイッチングレギュ
レータ２０でのバイポーラトランジスタＴｒＡの無効電
流はポータブル再生装置の使用時の電池寿命のみならず
待機時（不使用時）の電池消耗の双方に影響することに
なる。
１．５Ｖ、出力電圧ＶOUT＝２．４Ｖ設計のスイッチン
グレギュレータ２０は、直流電源ＢＴの電池がセットさ
れた時点で起動し、その後ポータブル再生装置の電源ス
イッチがオフの時も電池がセットされている限り、装置
内のマイクロコンピュータには電力を供給し続けている
のが一般的である。そのため、前記スイッチングレギュ
レータ２０でのバイポーラトランジスタＴｒＡの無効電
流はポータブル再生装置の使用時の電池寿命のみならず
待機時（不使用時）の電池消耗の双方に影響することに
なる。
【００１３】つまり、待機時や再生時の前記スイッチン
グレギュレータ２０のスイッチングトランジスタの無効
電流の抑制が電池寿命の重要な課題となるが、出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖの電池１本を直流電源とするスイッ
チングレギュレータ２０のスイッチングトランジスタと
しては、効率のよいＦＥＴを採用したいが駆動電圧の条
件から無効電流の大きいバイポーラトランジスタを止む
得ず使用しているのが現状である。
グレギュレータ２０のスイッチングトランジスタの無効
電流の抑制が電池寿命の重要な課題となるが、出力電圧
１．０Ｖ〜１．５Ｖの電池１本を直流電源とするスイッ
チングレギュレータ２０のスイッチングトランジスタと
しては、効率のよいＦＥＴを採用したいが駆動電圧の条
件から無効電流の大きいバイポーラトランジスタを止む
得ず使用しているのが現状である。
【００１４】本発明は上記事情を考察してなされたもの
であり、ＭＤやＣＤ等のポータブル（録音）再生装置に
用いられている電源回路として、スイッチングトランジ
スタの電流ロスを抑えて電池寿命を伸ばす新規なスイッ
チングレギュレータを提供するものである。
であり、ＭＤやＣＤ等のポータブル（録音）再生装置に
用いられている電源回路として、スイッチングトランジ
スタの電流ロスを抑えて電池寿命を伸ばす新規なスイッ
チングレギュレータを提供するものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、（１）直流電
源ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びダイオード
Ｄ１と、ＰＷＭパルス制御部３と、前記直流電源ＢＴに
前記コイルＬを介して並列接続されるとともに前記ＰＷ
Ｍパルス制御部３のパルス出力によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタＴｒＡと、出力ＶOUTに並
列接続されたコンデンサＣ１と、を備えるチョッパ方式
のスイッチングレギュレータ２０において（図２参
照）、前記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列
にソースＳ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷ
Ｍパルス制御部３のパルス出力がゲートＧに接続された
電界効果トランジスタＴｒＢが付加挿入されていること
を特徴とするスイッチングレギュレータ１０（図１参
照）を提供することにより上記課題を解決する。（２）
また、上記（１）に記載のスイッチングレギュレータ１
０において、前記直流電源ＢＴが出力電圧１．０〜１．
５Ｖの電池であり、起動開始時に先ず前記ＰＷＭパルス
制御部３が作動して前記バイポーラトランジスタＴｒＡ
がスイッチングを開始し、出力電圧ＶOUTが昇圧されて
前記パルス出力が前記電界効果トランジスタＴｒＢのオ
ン電圧以上に立ち上がった時点で前記電界効果トランジ
スタＴｒＢがスイッチングを開始することを特徴とする
スイッチングレギュレータを提供することにより上記課
題を解決する。
源ＢＴの＋側に直列接続されたコイルＬ及びダイオード
Ｄ１と、ＰＷＭパルス制御部３と、前記直流電源ＢＴに
前記コイルＬを介して並列接続されるとともに前記ＰＷ
Ｍパルス制御部３のパルス出力によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタＴｒＡと、出力ＶOUTに並
列接続されたコンデンサＣ１と、を備えるチョッパ方式
のスイッチングレギュレータ２０において（図２参
照）、前記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列
にソースＳ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷ
Ｍパルス制御部３のパルス出力がゲートＧに接続された
電界効果トランジスタＴｒＢが付加挿入されていること
を特徴とするスイッチングレギュレータ１０（図１参
照）を提供することにより上記課題を解決する。（２）
また、上記（１）に記載のスイッチングレギュレータ１
０において、前記直流電源ＢＴが出力電圧１．０〜１．
５Ｖの電池であり、起動開始時に先ず前記ＰＷＭパルス
制御部３が作動して前記バイポーラトランジスタＴｒＡ
がスイッチングを開始し、出力電圧ＶOUTが昇圧されて
前記パルス出力が前記電界効果トランジスタＴｒＢのオ
ン電圧以上に立ち上がった時点で前記電界効果トランジ
スタＴｒＢがスイッチングを開始することを特徴とする
スイッチングレギュレータを提供することにより上記課
題を解決する。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面に基づ
いて説明する。なお、既述の従来のスイッチングレギュ
レータ２０と同等部材は同符号にて表記する。また、本
発明の対象であるスイッチングレギュレータにおけるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ用のドライバーＩＣ（ＰＷＭ制御）
は公知であるので詳細な説明は省略する。
いて説明する。なお、既述の従来のスイッチングレギュ
レータ２０と同等部材は同符号にて表記する。また、本
発明の対象であるスイッチングレギュレータにおけるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ用のドライバーＩＣ（ＰＷＭ制御）
は公知であるので詳細な説明は省略する。
【００１７】図１は本発明に係る電池を直流電源ＢＴと
するスイッチングレギュレータ１０の回路図である。
するスイッチングレギュレータ１０の回路図である。
【００１８】図１において、スイッチングレギュレータ
１０は、従来のスイッチングレギュレータ２０における
前記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列にソー
スＳ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷＭパル
ス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１
のＰＷＭのパルス出力ＯＵＴがゲートＧに接続された電
界効果トランジスタＴｒＢ（例えばＮｃｈパワーＭＯＳ
ＦＥＴ）が付加挿入された構成になっており、他はバイ
ポーラトランジスタＴｒＡのベースに接続された抵抗Ｒ
１′の抵抗値（≒５．６ＫΩ）が従来の抵抗Ｒ１の十倍
程度大きくした点が異なる以外は図２のスイッチングレ
ギュレータ２０の回路と同等である。なお、コイルＬは
インダクタンス２２μＨ、コンデンサＣ１は容量２２μ
Ｆ、コンデンサＣ３は容量４．７μＦである。
１０は、従来のスイッチングレギュレータ２０における
前記バイポーラトランジスタＴｒＡに対して並列にソー
スＳ・ドレインＤが接続されるとともに前記ＰＷＭパル
ス制御部３のＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１
のＰＷＭのパルス出力ＯＵＴがゲートＧに接続された電
界効果トランジスタＴｒＢ（例えばＮｃｈパワーＭＯＳ
ＦＥＴ）が付加挿入された構成になっており、他はバイ
ポーラトランジスタＴｒＡのベースに接続された抵抗Ｒ
１′の抵抗値（≒５．６ＫΩ）が従来の抵抗Ｒ１の十倍
程度大きくした点が異なる以外は図２のスイッチングレ
ギュレータ２０の回路と同等である。なお、コイルＬは
インダクタンス２２μＨ、コンデンサＣ１は容量２２μ
Ｆ、コンデンサＣ３は容量４．７μＦである。
【００１９】以下、回路動作について詳述する。
【００２０】先ず、入力端子ＶINに出力電圧１．０Ｖの
残り少ない電池を直流電源ＢＴとしてセットすると、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１のＶDDには、
１．０Ｖ−０．２Ｖ（ショットキーバリアダイオードＤ
１の降下分）＝０．８Ｖが印加される。このＤＣ−ＤＣ
コンバータ用ドライバーＩＣ１は内部基準電圧が１．０
Ｖ、１００ＫＨｚで発振するＰＷＭ制御素子であり、例
えば、トレックス社製の型名ＸＣ６３６７のドライバー
ＩＣを使用する。端子ＦＢは出力電圧検出用入力端子で
あり、抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で出力電圧ＶOUTが
決まる（内部基準電圧１．０Ｖに対しＶOUT＝２．４Ｖ
とするには、例えばＲ２＝１００ＫΩ、Ｒ３＝６８ＫΩ
とする）。
残り少ない電池を直流電源ＢＴとしてセットすると、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ１のＶDDには、
１．０Ｖ−０．２Ｖ（ショットキーバリアダイオードＤ
１の降下分）＝０．８Ｖが印加される。このＤＣ−ＤＣ
コンバータ用ドライバーＩＣ１は内部基準電圧が１．０
Ｖ、１００ＫＨｚで発振するＰＷＭ制御素子であり、例
えば、トレックス社製の型名ＸＣ６３６７のドライバー
ＩＣを使用する。端子ＦＢは出力電圧検出用入力端子で
あり、抵抗Ｒ２、Ｒ３による分割比で出力電圧ＶOUTが
決まる（内部基準電圧１．０Ｖに対しＶOUT＝２．４Ｖ
とするには、例えばＲ２＝１００ＫΩ、Ｒ３＝６８ＫΩ
とする）。
【００２１】上記ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩ
Ｃ１のＯＵＴ端子からはＶDDとほぼ同電位のＰＷＭ制御
のパルス波形が出力される（図３参照）。
Ｃ１のＯＵＴ端子からはＶDDとほぼ同電位のＰＷＭ制御
のパルス波形が出力される（図３参照）。
【００２２】電池をセットした起動時では、ほぼ無負荷
なので、バイポーラトランジスタＴｒＡのＶBEを０．６
Ｖとして、ベース電流３５μＡ（＝０．２Ｖ／５．６Ｋ
Ω）でＴｒＡがスイッチングし始める。この時、ＦＥＴ
（ＴｒＢ）はゲートＧの印加電圧が０．８Ｖなのでオン
できない。
なので、バイポーラトランジスタＴｒＡのＶBEを０．６
Ｖとして、ベース電流３５μＡ（＝０．２Ｖ／５．６Ｋ
Ω）でＴｒＡがスイッチングし始める。この時、ＦＥＴ
（ＴｒＢ）はゲートＧの印加電圧が０．８Ｖなのでオン
できない。
【００２３】次に、ＤＣ−ＤＣコンバータが機能して、
ＶOUT即ちＶDDの電圧が０．８Ｖから２．４Ｖにまで徐
々に昇圧されるとＯＵＴ端子のパルス波形の波高値Ｖｍ
も０．８Ｖから２．４Ｖに立ち上がる。
ＶOUT即ちＶDDの電圧が０．８Ｖから２．４Ｖにまで徐
々に昇圧されるとＯＵＴ端子のパルス波形の波高値Ｖｍ
も０．８Ｖから２．４Ｖに立ち上がる。
【００２４】ＯＵＴ端子のＰＷＭパルスが２．４Ｖまで
スウィングすることでオン電圧が２Ｖ程度のＦＥＴ（Ｔ
ｒＢ）も駆動されてスイッチングを始め、スイッチング
レギュレータ１０が完全に機能する。
スウィングすることでオン電圧が２Ｖ程度のＦＥＴ（Ｔ
ｒＢ）も駆動されてスイッチングを始め、スイッチング
レギュレータ１０が完全に機能する。
【００２５】この完全に立ち上がった状態では、バイポ
ーラトランジスタＴｒＡだけでは抵抗Ｒ１′を従来の抵
抗Ｒ１よりも十倍程度大きくしてベース電流ＩBを絞っ
ているために負荷に電流を供給しきれない程度しか機能
していないのでその無効電流（ベース電流ＩB）は抑え
られている。
ーラトランジスタＴｒＡだけでは抵抗Ｒ１′を従来の抵
抗Ｒ１よりも十倍程度大きくしてベース電流ＩBを絞っ
ているために負荷に電流を供給しきれない程度しか機能
していないのでその無効電流（ベース電流ＩB）は抑え
られている。
【００２６】換言すれば、上記スイッチングレギュレー
タ１０は、起動時の始めだけ低電圧で駆動できるバイポ
ーラトランジスタＴｒＡを抑え目にスイッチングさせて
ＤＣ−ＤＣコンバータを機能させ、その後ＯＵＴ端子に
昇圧された２．４Ｖのパルス電圧を得て、これにてＦＥ
Ｔ（ＴｒＢ）を十分にスイッチングするという、２段階
の立ち上げを経て駆動されるのである。起動時の最初は
バイポーラトランジスタＴｒＡで小さく立ち上げ、昇圧
後は電流ロスの無いＦＥＴ（ＴｒＢ）にスイッチングを
主に任せて十分な直流電流を負荷に供給するという発想
である。
タ１０は、起動時の始めだけ低電圧で駆動できるバイポ
ーラトランジスタＴｒＡを抑え目にスイッチングさせて
ＤＣ−ＤＣコンバータを機能させ、その後ＯＵＴ端子に
昇圧された２．４Ｖのパルス電圧を得て、これにてＦＥ
Ｔ（ＴｒＢ）を十分にスイッチングするという、２段階
の立ち上げを経て駆動されるのである。起動時の最初は
バイポーラトランジスタＴｒＡで小さく立ち上げ、昇圧
後は電流ロスの無いＦＥＴ（ＴｒＢ）にスイッチングを
主に任せて十分な直流電流を負荷に供給するという発想
である。
【００２７】上記スイッチングレギュレータ１０によっ
てバイポーラトランジスタＴｒＡのベース電流ＩBとい
う無効電流を大幅に抑えることができる。
てバイポーラトランジスタＴｒＡのベース電流ＩBとい
う無効電流を大幅に抑えることができる。
【００２８】単純に言えば、従来の抵抗Ｒ１の抵抗値が
約６８０Ωに対して抵抗Ｒ１′の抵抗値を５．６ＫΩと
することで、無効電流としてのベース電流ＩBは１／８
に低減される。これは無視出来ない消費電流の抑制とな
る。
約６８０Ωに対して抵抗Ｒ１′の抵抗値を５．６ＫΩと
することで、無効電流としてのベース電流ＩBは１／８
に低減される。これは無視出来ない消費電流の抑制とな
る。
【００２９】この点、前記バイポーラトランジスタＴｒ
Ａのベース電流ＩBが直流電源ＢＴセット時の略無負荷
状態でスイッチングさせるに必要十分な最小値レベルに
設定されていることが無効電流の低減効果を最も発揮す
る設計条件となる。勿論、この条件はＶOUTに接続され
る負荷に依存し、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩ
Ｃ１やバイポーラトランジスタＴｒＡ、ＦＥＴ（Ｔｒ
Ｂ）にも依存することは言うまでもない。
Ａのベース電流ＩBが直流電源ＢＴセット時の略無負荷
状態でスイッチングさせるに必要十分な最小値レベルに
設定されていることが無効電流の低減効果を最も発揮す
る設計条件となる。勿論、この条件はＶOUTに接続され
る負荷に依存し、ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩ
Ｃ１やバイポーラトランジスタＴｒＡ、ＦＥＴ（Ｔｒ
Ｂ）にも依存することは言うまでもない。
【００３０】本発明者の試験によれば、従来のバイポー
ラトランジスタのみによるスイッチングレギュレータと
本発明に係るスイッチングレギュレータとでは、再生専
用ポータブルＭＤの場合において、連続再生において約
３０分電池寿命が伸びるという結果を得た。なお、直流
電源ＢＴにはニッケル−水素電池（定格出力電圧１．２
Ｖ）１本を使用した。
ラトランジスタのみによるスイッチングレギュレータと
本発明に係るスイッチングレギュレータとでは、再生専
用ポータブルＭＤの場合において、連続再生において約
３０分電池寿命が伸びるという結果を得た。なお、直流
電源ＢＴにはニッケル−水素電池（定格出力電圧１．２
Ｖ）１本を使用した。
【００３１】このように本発明は、低電圧駆動のチョッ
パ方式のスイッチングレギュレータにスイッチングトラ
ンジスタとしてバイポーラトランジスタとＦＥＴの双方
を並列に接続し、各々役割を分担させてスイッチングす
るという他に類を見ない発想が存し、ポータブル型のオ
ーディオ（録音）再生装置における長時間駆動に優れた
効果を発揮するものである。
パ方式のスイッチングレギュレータにスイッチングトラ
ンジスタとしてバイポーラトランジスタとＦＥＴの双方
を並列に接続し、各々役割を分担させてスイッチングす
るという他に類を見ない発想が存し、ポータブル型のオ
ーディオ（録音）再生装置における長時間駆動に優れた
効果を発揮するものである。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスイ
ッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタと
してバイポーラトランジスタとＦＥＴを併用して、起動
時の始めにはバイポーラトランジスタでスイッチング
し、立ち上がった後はＦＥＴが主にスイッチングするこ
とで、バイポーラトランジスタのベースに流れる無効電
流を抑えることができる。
ッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタと
してバイポーラトランジスタとＦＥＴを併用して、起動
時の始めにはバイポーラトランジスタでスイッチング
し、立ち上がった後はＦＥＴが主にスイッチングするこ
とで、バイポーラトランジスタのベースに流れる無効電
流を抑えることができる。
【００３３】特に電池１本を直流電源とするポータブル
（録音）再生装置に用いるスイッチングレギュレータと
して、上記無効電流を可及的に小さくすることで待機
時、（録音）再生時の電池の寿命を伸ばすことができ
る。
（録音）再生装置に用いるスイッチングレギュレータと
して、上記無効電流を可及的に小さくすることで待機
時、（録音）再生時の電池の寿命を伸ばすことができ
る。
【図１】本発明に係るスイッチングレギュレータの回路
図。
図。
【図２】従来のスイッチングレギュレータの回路図。
【図３】コンバータ用ドライバーＩＣのＯＵＴ端子に出
力されるパルス波形の図。
力されるパルス波形の図。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ用ドライバーＩＣ ３ ＰＷＭパルス制御部 １０、２０ スイッチングレギュレータ ＢＴ 直流電源 Ｄ１ ショットキーバリアダイオード ＯＵＴ ＰＷＭ出力端子 ＴｒＡ バイポーラトランジスタ ＴｒＢ 電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ） Ｂ バイポーラトランジスタのベース Ｇ 電界効果トランジスタのゲート Ｖｍ パルス波高値 ＶIN 入力電圧 ＶOUT 出力電圧 ＩB ベース電流 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ Ｒ１、Ｒ１′、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
Ｔ） Ｂ バイポーラトランジスタのベース Ｇ 電界効果トランジスタのゲート Ｖｍ パルス波高値 ＶIN 入力電圧 ＶOUT 出力電圧 ＩB ベース電流 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ Ｒ１、Ｒ１′、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源の＋側に直列接続されたコイル
及びダイオードと、ＰＷＭパルス制御部と、前記直流電
源に前記コイルを介して並列接続されるとともに前記Ｐ
ＷＭパルス制御部のパルス出力によってスイッチングさ
れるバイポーラトランジスタと、出力に並列接続された
コンデンサと、を備えるチョッパ方式のスイッチングレ
ギュレータにおいて、 前記バイポーラトランジスタに対して並列にソース・ド
レインが接続されるとともに前記ＰＷＭパルス制御部の
パルス出力がゲートに接続された電界効果トランジスタ
が付加挿入されていることを特徴とするスイッチングレ
ギュレータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載のスイッチングレギュレ
ータにおいて、 前記直流電源が出力電圧１．０Ｖ〜１．５Ｖの電池であ
り、起動開始時に先ず前記ＰＷＭパルス制御部が作動し
て前記バイポーラトランジスタがスイッチングを開始
し、出力電圧が昇圧されて前記パルス出力が前記電界効
果トランジスタのオン電圧以上に立ち上がった時点で前
記電界効果トランジスタがスイッチングを開始すること
を特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24311199A JP3470649B2 (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24311199A JP3470649B2 (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001069749A true JP2001069749A (ja) | 2001-03-16 |
| JP3470649B2 JP3470649B2 (ja) | 2003-11-25 |
Family
ID=17098970
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24311199A Expired - Fee Related JP3470649B2 (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3470649B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002101480A1 (fr) * | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Advantest Corporation | Circuit d'alimentation et dispositif de test |
| JP2006311701A (ja) * | 2005-04-28 | 2006-11-09 | Rohm Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びこれを備えた電子機器 |
| DE102005063189A1 (de) * | 2005-12-30 | 2007-08-09 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | Gleichspannungs-Gleichspannungswandler |
| US7504807B2 (en) | 2005-02-09 | 2009-03-17 | Panasonic Corporation | Switching regulator with voltage step up or pass in standby mode and with voltage step up/step down in normal operation mode |
| CN104113210A (zh) * | 2013-07-17 | 2014-10-22 | 广东美的制冷设备有限公司 | 一种pfc转换器及其控制方法 |
-
1999
- 1999-08-30 JP JP24311199A patent/JP3470649B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2002101480A1 (fr) * | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Advantest Corporation | Circuit d'alimentation et dispositif de test |
| US7005867B2 (en) | 2001-06-06 | 2006-02-28 | Advantest Corporation | Power supply circuit and testing device |
| US7504807B2 (en) | 2005-02-09 | 2009-03-17 | Panasonic Corporation | Switching regulator with voltage step up or pass in standby mode and with voltage step up/step down in normal operation mode |
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| DE102005063189A1 (de) * | 2005-12-30 | 2007-08-09 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | Gleichspannungs-Gleichspannungswandler |
| US8129963B2 (en) | 2005-12-30 | 2012-03-06 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | DC to DC converter |
| CN104113210A (zh) * | 2013-07-17 | 2014-10-22 | 广东美的制冷设备有限公司 | 一种pfc转换器及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3470649B2 (ja) | 2003-11-25 |
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