JP2002369505A - Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法Info
- Publication number
- JP2002369505A JP2002369505A JP2001171913A JP2001171913A JP2002369505A JP 2002369505 A JP2002369505 A JP 2002369505A JP 2001171913 A JP2001171913 A JP 2001171913A JP 2001171913 A JP2001171913 A JP 2001171913A JP 2002369505 A JP2002369505 A JP 2002369505A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- reactor
- converter
- output voltage
- integrated circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】入力電源と平滑コンデンサ間で双方向の電力変
換手段を設けて、負荷に依らず速やかに出力電圧を変更
可能な低リップル電圧のＤＣ−ＤＣコンバータを実現す
る。 【解決手段】少なくとも２個の半導体素子と、直流リア
クトルと、平滑コンデンサとから構成される非絶縁降圧
形ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路を備え、基準電圧の設
定値を可変できる基準電圧を発生する手段と、前記基準
電圧を発生する手段で発生させた基準電圧と出力電圧を
比較して誤差情報を出力する手段と、前記誤差情報に基
づき前記半導体素子の制御端子に印加する信号を発生す
る手段と、前記直流リアクトルに流れる電流の方向を識
別する手段とを具備する。
換手段を設けて、負荷に依らず速やかに出力電圧を変更
可能な低リップル電圧のＤＣ−ＤＣコンバータを実現す
る。 【解決手段】少なくとも２個の半導体素子と、直流リア
クトルと、平滑コンデンサとから構成される非絶縁降圧
形ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路を備え、基準電圧の設
定値を可変できる基準電圧を発生する手段と、前記基準
電圧を発生する手段で発生させた基準電圧と出力電圧を
比較して誤差情報を出力する手段と、前記誤差情報に基
づき前記半導体素子の制御端子に印加する信号を発生す
る手段と、前記直流リアクトルに流れる電流の方向を識
別する手段とを具備する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本願発明は直流電源の入力
を、設定された直流出力電圧にして集積回路に供給する
ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
を、設定された直流出力電圧にして集積回路に供給する
ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、バッテリをエネルギー源とする携
帯電話やモバイル関連機器の高性能化に伴い、搭載され
るＣＰＵ(Central Processing Unit：中央演算処理装
置）にも処理能力が高いものが要求されている。一方で
バッテリ駆動時間は、さらなる長時間化が求められてい
る。特に消費電力低減のため、電源電圧は低下する傾向
にあり、携帯機器の電源装置には変換効率の高いものが
必要となる。
帯電話やモバイル関連機器の高性能化に伴い、搭載され
るＣＰＵ(Central Processing Unit：中央演算処理装
置）にも処理能力が高いものが要求されている。一方で
バッテリ駆動時間は、さらなる長時間化が求められてい
る。特に消費電力低減のため、電源電圧は低下する傾向
にあり、携帯機器の電源装置には変換効率の高いものが
必要となる。
【０００３】携帯機器の電源装置としては、一般にシリ
ーズレギュレータや直流−直流変換装置（以後ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと呼ぶ）が使われている。変換効率から見
ると、シリーズレギュレータは負荷電流および電源電圧
と出力電圧の差電圧の積で決まる損失が発生するため、
ＤＣ−ＤＣコンバータが低電圧化に対して有利である。
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その動作原理に起因
する出力電圧の変動いわゆるリップル電圧の問題があ
る。ここで図２を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作
原理およびリップル電圧を説明する。
ーズレギュレータや直流−直流変換装置（以後ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと呼ぶ）が使われている。変換効率から見
ると、シリーズレギュレータは負荷電流および電源電圧
と出力電圧の差電圧の積で決まる損失が発生するため、
ＤＣ−ＤＣコンバータが低電圧化に対して有利である。
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その動作原理に起因
する出力電圧の変動いわゆるリップル電圧の問題があ
る。ここで図２を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作
原理およびリップル電圧を説明する。
【０００４】図２に基本的な降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成例を示す。図２の符号１は直流電源、
２はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３は環流ダイオー
ド、４は直流リアクトル、５は平滑コンデンサ、６は負
荷、７は出力フィードバック回路、９はスイッチング制
御回路である。
コンバータの構成例を示す。図２の符号１は直流電源、
２はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３は環流ダイオー
ド、４は直流リアクトル、５は平滑コンデンサ、６は負
荷、７は出力フィードバック回路、９はスイッチング制
御回路である。
【０００５】次に、図２の電源装置の動作を説明する。
出力電圧フィードバック回路７は、平滑コンデンサ５の
電圧を入力し、あらかじめ設定されている出力電圧基準
値との誤差を増幅する。そして、力電圧フィードバック
回路７の出力をスイッチング制御回路９に入力し、スイ
ッチング制御回路９でパルス列に変換し、Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２をＯＮ／ＯＦＦしてＰＷＭ（パルス
幅変調方法）制御する。これにより、直流リアクトル４
が電流によって励磁されたエネルギーの蓄積と放出とを
繰り返すので、これに伴う電圧変動がいわゆるリップル
電圧として出力に現れる。電源電圧が低くなると、機器
の安定動作のために、リップル電圧の抑制基準がますま
す厳しくなる。このリップル電圧を抑える手段とには、
平滑コンデンサ５を大きくする方法、や上記Ｐチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ２のＯＮ／ＯＦＦ周期を短くする方
法が知られている。また、複数のレギュレータ回路を並
列に接続し、個々のレギュレータ回路のスイッチング位
相をずらして制御し、その出力を合成することによりリ
ップル電圧を抑制する方法が、特開平８−242577号公報
に開示されている。
出力電圧フィードバック回路７は、平滑コンデンサ５の
電圧を入力し、あらかじめ設定されている出力電圧基準
値との誤差を増幅する。そして、力電圧フィードバック
回路７の出力をスイッチング制御回路９に入力し、スイ
ッチング制御回路９でパルス列に変換し、Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２をＯＮ／ＯＦＦしてＰＷＭ（パルス
幅変調方法）制御する。これにより、直流リアクトル４
が電流によって励磁されたエネルギーの蓄積と放出とを
繰り返すので、これに伴う電圧変動がいわゆるリップル
電圧として出力に現れる。電源電圧が低くなると、機器
の安定動作のために、リップル電圧の抑制基準がますま
す厳しくなる。このリップル電圧を抑える手段とには、
平滑コンデンサ５を大きくする方法、や上記Ｐチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ２のＯＮ／ＯＦＦ周期を短くする方
法が知られている。また、複数のレギュレータ回路を並
列に接続し、個々のレギュレータ回路のスイッチング位
相をずらして制御し、その出力を合成することによりリ
ップル電圧を抑制する方法が、特開平８−242577号公報
に開示されている。
【０００６】また、電力の最適化を図る機能を備えた新
タイプのＣＰＵが実用化されていて、例えば、日経エレ
クトロニクス ２０００年３月１３日号“Crusoeの船
出”に記載されている。ここで電力の最適化を図る機能
とは、ＣＰＵの負荷状態に応じて電源電圧および動作周
波数を制御する手段である。高い処理能力を必要とする
場合は動作周波数を上げるために電源電圧を上げ、それ
ほど必要でない場合は動作周波数を低く設定し電源電圧
を下げる。この制御を細かく行うこと（１秒間に数百
回）によって消費電力を抑えている。従って、これから
の携帯機器用の電源装置は、上記のようなＣＰＵにも対
応して電源電圧が可変であることが求められる。
タイプのＣＰＵが実用化されていて、例えば、日経エレ
クトロニクス ２０００年３月１３日号“Crusoeの船
出”に記載されている。ここで電力の最適化を図る機能
とは、ＣＰＵの負荷状態に応じて電源電圧および動作周
波数を制御する手段である。高い処理能力を必要とする
場合は動作周波数を上げるために電源電圧を上げ、それ
ほど必要でない場合は動作周波数を低く設定し電源電圧
を下げる。この制御を細かく行うこと（１秒間に数百
回）によって消費電力を抑えている。従って、これから
の携帯機器用の電源装置は、上記のようなＣＰＵにも対
応して電源電圧が可変であることが求められる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記平滑コンデンサ５
を大容量にする方法では、一般に大容量のコンデンサが
比較的高価な大型部品であるため、装置の小型化，低コ
スト化の妨げになるという問題点がある。また、上記、
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のＯＮ／ＯＦＦ周期を
短く、すなわちスイッチング周波数を上げる方法では、
スイッチング周波数をさらに上げる必要があり、スイッ
チング素子自体の切替速度の問題がある。
を大容量にする方法では、一般に大容量のコンデンサが
比較的高価な大型部品であるため、装置の小型化，低コ
スト化の妨げになるという問題点がある。また、上記、
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のＯＮ／ＯＦＦ周期を
短く、すなわちスイッチング周波数を上げる方法では、
スイッチング周波数をさらに上げる必要があり、スイッ
チング素子自体の切替速度の問題がある。
【０００８】上記複数のレギュレータ回路を並列にする
方法では、さらなるリップル電圧低減を実現するため
に、パワートランジスタ，駆動回路，直列リアクトル，
平滑コンデンサ，還流ダイオードで構成されるレギュレ
ータ回路の並列数を増やす必要がある。しかし、並列数
を増やせば電源装置全体の部品点数が増加する。すなわ
ち、複数レギュレータ回路の並列方法も、並列数が増え
れば、装置の小型化，低コスト化の障害となる。
方法では、さらなるリップル電圧低減を実現するため
に、パワートランジスタ，駆動回路，直列リアクトル，
平滑コンデンサ，還流ダイオードで構成されるレギュレ
ータ回路の並列数を増やす必要がある。しかし、並列数
を増やせば電源装置全体の部品点数が増加する。すなわ
ち、複数レギュレータ回路の並列方法も、並列数が増え
れば、装置の小型化，低コスト化の障害となる。
【０００９】しかし、大容量の平滑コンデンサを用いる
場合、上記のようなＣＰＵに対応するには問題がある。
一般に大容量の平滑コンデンサを用いた場合、出力電圧
を変更するには時間を要するという点である。速やかに
電圧を変更するには、電流を多く流して充電あるいは放
電する必要がある。特に電圧を下げるには、コンデンサ
に蓄積された電荷を放電しなければならない。しかし、
軽負荷の時にはなかなか放電できないため、出力電圧が
下がらない。また、充放電電流を多く流すことができて
も、コンデンサの内部インピーダンスが高いと、そこで
生じる損失が大きくなる。
場合、上記のようなＣＰＵに対応するには問題がある。
一般に大容量の平滑コンデンサを用いた場合、出力電圧
を変更するには時間を要するという点である。速やかに
電圧を変更するには、電流を多く流して充電あるいは放
電する必要がある。特に電圧を下げるには、コンデンサ
に蓄積された電荷を放電しなければならない。しかし、
軽負荷の時にはなかなか放電できないため、出力電圧が
下がらない。また、充放電電流を多く流すことができて
も、コンデンサの内部インピーダンスが高いと、そこで
生じる損失が大きくなる。
【００１０】本発明の目的は、低リップル電圧で、かつ
負荷に依らず出力電圧の可変制御に速やかに対応でき
る、内部インピーダンスが低い電気二重層コンデンサの
ような大容量の平滑コンデンサを用いた電源装置を実現
することにある。
負荷に依らず出力電圧の可変制御に速やかに対応でき
る、内部インピーダンスが低い電気二重層コンデンサの
ような大容量の平滑コンデンサを用いた電源装置を実現
することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータは少なくとも２個の半導体素子と、直流リアクト
ルと、平滑コンデンサとから構成される非絶縁降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの主回路を有する。そして、基準電
圧の設定値を可変できる基準電圧を発生する手段と、前
記基準電圧を発生する手段で発生させた基準電圧と出力
電圧を比較して誤差情報を出力する手段と、前記誤差情
報に基づき前記半導体素子の制御端子に印加する信号を
発生する手段と、前記直流リアクトルに流れる電流の方
向を識別する手段とを具備する。
バータは少なくとも２個の半導体素子と、直流リアクト
ルと、平滑コンデンサとから構成される非絶縁降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの主回路を有する。そして、基準電
圧の設定値を可変できる基準電圧を発生する手段と、前
記基準電圧を発生する手段で発生させた基準電圧と出力
電圧を比較して誤差情報を出力する手段と、前記誤差情
報に基づき前記半導体素子の制御端子に印加する信号を
発生する手段と、前記直流リアクトルに流れる電流の方
向を識別する手段とを具備する。
【００１２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、電源電
圧の可変制御に応じて、上記基準電圧を発生する手段の
基準電圧値を変える。この基準電圧と出力電圧との誤差
情報を出力する手段の誤差情報に従って、半導体素子の
制御端子に印加する信号を発生させ、所望の出力電圧を
得る。さらに出力電圧値を下げる場合は、直流リアクト
ルに流れる電流の方向を識別し、半導体素子の制御端子
に印加する信号を変化させて前記平滑コンデンサに蓄積
された電荷を放電する経路を作ることにより、設定電圧
値にすばやく近づける。
圧の可変制御に応じて、上記基準電圧を発生する手段の
基準電圧値を変える。この基準電圧と出力電圧との誤差
情報を出力する手段の誤差情報に従って、半導体素子の
制御端子に印加する信号を発生させ、所望の出力電圧を
得る。さらに出力電圧値を下げる場合は、直流リアクト
ルに流れる電流の方向を識別し、半導体素子の制御端子
に印加する信号を変化させて前記平滑コンデンサに蓄積
された電荷を放電する経路を作ることにより、設定電圧
値にすばやく近づける。
【００１３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータで、平滑コ
ンデンサの蓄積電荷を放電する経路は、ＤＣ−ＤＣコン
バータの回路を利用しても良いし、別に放電用の回路を
追加しても良い。また、放電する上記蓄積電荷を充電可
能なバッテリに供給して回生すれば、蓄積電荷を有効に
活用できる。
ンデンサの蓄積電荷を放電する経路は、ＤＣ−ＤＣコン
バータの回路を利用しても良いし、別に放電用の回路を
追加しても良い。また、放電する上記蓄積電荷を充電可
能なバッテリに供給して回生すれば、蓄積電荷を有効に
活用できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面を用
いて詳しく説明する。
いて詳しく説明する。
【００１５】（実施例１）本発明の実施例１を図１に示
す。図１は、本発明の基本的な構成を示す図であり、降
圧チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータとして動
作する。図１において、符号１は直流電源、４は直流リ
アクトル、５は平滑コンデンサ、６は負荷、７は出力電
圧フィードバック回路、８ａ，８ｂはＮチャネルパワー
MOSFET、９はスイッチング制御回路、１０は直流リアク
トル４を流れる電流の向きを識別する電流方向識別回
路、１５ａ，１５ｂは駆動回路、１６は反転回路、７１
は基準電圧、７２は誤差演算回路、７３は誤差増幅器、
９１は三角波発生手段、９２は比較器、９３はリミッタ
である。ここで平滑コンデンサ５は、例えば電気二重層
コンデンサのような大容量、低内部インピーダンスのコ
ンデンサである。一般に電気二重層コンデンサは、ファ
ラッド・オーダーの大容量を実現でき、急速充放電が可
能，長寿命であって、内部インピーダンスも、特開平６
−122511号公報，特開平１１−１５４６３０号公報に開
示のように低インピーダンス化が図られている。また、
負荷６は一般に集積回路であり、例えば前述の電力最適
化機能を持ったＣＰＵである。
す。図１は、本発明の基本的な構成を示す図であり、降
圧チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータとして動
作する。図１において、符号１は直流電源、４は直流リ
アクトル、５は平滑コンデンサ、６は負荷、７は出力電
圧フィードバック回路、８ａ，８ｂはＮチャネルパワー
MOSFET、９はスイッチング制御回路、１０は直流リアク
トル４を流れる電流の向きを識別する電流方向識別回
路、１５ａ，１５ｂは駆動回路、１６は反転回路、７１
は基準電圧、７２は誤差演算回路、７３は誤差増幅器、
９１は三角波発生手段、９２は比較器、９３はリミッタ
である。ここで平滑コンデンサ５は、例えば電気二重層
コンデンサのような大容量、低内部インピーダンスのコ
ンデンサである。一般に電気二重層コンデンサは、ファ
ラッド・オーダーの大容量を実現でき、急速充放電が可
能，長寿命であって、内部インピーダンスも、特開平６
−122511号公報，特開平１１−１５４６３０号公報に開
示のように低インピーダンス化が図られている。また、
負荷６は一般に集積回路であり、例えば前述の電力最適
化機能を持ったＣＰＵである。
【００１６】図１において、直流電源１の正極はＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続され、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのソースは直流リアク
トル４の一方の端子とＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂのドレインとに接続される。直流リアクトル４のもう
一方の端子は平滑コンデンサ５の正極に接続される。平
滑コンデンサ５の負極とＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂのソース、それに直流電源１の負極が接続される。
平滑コンデンサ５の両端に負荷６が接続される。
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続され、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのソースは直流リアク
トル４の一方の端子とＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂのドレインとに接続される。直流リアクトル４のもう
一方の端子は平滑コンデンサ５の正極に接続される。平
滑コンデンサ５の負極とＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂのソース、それに直流電源１の負極が接続される。
平滑コンデンサ５の両端に負荷６が接続される。
【００１７】平滑コンデンサ５の正極は出力電圧フィー
ドバック回路７の内部にある誤差演算回路７２に入力さ
れる。基準電圧７１も誤差演算回路７２に入力される。
基準電圧７１は、負荷６から電圧設定が可能な回路とな
っていて、設定値を変えることにより、出力電圧が可変
となる。この時の回路動作は、後述する。誤差演算回路
７２の出力が誤差増幅器７３に入力され、誤差増幅器７
３の出力は出力電圧フィードバック回路７の出力とし
て、スイッチング制御回路９の内部にあるリミッタ９３
に接続される。リミッタ９３の出力は比較器９２の一方
の入力に接続され、三角波発生手段９１の出力も比較器
９２のもう一方の入力に接続される。比較器９２の出力
はスイッチング制御回路９の出力として、駆動回路１５
ａおよび反転回路１６に接続される。反転回路１６の出
力は、駆動回路１５ｂに接続される。駆動回路１５ａの
出力はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートに、
駆動回路１５ｂの出力はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂのゲートにそれぞれ接続される。また、直流リアク
トル４の電流の向きを識別する電流方向識別回路１０の
出力は、スイッチング制御回路９に接続されている。
ドバック回路７の内部にある誤差演算回路７２に入力さ
れる。基準電圧７１も誤差演算回路７２に入力される。
基準電圧７１は、負荷６から電圧設定が可能な回路とな
っていて、設定値を変えることにより、出力電圧が可変
となる。この時の回路動作は、後述する。誤差演算回路
７２の出力が誤差増幅器７３に入力され、誤差増幅器７
３の出力は出力電圧フィードバック回路７の出力とし
て、スイッチング制御回路９の内部にあるリミッタ９３
に接続される。リミッタ９３の出力は比較器９２の一方
の入力に接続され、三角波発生手段９１の出力も比較器
９２のもう一方の入力に接続される。比較器９２の出力
はスイッチング制御回路９の出力として、駆動回路１５
ａおよび反転回路１６に接続される。反転回路１６の出
力は、駆動回路１５ｂに接続される。駆動回路１５ａの
出力はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートに、
駆動回路１５ｂの出力はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂのゲートにそれぞれ接続される。また、直流リアク
トル４の電流の向きを識別する電流方向識別回路１０の
出力は、スイッチング制御回路９に接続されている。
【００１８】まず、基準電圧７１がある設定値Ｖref に
設定されている定常状態での動作を説明する。図３は定
常状態における図１の回路動作を示す信号波形図であ
る。スイッチング制御回路９がＰＷＭ制御を行う場合を
説明する。図１において、平滑コンデンサ５の両端の電
圧である出力電圧Ｖout は、出力電圧フィードバック回
路７に入力され、基準電圧７１との差が誤差演算回路７
２から出力される。この誤差電圧を誤差増幅器７３で増
幅し、増幅された誤差電圧を出力電圧フィードバック回
路７から出力する。この増幅された誤差電圧はスイッチ
ング制御回路９の内部にあるリミッタ９３に入力され
る。リミッタ９３はＰＷＭの最大時比率と最小時比率を
規定する。増幅された誤差電圧は、リミッタ９３を通し
て比較器９２に入力される。
設定されている定常状態での動作を説明する。図３は定
常状態における図１の回路動作を示す信号波形図であ
る。スイッチング制御回路９がＰＷＭ制御を行う場合を
説明する。図１において、平滑コンデンサ５の両端の電
圧である出力電圧Ｖout は、出力電圧フィードバック回
路７に入力され、基準電圧７１との差が誤差演算回路７
２から出力される。この誤差電圧を誤差増幅器７３で増
幅し、増幅された誤差電圧を出力電圧フィードバック回
路７から出力する。この増幅された誤差電圧はスイッチ
ング制御回路９の内部にあるリミッタ９３に入力され
る。リミッタ９３はＰＷＭの最大時比率と最小時比率を
規定する。増幅された誤差電圧は、リミッタ９３を通し
て比較器９２に入力される。
【００１９】リミッタ９３の出力は、三角波発生手段９
１の出力と比較され、比較器９２からパルス列となって
出力される。比較器９２から出力されたパルス列は駆動
回路１５ａに入力され、図３に示すゲート・ソース間電
圧パルスＶＧａが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａのゲート・ソース間に印加される。このパルス
列の波高値は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのス
レッショルド電圧よりも充分に大きく、これによりＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａはスイッチング動作す
る。また、比較器９２の出力は同時に反転回路１６に入
力され、比較器９２のパルス列を反転した信号が駆動回
路１５ｂに入力され、図３に示すような、ゲート・ソー
ス間電圧パルスＶGbが出力され、ＮチャネルパワーMOSF
ET8bのゲート・ソース間に印加される。
１の出力と比較され、比較器９２からパルス列となって
出力される。比較器９２から出力されたパルス列は駆動
回路１５ａに入力され、図３に示すゲート・ソース間電
圧パルスＶＧａが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａのゲート・ソース間に印加される。このパルス
列の波高値は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのス
レッショルド電圧よりも充分に大きく、これによりＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａはスイッチング動作す
る。また、比較器９２の出力は同時に反転回路１６に入
力され、比較器９２のパルス列を反転した信号が駆動回
路１５ｂに入力され、図３に示すような、ゲート・ソー
ス間電圧パルスＶGbが出力され、ＮチャネルパワーMOSF
ET8bのゲート・ソース間に印加される。
【００２０】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａにゲー
ト・ソース間電圧が印加されたとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、一方、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂはオフする。このとき、直流電源１と直
流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直列に接続され、
直流リアクトル４に電流ＩL が流れる。Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｂはオフした状態において、直流リアクトル４
を流れる電流ＩLは次式に示す傾きｄＩL／ｄｔで増加す
る。
ト・ソース間電圧が印加されたとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、一方、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂはオフする。このとき、直流電源１と直
流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直列に接続され、
直流リアクトル４に電流ＩL が流れる。Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｂはオフした状態において、直流リアクトル４
を流れる電流ＩLは次式に示す傾きｄＩL／ｄｔで増加す
る。
【００２１】 ｄＩL／ｄｔ＝（Ｖin−Ｖout）／Ｌ …（１） ここで、Ｌは直流リアクトル４の誘導リアクタンスを示
す。電流ＩL の向きは、図１において直流リアクトル４
を負荷６と接続する端に向かって流れる方向を正とす
る。直流リアクトル４を流れる電流ＩL が平滑コンデン
サ５を充電する。この時、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｂの端子間電圧ＶDSはほぼ入力電圧Ｖinと等しくな
る。
す。電流ＩL の向きは、図１において直流リアクトル４
を負荷６と接続する端に向かって流れる方向を正とす
る。直流リアクトル４を流れる電流ＩL が平滑コンデン
サ５を充電する。この時、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｂの端子間電圧ＶDSはほぼ入力電圧Ｖinと等しくな
る。
【００２２】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
ト・ソース間電圧が０になったとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオフするが、同時にＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンする。直流リア
クトル４に流れていた電流ＩL はＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方向に流れる同期整
流が行われる。この時直流リアクトル４を流れる電流Ｉ
L は次式で表される。
ト・ソース間電圧が０になったとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオフするが、同時にＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンする。直流リア
クトル４に流れていた電流ＩL はＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方向に流れる同期整
流が行われる。この時直流リアクトル４を流れる電流Ｉ
L は次式で表される。
【００２３】 ｄＩL／ｄｔ＝−（Ｖout）／Ｌ …（２） すなわち、直流リアクトル４を流れる電流ＩL は、
（２）式に示す傾きで減少する。この時Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレインの電圧ＶDSは０ＶからＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのオン電圧分、すなわ
ちオン抵抗と通流電流の積だけ下がった負電圧になる。
この結果として、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの
端子間電圧ＶDSには図３に示す波形が発生する。直流リ
アクトル４と平滑コンデンサ５は、このＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSを平滑する。この制
御系は、出力電圧Ｖout を一定に保ち、かつ出力電流Ｉ
out を確保するように動作する。以上説明した定常状態
は、降圧チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータの
基本的動作である。
（２）式に示す傾きで減少する。この時Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレインの電圧ＶDSは０ＶからＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのオン電圧分、すなわ
ちオン抵抗と通流電流の積だけ下がった負電圧になる。
この結果として、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの
端子間電圧ＶDSには図３に示す波形が発生する。直流リ
アクトル４と平滑コンデンサ５は、このＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSを平滑する。この制
御系は、出力電圧Ｖout を一定に保ち、かつ出力電流Ｉ
out を確保するように動作する。以上説明した定常状態
は、降圧チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータの
基本的動作である。
【００２４】次に出力電圧を変える時の回路動作を説明
する。本実施例では出力電圧を変えるため、出力電圧フ
ィードバック回路７に負荷６から設定信号が送られる。
設定方法としては、基準電圧７１の設定値Ｖref を可変
できるようにしても良いし、誤差演算回路７２に前記出
力値設定を行い、設定値を加味して誤差を演算する方法
でもかまわない。以下、基準電圧７１の設定値Ｖref を
可変する場合を説明する。また、図１では電源に接続さ
れる負荷６から出力値設定を行ったが、電源に直接接続
しない別の回路，ＣＰＵ，電力管理用のＩＣ等から設定
しても何ら問題ない。
する。本実施例では出力電圧を変えるため、出力電圧フ
ィードバック回路７に負荷６から設定信号が送られる。
設定方法としては、基準電圧７１の設定値Ｖref を可変
できるようにしても良いし、誤差演算回路７２に前記出
力値設定を行い、設定値を加味して誤差を演算する方法
でもかまわない。以下、基準電圧７１の設定値Ｖref を
可変する場合を説明する。また、図１では電源に接続さ
れる負荷６から出力値設定を行ったが、電源に直接接続
しない別の回路，ＣＰＵ，電力管理用のＩＣ等から設定
しても何ら問題ない。
【００２５】出力電圧を上げるには、基準電圧７１の設
定値Ｖref を現在の設定値より上げる。図４は、基準電
圧７１の設定値Ｖref を時間ｔ1 で上げた場合の回路動
作を示す信号波形図である。基準電圧７１を変えた時間
ｔ1 後は、出力電圧フィードバック回路７で誤差電圧が
生じる。この誤差電圧を増幅し、出力電圧フィードバッ
ク回路７から出力する。この増幅された誤差電圧はスイ
ッチング制御回路９に入力され、前述したようにパルス
列となって出力される。誤差電圧の変動は、比較器９２
を介することにより、出力されるパルスのパルス幅に反
映される。上記出力されたパルス列は駆動回路１５ａに
入力され、図４に示すようなゲート・ソース間電圧パル
スＶGaが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ
のゲート・ソース間に印加される。図４は、出力電圧を
上げるためにパルス幅が広がった状態を示している。
定値Ｖref を現在の設定値より上げる。図４は、基準電
圧７１の設定値Ｖref を時間ｔ1 で上げた場合の回路動
作を示す信号波形図である。基準電圧７１を変えた時間
ｔ1 後は、出力電圧フィードバック回路７で誤差電圧が
生じる。この誤差電圧を増幅し、出力電圧フィードバッ
ク回路７から出力する。この増幅された誤差電圧はスイ
ッチング制御回路９に入力され、前述したようにパルス
列となって出力される。誤差電圧の変動は、比較器９２
を介することにより、出力されるパルスのパルス幅に反
映される。上記出力されたパルス列は駆動回路１５ａに
入力され、図４に示すようなゲート・ソース間電圧パル
スＶGaが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ
のゲート・ソース間に印加される。図４は、出力電圧を
上げるためにパルス幅が広がった状態を示している。
【００２６】また、比較器９２の出力は同時に反転回路
１６に入力され、比較器９２のパルス列を反転した信号
が駆動回路１５ｂに入力される。駆動回路１５ｂから図
４に示すような、ゲート・ソース間電圧パルスＶGbが出
力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・
ソース間に印加される。電圧パルスＶGbは、電圧パルス
ＶGaの反転した信号なので、定常状態に比べパルス幅は
狭まっている。
１６に入力され、比較器９２のパルス列を反転した信号
が駆動回路１５ｂに入力される。駆動回路１５ｂから図
４に示すような、ゲート・ソース間電圧パルスＶGbが出
力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・
ソース間に印加される。電圧パルスＶGbは、電圧パルス
ＶGaの反転した信号なので、定常状態に比べパルス幅は
狭まっている。
【００２７】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａにゲー
ト・ソース間電圧が印加されたとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、一方、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂはオフする。このとき、直流電源１と直
流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直列に接続され、
直流リアクトル４に電流ＩL が流れ平滑コンデンサ５を
充電する。
ト・ソース間電圧が印加されたとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、一方、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂはオフする。このとき、直流電源１と直
流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直列に接続され、
直流リアクトル４に電流ＩL が流れ平滑コンデンサ５を
充電する。
【００２８】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
ト・ソース間電圧が０になったとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオフするが、同時にＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンする。直流リア
クトル４に流れていた電流ＩL はＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方向に流れる同期整
流が行われる。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのド
レインの電圧ＶDSは０ＶからＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ｂのオン電圧分、すなわちオン抵抗と通流電流の
積だけ下がった負電圧になる。この結果として、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間電圧ＶDSには図４
に示すような波形が発生する。直流リアクトル４と平滑
コンデンサ５は、このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂの電圧波形ＶDSを平滑する。
ト・ソース間電圧が０になったとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオフするが、同時にＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンする。直流リア
クトル４に流れていた電流ＩL はＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方向に流れる同期整
流が行われる。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのド
レインの電圧ＶDSは０ＶからＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ｂのオン電圧分、すなわちオン抵抗と通流電流の
積だけ下がった負電圧になる。この結果として、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間電圧ＶDSには図４
に示すような波形が発生する。直流リアクトル４と平滑
コンデンサ５は、このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂの電圧波形ＶDSを平滑する。
【００２９】この時、ゲート・ソース間電圧パルスＶGa
のパルス幅が広がっているため、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａがオンしている時間が長くなる。従って、
平滑コンデンサ５の充電量が増加する。一方、逆にＮチ
ャネルパワーMOSFET8bがオンする時間は短くなるため、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSは、
図４に示すような波形になる。このＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSを、直流リアクトル４と
平滑コンデンサ５で平滑したものが出力であり、この場
合出力Ｖoutは上がることになる。この制御サイクル
は、出力電圧Ｖoutが設定値Ｖref になるまで（図４
中、時間ｔ2 ）繰り返される。その後は前述の定常状態
となり、出力電圧Ｖout を一定に保ち、かつ出力電流Ｉ
out を確保するように動作することになる。
のパルス幅が広がっているため、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａがオンしている時間が長くなる。従って、
平滑コンデンサ５の充電量が増加する。一方、逆にＮチ
ャネルパワーMOSFET8bがオンする時間は短くなるため、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSは、
図４に示すような波形になる。このＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSを、直流リアクトル４と
平滑コンデンサ５で平滑したものが出力であり、この場
合出力Ｖoutは上がることになる。この制御サイクル
は、出力電圧Ｖoutが設定値Ｖref になるまで（図４
中、時間ｔ2 ）繰り返される。その後は前述の定常状態
となり、出力電圧Ｖout を一定に保ち、かつ出力電流Ｉ
out を確保するように動作することになる。
【００３０】次に、出力電圧を下げる場合を説明する。
出力電圧を下げるには、基準電圧７１の設定値Ｖrefを
下げる。図５は、基準電圧７１の設定値Ｖref を時間ｔ
3で下げた場合の回路動作を示す信号波形図である。基
準電圧７１を下げた時間ｔ3では、誤差電圧が生じる。
この誤差電圧を誤差増幅器７３で増幅し、出力電圧フィ
ードバック回路７から出力する。この増幅された誤差電
圧はスイッチング制御回路９に入力され、前記説明した
ように比較器９２からパルス列となって出力される。上
記誤差電圧の大きさは、出力されるパルスのパルス幅に
反映される。このパルス列は駆動回路１５ａに入力さ
れ、図５に示すようなゲート・ソース間電圧パルスＶGa
が出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
ト・ソース間に印加される。出力電圧を下げる場合、ゲ
ート・ソース間電圧パルスＶGaのパルス幅は狭まくな
る。
出力電圧を下げるには、基準電圧７１の設定値Ｖrefを
下げる。図５は、基準電圧７１の設定値Ｖref を時間ｔ
3で下げた場合の回路動作を示す信号波形図である。基
準電圧７１を下げた時間ｔ3では、誤差電圧が生じる。
この誤差電圧を誤差増幅器７３で増幅し、出力電圧フィ
ードバック回路７から出力する。この増幅された誤差電
圧はスイッチング制御回路９に入力され、前記説明した
ように比較器９２からパルス列となって出力される。上
記誤差電圧の大きさは、出力されるパルスのパルス幅に
反映される。このパルス列は駆動回路１５ａに入力さ
れ、図５に示すようなゲート・ソース間電圧パルスＶGa
が出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
ト・ソース間に印加される。出力電圧を下げる場合、ゲ
ート・ソース間電圧パルスＶGaのパルス幅は狭まくな
る。
【００３１】また、比較器９２の出力は同時に反転回路
１６に入力され、比較器９２のパルス列を反転した信号
が駆動回路１５ｂに入力される。駆動回路１５ｂから図
５に示すような、ゲート・ソース間電圧パルスＶGbが出
力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・
ソース間に印加される。電圧パルスＶGbは、電圧パルス
ＶGaの反転した信号なので、定常状態に比べパルス幅は
広がっている。
１６に入力され、比較器９２のパルス列を反転した信号
が駆動回路１５ｂに入力される。駆動回路１５ｂから図
５に示すような、ゲート・ソース間電圧パルスＶGbが出
力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・
ソース間に印加される。電圧パルスＶGbは、電圧パルス
ＶGaの反転した信号なので、定常状態に比べパルス幅は
広がっている。
【００３２】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａにゲー
ト・ソース間電圧が印加されたとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、一方、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂはオフする。このとき、直流電源１と直
流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直列に接続され、
直流リアクトル４に電流ＩL が流れ平滑コンデンサ５を
充電する。
ト・ソース間電圧が印加されたとき、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａがオンし、一方、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂはオフする。このとき、直流電源１と直
流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直列に接続され、
直流リアクトル４に電流ＩL が流れ平滑コンデンサ５を
充電する。
【００３３】ゲート・ソース間電圧ＶGaが０になったと
き、ＮチャネルパワーMOSFET8aがオフするが、同時にＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンす
る。直流リアクトル４に流れていた電流ＩL はＮチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方向に
流れる同期整流が行われる。ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ｂのドレインの電圧ＶDSは０ＶからＮチャネルパ
ワーMOSFET8bのオン電圧分、すなわちオン抵抗と通流電
流の積だけ下がった負電圧になる。この結果として、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間電圧ＶDSには
図５に示すような波形が発生する。直流リアクトル４と
平滑コンデンサ５は、このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｂの電圧波形ＶDSを平滑している。
き、ＮチャネルパワーMOSFET8aがオフするが、同時にＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンす
る。直流リアクトル４に流れていた電流ＩL はＮチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方向に
流れる同期整流が行われる。ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ｂのドレインの電圧ＶDSは０ＶからＮチャネルパ
ワーMOSFET8bのオン電圧分、すなわちオン抵抗と通流電
流の積だけ下がった負電圧になる。この結果として、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間電圧ＶDSには
図５に示すような波形が発生する。直流リアクトル４と
平滑コンデンサ５は、このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｂの電圧波形ＶDSを平滑している。
【００３４】この時、ゲート・ソース間電圧パルスＶGa
のパルス幅が狭まっているため、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａがオンしている時間が短くなる。従って、
平滑コンデンサ５の充電量は少なくなる。一方、逆にＮ
チャネルパワーMOSFET8bがオンする時間は長くなるた
め、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDS
は、図５に示すような波形になる。このＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSを、直流リアクトル
４と平滑コンデンサ５で平滑化したものが出力であり、
図５に示す状態の場合、出力Ｖout は下がることにな
る。この制御サイクルは、出力電圧Ｖout が設定値Ｖ
ref になるまで（図５中、時間ｔ4 ）繰り返される。そ
の後は前述の定常状態となり、出力電圧Ｖout を一定に
保ち、かつ出力電流Ｉout を確保するように動作する。
のパルス幅が狭まっているため、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａがオンしている時間が短くなる。従って、
平滑コンデンサ５の充電量は少なくなる。一方、逆にＮ
チャネルパワーMOSFET8bがオンする時間は長くなるた
め、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDS
は、図５に示すような波形になる。このＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波形ＶDSを、直流リアクトル
４と平滑コンデンサ５で平滑化したものが出力であり、
図５に示す状態の場合、出力Ｖout は下がることにな
る。この制御サイクルは、出力電圧Ｖout が設定値Ｖ
ref になるまで（図５中、時間ｔ4 ）繰り返される。そ
の後は前述の定常状態となり、出力電圧Ｖout を一定に
保ち、かつ出力電流Ｉout を確保するように動作する。
【００３５】以上述べたように、基準電圧７１の設定値
Ｖref を変える回路構成とすることで、出力電圧可変の
電源装置が実現できる。しかし、リップル電圧低減のた
めに平滑コンデンサ５の容量を大きくすると、次のよう
な問題が生じる。すなわち、平滑コンデンサ５が大容量
になるほど、その端子電圧（＝出力電圧Ｖout ）の変更
には時間を要することである。電源の安定化にとっては
利点となるが、前述した電力の最適化を図る機能を持っ
た新しいタイプのＣＰＵのように電源電圧の設定を細か
く行う（１秒間に数百回）場合には、不利になる。
Ｖref を変える回路構成とすることで、出力電圧可変の
電源装置が実現できる。しかし、リップル電圧低減のた
めに平滑コンデンサ５の容量を大きくすると、次のよう
な問題が生じる。すなわち、平滑コンデンサ５が大容量
になるほど、その端子電圧（＝出力電圧Ｖout ）の変更
には時間を要することである。電源の安定化にとっては
利点となるが、前述した電力の最適化を図る機能を持っ
た新しいタイプのＣＰＵのように電源電圧の設定を細か
く行う（１秒間に数百回）場合には、不利になる。
【００３６】特に電圧を下げる場合は、平滑コンデンサ
５に蓄積された余分な電荷を放電しなければならない。
負荷６が重負荷であれば、出力電流Ｉout が大きいため
に、平滑コンデンサ５の蓄積電荷を出力電流として消費
し、早く所定の電圧値まで下げることができる。問題に
なるのは負荷６が軽負荷，無負荷の場合である。特に携
帯機器用のＣＰＵ，回路は、電力消費を抑えるために負
荷を軽くする傾向にあり、また必要最低限の回路にしか
電力を供給しないような、いわゆる待機モードを備える
ものもある。こうした場合、出力電流Ｉout はほとんど
流れないため、平滑コンデンサ５の蓄積電荷をなかなか
放電できず、出力電圧Ｖout を設定値Ｖref まで下げる
のに要する時間（図５中のｔ4−ｔ3）が長くなる。
５に蓄積された余分な電荷を放電しなければならない。
負荷６が重負荷であれば、出力電流Ｉout が大きいため
に、平滑コンデンサ５の蓄積電荷を出力電流として消費
し、早く所定の電圧値まで下げることができる。問題に
なるのは負荷６が軽負荷，無負荷の場合である。特に携
帯機器用のＣＰＵ，回路は、電力消費を抑えるために負
荷を軽くする傾向にあり、また必要最低限の回路にしか
電力を供給しないような、いわゆる待機モードを備える
ものもある。こうした場合、出力電流Ｉout はほとんど
流れないため、平滑コンデンサ５の蓄積電荷をなかなか
放電できず、出力電圧Ｖout を設定値Ｖref まで下げる
のに要する時間（図５中のｔ4−ｔ3）が長くなる。
【００３７】一方、出力電圧を上げる場合は平滑コンデ
ンサ５を充電しなければならない。従って大容量のコン
デンサを用いれば、それだけ充電に要する時間（図４中
のｔ2−ｔ1）が長くなる。ただし、これは直流リアクト
ル４に流す電流ＩL の大きさ、すなわち直流電源１の電
流を流す能力によって決まるといって良い。
ンサ５を充電しなければならない。従って大容量のコン
デンサを用いれば、それだけ充電に要する時間（図４中
のｔ2−ｔ1）が長くなる。ただし、これは直流リアクト
ル４に流す電流ＩL の大きさ、すなわち直流電源１の電
流を流す能力によって決まるといって良い。
【００３８】以上の点を考慮し、本実施例では大容量の
平滑コンデンサ５を用いた場合にも、速やかに所定の電
圧値に出力電圧を変えるための回路制御を行っている。
出力電圧を変える場合は、次に示す４モードに電源の制
御方法を適宜切り替える。４モードとは、過渡モード，
電荷引抜きモード，復帰モード，整流モードであり、以
下順次説明する。なお、前述の定常状態、すなわち降圧
チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作
が整流モードである。なお、前述の負荷６からの設定信
号はスイッチング制御回路９にも入力され、設定に応じ
てスイッチング制御が適宜上記モードで切り替わる。
平滑コンデンサ５を用いた場合にも、速やかに所定の電
圧値に出力電圧を変えるための回路制御を行っている。
出力電圧を変える場合は、次に示す４モードに電源の制
御方法を適宜切り替える。４モードとは、過渡モード，
電荷引抜きモード，復帰モード，整流モードであり、以
下順次説明する。なお、前述の定常状態、すなわち降圧
チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作
が整流モードである。なお、前述の負荷６からの設定信
号はスイッチング制御回路９にも入力され、設定に応じ
てスイッチング制御が適宜上記モードで切り替わる。
【００３９】まず、電圧を下げる場合を説明する。本実
施例の回路制御では、負荷に依らず電荷放電でき、速や
かに出力電圧を下げることができる。この仕組みを説明
する。図６は、基準電圧７１の設定値Ｖref を時間ｔ5
で下げた場合の回路動作を示す信号波形図である。な
お、この時の負荷６は例えば上記待機モード設定によ
り、軽負荷であるとする。
施例の回路制御では、負荷に依らず電荷放電でき、速や
かに出力電圧を下げることができる。この仕組みを説明
する。図６は、基準電圧７１の設定値Ｖref を時間ｔ5
で下げた場合の回路動作を示す信号波形図である。な
お、この時の負荷６は例えば上記待機モード設定によ
り、軽負荷であるとする。
【００４０】基準電圧７１を下げた時間ｔ5 において、
電源回路を過渡モードに切り替える。基準電圧７１を下
げたため、出力電圧フィードバック回路７において誤差
電圧が生じる。この誤差電圧を誤差増幅器７３で増幅
し、出力電圧フィードバック回路７から出力する。この
増幅された誤差電圧はスイッチング制御回路９の内部に
あるリミッタ９３に入力される。リミッタ９３はＰＷＭ
の最大時比率と最小時比率を規定するものだが、過渡モ
ードではこの規定をオフする。従って増幅された誤差電
圧は、そのまま比較器９２に入力されることになる。
電源回路を過渡モードに切り替える。基準電圧７１を下
げたため、出力電圧フィードバック回路７において誤差
電圧が生じる。この誤差電圧を誤差増幅器７３で増幅
し、出力電圧フィードバック回路７から出力する。この
増幅された誤差電圧はスイッチング制御回路９の内部に
あるリミッタ９３に入力される。リミッタ９３はＰＷＭ
の最大時比率と最小時比率を規定するものだが、過渡モ
ードではこの規定をオフする。従って増幅された誤差電
圧は、そのまま比較器９２に入力されることになる。
【００４１】上記誤差電圧は、三角波発生手段９１の出
力と比較され、比較器９２からパルス列となって出力さ
れる。上記誤差電圧の大きさは、出力されるパルスのパ
ルス幅に反映される。上記パルス列は駆動回路１５ａに
入力され、図６に示すようなゲート・ソース間電圧パル
スＶGaが出力され、ＮチャネルパワーMOSFET8aのゲート
・ソース間に印加される。また、比較器９２の出力は同
時に反転回路１６に入力され、比較器９２のパルス列を
反転した信号が駆動回路１５ｂに入力される。駆動回路
１５ｂから図５に示すような、ゲート・ソース間電圧パ
ルスＶGbが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂのゲート・ソース間に印加される。
力と比較され、比較器９２からパルス列となって出力さ
れる。上記誤差電圧の大きさは、出力されるパルスのパ
ルス幅に反映される。上記パルス列は駆動回路１５ａに
入力され、図６に示すようなゲート・ソース間電圧パル
スＶGaが出力され、ＮチャネルパワーMOSFET8aのゲート
・ソース間に印加される。また、比較器９２の出力は同
時に反転回路１６に入力され、比較器９２のパルス列を
反転した信号が駆動回路１５ｂに入力される。駆動回路
１５ｂから図５に示すような、ゲート・ソース間電圧パ
ルスＶGbが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂのゲート・ソース間に印加される。
【００４２】前述したように出力電圧を上げるには電圧
パルスＶGaのパルス幅を広くし（電圧パルスＶGbのパル
ス幅は狭まる）、出力電圧を下げるには電圧パルスＶGa
のパルス幅を狭まくする（電圧パルスＶGbのパルス幅は
広くなる）。本実施例ではリミッタ９３をオフしている
ため、電圧パルスＶGaおよびＶGbのパルス幅制限は無く
なっている。軽負荷時には、平滑コンデンサ５の蓄積電
荷を放電できないため出力電圧がなかなか下がらない。
結果として、出力電圧を下げるためＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・ソース間に電圧パルスＶGbが
印加される時間が長くなる。
パルスＶGaのパルス幅を広くし（電圧パルスＶGbのパル
ス幅は狭まる）、出力電圧を下げるには電圧パルスＶGa
のパルス幅を狭まくする（電圧パルスＶGbのパルス幅は
広くなる）。本実施例ではリミッタ９３をオフしている
ため、電圧パルスＶGaおよびＶGbのパルス幅制限は無く
なっている。軽負荷時には、平滑コンデンサ５の蓄積電
荷を放電できないため出力電圧がなかなか下がらない。
結果として、出力電圧を下げるためＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・ソース間に電圧パルスＶGbが
印加される時間が長くなる。
【００４３】前記（１），（２）式に示すように、Ｎチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂのオン／オフによ
って直流リアクトル４を流れる電流ＩL は増減してい
る。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンしている
時、直流リアクトル４を流れる電流ＩL は、（２）式に
示した傾きで減少する。図６のようにＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンし続けると、次第に電流ＩL は
減少して０（図６中時間ｔ6 ）になり、ついには逆方向
に流れ始める。逆方向に流れる電流ＩL は、平滑コンデ
ンサ５の蓄積電荷の放電である。従って、蓄積電荷の放
電に伴い、平滑コンデンサ５の両端の電圧、すなわち出
力電圧Ｖout は下がる。この電流ＩLの流れる向きは、
電流方向識別回路１０によってモニタされている。な
お、電流方向識別回路１０は、直流リアクトル４を流れ
る電流の向きが分かれば方法は問わない。
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂのオン／オフによ
って直流リアクトル４を流れる電流ＩL は増減してい
る。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンしている
時、直流リアクトル４を流れる電流ＩL は、（２）式に
示した傾きで減少する。図６のようにＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンし続けると、次第に電流ＩL は
減少して０（図６中時間ｔ6 ）になり、ついには逆方向
に流れ始める。逆方向に流れる電流ＩL は、平滑コンデ
ンサ５の蓄積電荷の放電である。従って、蓄積電荷の放
電に伴い、平滑コンデンサ５の両端の電圧、すなわち出
力電圧Ｖout は下がる。この電流ＩLの流れる向きは、
電流方向識別回路１０によってモニタされている。な
お、電流方向識別回路１０は、直流リアクトル４を流れ
る電流の向きが分かれば方法は問わない。
【００４４】ところで、上記直流リアクトル４を流れる
電流ＩL が逆方向に流れるのは損失となるため、それを
防止するために本実施例では、この直流リアクトル４を
逆方向に流れる電流を利用して、負荷６の大きさに依ら
ず平滑コンデンサ５の蓄積電荷を速やかに放電する。な
お、例えば特開平１１−２３５０２２号公報に記載され
ているように電流の向きを検出して逆流しないようにス
イッチング制御を行っている場合は、この制御を同時に
解除しておくことはいうまでもない。
電流ＩL が逆方向に流れるのは損失となるため、それを
防止するために本実施例では、この直流リアクトル４を
逆方向に流れる電流を利用して、負荷６の大きさに依ら
ず平滑コンデンサ５の蓄積電荷を速やかに放電する。な
お、例えば特開平１１−２３５０２２号公報に記載され
ているように電流の向きを検出して逆流しないようにス
イッチング制御を行っている場合は、この制御を同時に
解除しておくことはいうまでもない。
【００４５】本実施例では逆方向に流れる電流ＩL を平
滑コンデンサ５の蓄積電荷放電に利用しているが、この
ままではＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂを介して接
地されるため、前述したように放電した電荷は単なる損
失となってしまう。そこで、本実施例ではさらに放電す
る蓄積電荷の回生を図る。電流方向識別回路１０が直流
リアクトル４の電流ＩＬが逆方向に流れ出すことを検出
し（図６中 ｔ6 ）、かつ出力電圧Ｖout が基準電圧７
１に達していない場合、電源回路は電荷引抜きモードに
切り替わる。
滑コンデンサ５の蓄積電荷放電に利用しているが、この
ままではＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂを介して接
地されるため、前述したように放電した電荷は単なる損
失となってしまう。そこで、本実施例ではさらに放電す
る蓄積電荷の回生を図る。電流方向識別回路１０が直流
リアクトル４の電流ＩＬが逆方向に流れ出すことを検出
し（図６中 ｔ6 ）、かつ出力電圧Ｖout が基準電圧７
１に達していない場合、電源回路は電荷引抜きモードに
切り替わる。
【００４６】電荷引抜きモードでは、直流リアクトル４
の電流ＩL が逆方向に流れている状態を保持しながら、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂをオン／オフ
制御する。この時、図１では直流電源が平滑コンデンサ
５，スイッチング素子がＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂ，整流素子がＮチャネルパワーMOSFET8a，負荷が直
流電源１とみなすことができる昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとして動作する。従って、蓄積電荷はＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンしている間に直流
リアクトル４に励磁エネルギーとして貯えられ、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａがオンすると、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａを介して励磁エネルギーが直流
電源１に放出される。ここで、直流電源１が充電可能な
バッテリであれば、上記蓄積電荷を直流電源１に回生で
きる。
の電流ＩL が逆方向に流れている状態を保持しながら、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂをオン／オフ
制御する。この時、図１では直流電源が平滑コンデンサ
５，スイッチング素子がＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂ，整流素子がＮチャネルパワーMOSFET8a，負荷が直
流電源１とみなすことができる昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとして動作する。従って、蓄積電荷はＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンしている間に直流
リアクトル４に励磁エネルギーとして貯えられ、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａがオンすると、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａを介して励磁エネルギーが直流
電源１に放出される。ここで、直流電源１が充電可能な
バッテリであれば、上記蓄積電荷を直流電源１に回生で
きる。
【００４７】上記回路制御により、負荷６に依らず平滑
コンデンサ５の蓄積電荷を放電するとともに、バッテリ
の充電に再利用できる。蓄積電荷を放電することで出力
電圧Ｖout が下がり、基準電圧７１に達する（図６ 時
間ｔ7 ）。基準電圧７１まで出力電圧が下がったら、電
源回路は復帰モードに切り替わる。
コンデンサ５の蓄積電荷を放電するとともに、バッテリ
の充電に再利用できる。蓄積電荷を放電することで出力
電圧Ｖout が下がり、基準電圧７１に達する（図６ 時
間ｔ7 ）。基準電圧７１まで出力電圧が下がったら、電
源回路は復帰モードに切り替わる。
【００４８】復帰モードでは、直流リアクトル４の電流
ＩL が順方向に流れ出すまでＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａをオン(ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂは
オフ)し続ける。電流方向識別回路１０で、直流リアク
トル４の電流ＩL が順方向に流れるのを検出したら（図
６中 時間ｔ8 ）、電源回路を整流モード、すなわち降
圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に戻す。以降
電源回路は、出力電圧Ｖout を基準電圧７１の設定値Ｖ
ref に保つように動作する。
ＩL が順方向に流れ出すまでＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａをオン(ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂは
オフ)し続ける。電流方向識別回路１０で、直流リアク
トル４の電流ＩL が順方向に流れるのを検出したら（図
６中 時間ｔ8 ）、電源回路を整流モード、すなわち降
圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に戻す。以降
電源回路は、出力電圧Ｖout を基準電圧７１の設定値Ｖ
ref に保つように動作する。
【００４９】また、負荷を完全に停止状態にする電力遮
断の場合（すなわち、出力電圧０）も基本的動作，回路
制御は同じである。平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電
し終えて出力電圧が０になったら、その状態を保持する
ように動作する。
断の場合（すなわち、出力電圧０）も基本的動作，回路
制御は同じである。平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電
し終えて出力電圧が０になったら、その状態を保持する
ように動作する。
【００５０】上記実施例１の説明では、蓄積電荷の放電
を充電可能な直流電源１の充電に再利用する例を述べた
が、本発明はこれに限らない。すなわち、放電した電荷
を蓄えることができれば何ら問題なく、再利用できる。
を充電可能な直流電源１の充電に再利用する例を述べた
が、本発明はこれに限らない。すなわち、放電した電荷
を蓄えることができれば何ら問題なく、再利用できる。
【００５１】（実施例２）図９に本実施例を示す。図９
において、図１と同じ回路，構成要素については、同じ
符号を付加している。図９において、符号１２はコンデ
ンサで、前記直流電源１の両極に接続されている。その
他の回路構成は実施例１と同じである。
において、図１と同じ回路，構成要素については、同じ
符号を付加している。図９において、符号１２はコンデ
ンサで、前記直流電源１の両極に接続されている。その
他の回路構成は実施例１と同じである。
【００５２】図９において、コンデンサ１２を設けるこ
とにより、直流電源１が充電可能なバッテリでなくと
も、平滑コンデンサ５から放電した蓄積電荷時を再利用
できる。この時の回路制御は、前述の実施例１と何ら変
わらないので、説明は省略する。実施例２では、放電し
た電荷をコンデンサ１２に蓄積することができるので、
直流電源１が充電可能である必要はない。コンデンサ１
２に蓄積した電荷は、定常モードや、出力電圧を上げる
時に放電され、再び直流リアクトル４を流れて平滑コン
デンサ５に蓄えられることになる。なお、本実施例では
コンデンサ１２を用いたが、これに限らず電荷を蓄積で
きる手段であれば、本発明は問題なく適用できる。
とにより、直流電源１が充電可能なバッテリでなくと
も、平滑コンデンサ５から放電した蓄積電荷時を再利用
できる。この時の回路制御は、前述の実施例１と何ら変
わらないので、説明は省略する。実施例２では、放電し
た電荷をコンデンサ１２に蓄積することができるので、
直流電源１が充電可能である必要はない。コンデンサ１
２に蓄積した電荷は、定常モードや、出力電圧を上げる
時に放電され、再び直流リアクトル４を流れて平滑コン
デンサ５に蓄えられることになる。なお、本実施例では
コンデンサ１２を用いたが、これに限らず電荷を蓄積で
きる手段であれば、本発明は問題なく適用できる。
【００５３】（実施例３）上記実施例１では、電圧を下
げる場合に４つのモードを使用したが、蓄積電荷の再利
用をしないのであれば、上記電荷引抜きモードを使用し
なくてもかまわない。本実施例は実施例１の電荷引抜き
モードを使用しない場合であって、その場合の回路動作
を図７に示す。基準電圧７１を下げたら（図７中 時間
ｔ9 ）、電源回路を過渡モードに切り替える。過渡モー
ドでは、前述したようにリミッタ９３の規定をオフし、
スイッチング制御回路９の出力パルス列のパルス幅制限
をはずす。さらに直流リアクトル電流の逆流を防止する
制御がなされているのなら、その制御も解除する。
げる場合に４つのモードを使用したが、蓄積電荷の再利
用をしないのであれば、上記電荷引抜きモードを使用し
なくてもかまわない。本実施例は実施例１の電荷引抜き
モードを使用しない場合であって、その場合の回路動作
を図７に示す。基準電圧７１を下げたら（図７中 時間
ｔ9 ）、電源回路を過渡モードに切り替える。過渡モー
ドでは、前述したようにリミッタ９３の規定をオフし、
スイッチング制御回路９の出力パルス列のパルス幅制限
をはずす。さらに直流リアクトル電流の逆流を防止する
制御がなされているのなら、その制御も解除する。
【００５４】前述したように出力電圧を上げるには電圧
パルスＶGaのパルス幅を広げ（電圧パルスＶGbのパルス
幅は狭まる）、出力電圧を下げるには電圧パルスＶGaの
パルス幅を狭まくする(電圧パルスＶGbのパルス幅は広
くなる)。本実施例ではリミッタ９３をオフしているた
め、電圧パルスＶGaおよびＶGbのパルス幅制限は無い。
軽負荷時には、平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電でき
ないため出力電圧がなかなか下がらないので、出力電圧
を下げるためＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲー
ト・ソース間に電圧パルスＶGbが印加される時間が長く
なる。
パルスＶGaのパルス幅を広げ（電圧パルスＶGbのパルス
幅は狭まる）、出力電圧を下げるには電圧パルスＶGaの
パルス幅を狭まくする(電圧パルスＶGbのパルス幅は広
くなる)。本実施例ではリミッタ９３をオフしているた
め、電圧パルスＶGaおよびＶGbのパルス幅制限は無い。
軽負荷時には、平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電でき
ないため出力電圧がなかなか下がらないので、出力電圧
を下げるためＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲー
ト・ソース間に電圧パルスＶGbが印加される時間が長く
なる。
【００５５】前記（１），（２）式に示すように、Ｎチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂのオン／オフによ
って直流リアクトル４を流れる電流ＩL は増減する。Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンしている時、直
流リアクトル４を流れる電流ＩL は、（２）式に示した
傾きで減少する。図７のようにＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｂがオンし続けると、次第に電流ＩL は減少し
て０（図７中 時間ｔ10）になり、ついには逆方向に流
れ始める。この時、逆方向に流れる電流は、平滑コンデ
ンサ５の蓄積電荷の放電である。従って、蓄積電荷の放
電に伴い、平滑コンデンサ５の両端の電圧、すなわち出
力電圧Ｖout が下がる。ここで、電流の流れる方向が変
わっても過渡モードを保持する。蓄積電荷はＮチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂを介してＧＮＤに流れ込み、こ
れは損失となる。
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂのオン／オフによ
って直流リアクトル４を流れる電流ＩL は増減する。Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオンしている時、直
流リアクトル４を流れる電流ＩL は、（２）式に示した
傾きで減少する。図７のようにＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｂがオンし続けると、次第に電流ＩL は減少し
て０（図７中 時間ｔ10）になり、ついには逆方向に流
れ始める。この時、逆方向に流れる電流は、平滑コンデ
ンサ５の蓄積電荷の放電である。従って、蓄積電荷の放
電に伴い、平滑コンデンサ５の両端の電圧、すなわち出
力電圧Ｖout が下がる。ここで、電流の流れる方向が変
わっても過渡モードを保持する。蓄積電荷はＮチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂを介してＧＮＤに流れ込み、こ
れは損失となる。
【００５６】蓄積電荷の放電にともない、基準電圧７１
まで出力電圧が下がったら（図７中時間ｔ11）、復帰モ
ードに制御を切り替える。復帰モードでは、直流リアク
トル４の電流ＩL が順方向に流れ出すまでＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａをオンし続ける。電流方向識別回
路１０で、直流リアクトル４の電流ＩL が順方向に流れ
るのを検出したら（図７中 時間ｔ12）、電源回路を整
流モード、すなわち降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作に戻し、出力電圧Ｖout を基準電圧７１の設定
値Ｖref に保つように動作させる。この方法でも、負荷
に依らず平滑コンデンサ５の蓄積電荷の放電を行うこと
ができるため、速やかに設定値まで出力電圧を持ってい
くことができる。また、負荷を完全に停止状態にする電
力遮断の場合（すなわち、出力電圧０）も基本的動作，
回路制御は同じである。平滑コンデンサ５の蓄積電荷を
放電し終えて出力電圧が０になったら、その状態を保持
するように動作する。ただし、この回路制御方法では、
放電した蓄積電荷は損失となる。
まで出力電圧が下がったら（図７中時間ｔ11）、復帰モ
ードに制御を切り替える。復帰モードでは、直流リアク
トル４の電流ＩL が順方向に流れ出すまでＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａをオンし続ける。電流方向識別回
路１０で、直流リアクトル４の電流ＩL が順方向に流れ
るのを検出したら（図７中 時間ｔ12）、電源回路を整
流モード、すなわち降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作に戻し、出力電圧Ｖout を基準電圧７１の設定
値Ｖref に保つように動作させる。この方法でも、負荷
に依らず平滑コンデンサ５の蓄積電荷の放電を行うこと
ができるため、速やかに設定値まで出力電圧を持ってい
くことができる。また、負荷を完全に停止状態にする電
力遮断の場合（すなわち、出力電圧０）も基本的動作，
回路制御は同じである。平滑コンデンサ５の蓄積電荷を
放電し終えて出力電圧が０になったら、その状態を保持
するように動作する。ただし、この回路制御方法では、
放電した蓄積電荷は損失となる。
【００５７】上記説明では、過渡モードはリミッタ９３
の規定をオフしていたが、本発明はこれに限るものでは
ない。リミッタ９３を効かせたままでも、上記回路動作
は実現できる。ただし、その場合直流リアクトル４に直
流電源１から電流を流して蓄積する期間が周期的にある
ので、その度に直流リアクトル４に蓄積した電流がなく
ならないと前記逆流電流は流れない。従って、リミッタ
９３の規定をオフした場合に比べ、蓄積電荷を放電しづ
らく出力電圧を収束させるまでの時間が長くなる。
の規定をオフしていたが、本発明はこれに限るものでは
ない。リミッタ９３を効かせたままでも、上記回路動作
は実現できる。ただし、その場合直流リアクトル４に直
流電源１から電流を流して蓄積する期間が周期的にある
ので、その度に直流リアクトル４に蓄積した電流がなく
ならないと前記逆流電流は流れない。従って、リミッタ
９３の規定をオフした場合に比べ、蓄積電荷を放電しづ
らく出力電圧を収束させるまでの時間が長くなる。
【００５８】次に電圧を上げる場合を説明する。出力電
圧を上げるのに要する時間は、先に述べたように平滑コ
ンデンサ５の充電に要する時間で決まる。これは、直流
リアクトル４に流す電流ＩL の大きさ、すなわち直流電
源１の電流を流す能力によって決まる。従って、ドライ
ブ能力のある直流電源１にすれば、電圧を上げるのに要
する時間（図４中 ｔ2−ｔ1）は短くできる。
圧を上げるのに要する時間は、先に述べたように平滑コ
ンデンサ５の充電に要する時間で決まる。これは、直流
リアクトル４に流す電流ＩL の大きさ、すなわち直流電
源１の電流を流す能力によって決まる。従って、ドライ
ブ能力のある直流電源１にすれば、電圧を上げるのに要
する時間（図４中 ｔ2−ｔ1）は短くできる。
【００５９】さらに、より速やかに出力電圧Ｖout を基
準電圧７１まで上げることもできる。この時の回路動作
を図８に示す。出力電圧を上げる場合は、前記したよう
に平滑コンデンサ５を充電しなければならない。図１の
回路では、平滑コンデンサ５に充電できるのはＮチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａがオンしている間だけであ
る。そこで、基準電圧７１を上げた（図８中 時間
ｔ13）場合も、まず電源回路を過渡モードに設定する。
過渡モードでは、前記したようにスイッチング制御回路
９の内部にあるリミッタ９３の規定をオフする。そのた
め、スイッチング制御回路９から出力されるパルス列の
パルス幅制限ははずされる。従って出力電圧を上げるた
め、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソー
ス間に電圧パルスＶGaを印加する時間が長くなる。すな
わち平滑コンデンサ５に充電し続けることになり、図４
に示す制御より早く基準電圧まで上げることができる。
基準電圧に達したら（図８中 時間ｔ14）、電源回路の
制御を整流モードにして通常の降圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作に戻し、基準電圧７１の設定値Ｖ
refに保つ。
準電圧７１まで上げることもできる。この時の回路動作
を図８に示す。出力電圧を上げる場合は、前記したよう
に平滑コンデンサ５を充電しなければならない。図１の
回路では、平滑コンデンサ５に充電できるのはＮチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａがオンしている間だけであ
る。そこで、基準電圧７１を上げた（図８中 時間
ｔ13）場合も、まず電源回路を過渡モードに設定する。
過渡モードでは、前記したようにスイッチング制御回路
９の内部にあるリミッタ９３の規定をオフする。そのた
め、スイッチング制御回路９から出力されるパルス列の
パルス幅制限ははずされる。従って出力電圧を上げるた
め、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソー
ス間に電圧パルスＶGaを印加する時間が長くなる。すな
わち平滑コンデンサ５に充電し続けることになり、図４
に示す制御より早く基準電圧まで上げることができる。
基準電圧に達したら（図８中 時間ｔ14）、電源回路の
制御を整流モードにして通常の降圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作に戻し、基準電圧７１の設定値Ｖ
refに保つ。
【００６０】上記説明では、過渡モードはリミッタ９３
の規定をオフしていたが、本発明はこれに限るものでは
ない。リミッタ９３を効かせたままでも、上記回路動作
は実現できる。ただし、その場合直流リアクトル４に蓄
積した電流を放出する期間が周期的にあり、その期間は
平滑コンデンサ５に直流電源１からは充電されない。従
って、リミッタ９３の規定をオフした場合に比べ、平滑
コンデンサ５の充電に時間がかかり、結果として出力電
圧を収束させるまでの時間が長くなる。
の規定をオフしていたが、本発明はこれに限るものでは
ない。リミッタ９３を効かせたままでも、上記回路動作
は実現できる。ただし、その場合直流リアクトル４に蓄
積した電流を放出する期間が周期的にあり、その期間は
平滑コンデンサ５に直流電源１からは充電されない。従
って、リミッタ９３の規定をオフした場合に比べ、平滑
コンデンサ５の充電に時間がかかり、結果として出力電
圧を収束させるまでの時間が長くなる。
【００６１】以上述べた例では、図１のＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂのスイッチング制御によっ
て、平滑コンデンサ５の放電や、充電を行い、出力電圧
を変化させている。
ーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂのスイッチング制御によっ
て、平滑コンデンサ５の放電や、充電を行い、出力電圧
を変化させている。
【００６２】（実施例４）従来技術として図２に示した
降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１のＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂに相当する部分が還流ダ
イオード３で構成されており、スイッチング制御ができ
ない。この回路構成では、直流リアクトル４に励磁され
たエネルギーを放出する時、すなわち還流させる時には
還流ダイオード３に電流が流れる。しかし、直流リアク
トル４の逆方向電流を流すことはできないので、このま
までは平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電できない。こ
の場合は平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電するための
回路を付加すれば良い。以下、放電回路を付加した本実
施例の回路動作，回路制御を説明する。
降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１のＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂに相当する部分が還流ダ
イオード３で構成されており、スイッチング制御ができ
ない。この回路構成では、直流リアクトル４に励磁され
たエネルギーを放出する時、すなわち還流させる時には
還流ダイオード３に電流が流れる。しかし、直流リアク
トル４の逆方向電流を流すことはできないので、このま
までは平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電できない。こ
の場合は平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電するための
回路を付加すれば良い。以下、放電回路を付加した本実
施例の回路動作，回路制御を説明する。
【００６３】本実施例を図１０に示す。図１０は、図２
に示したタイプの降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に、平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電するための放電
回路１１を付加した回路構成となっている。図１０にお
いて、図１，図２と同じ回路，機能のブロックには同じ
記号を付与している。その他に、１１は平滑コンデンサ
５の蓄積電荷を放電する放電回路、また放電回路１１の
一構成例として、１１１はダイオード、１１２は直流リ
アクトル、８ｃはＮチャネルパワーMOSFET、１５ｃは駆
動回路である。ここで平滑コンデンサ５は、電気二重層
コンデンサに代表される大容量で内部インピーダンスが
低いコンデンサである。
に示したタイプの降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に、平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電するための放電
回路１１を付加した回路構成となっている。図１０にお
いて、図１，図２と同じ回路，機能のブロックには同じ
記号を付与している。その他に、１１は平滑コンデンサ
５の蓄積電荷を放電する放電回路、また放電回路１１の
一構成例として、１１１はダイオード、１１２は直流リ
アクトル、８ｃはＮチャネルパワーMOSFET、１５ｃは駆
動回路である。ここで平滑コンデンサ５は、電気二重層
コンデンサに代表される大容量で内部インピーダンスが
低いコンデンサである。
【００６４】図１０において、直流電源１の正極はＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続され、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのソースは直流リア
クトル４の一方の端子と還流ダイオード３のカソードに
接続される。直流リアクトル４のもう一方の端子は平滑
コンデンサ５の正極に接続される。平滑コンデンサ５の
負極と還流ダイオード３のアノード、それに直流電源１
の負極が接続される。平滑コンデンサ５の両端に負荷６
が接続される。
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続され、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのソースは直流リア
クトル４の一方の端子と還流ダイオード３のカソードに
接続される。直流リアクトル４のもう一方の端子は平滑
コンデンサ５の正極に接続される。平滑コンデンサ５の
負極と還流ダイオード３のアノード、それに直流電源１
の負極が接続される。平滑コンデンサ５の両端に負荷６
が接続される。
【００６５】平滑コンデンサ５の正極、すなわち出力
は、出力電圧フィードバック回路７に入力される。出力
電圧フィードバック回路７では、出力電圧と出力電圧フ
ィードバック回路７内の基準電圧を比較し、誤差信号を
出力する。この誤差信号は、スイッチング制御回路９に
入力され、例えばＰＷＭ制御信号に変換され出力され
る。スイッチング制御回路９の出力は、駆動回路１５ａ
に接続される。駆動回路１５ａの出力はＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートに接続される。
は、出力電圧フィードバック回路７に入力される。出力
電圧フィードバック回路７では、出力電圧と出力電圧フ
ィードバック回路７内の基準電圧を比較し、誤差信号を
出力する。この誤差信号は、スイッチング制御回路９に
入力され、例えばＰＷＭ制御信号に変換され出力され
る。スイッチング制御回路９の出力は、駆動回路１５ａ
に接続される。駆動回路１５ａの出力はＮチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートに接続される。
【００６６】平滑コンデンサ５の正極は、また放電回路
１１内の直流リアクトル１１２に入力される。直流リア
クトル１１２の平滑コンデンサ５と接続している反対端
は、ダイオード１１１のアノードとＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｃのドレインに接続される。Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ｃのソースは平滑コンデンサ５の負
極と接続される。駆動回路１５ｃにはスイッチング制御
回路９からの制御信号が入力され、ゲート・ソース間電
圧パルスＶGcが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｃのゲート・ソース間に印加される。ダイオード１
１１のカソードは放電回路１１の出力として、直流電源
１に接続される。
１１内の直流リアクトル１１２に入力される。直流リア
クトル１１２の平滑コンデンサ５と接続している反対端
は、ダイオード１１１のアノードとＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ｃのドレインに接続される。Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ｃのソースは平滑コンデンサ５の負
極と接続される。駆動回路１５ｃにはスイッチング制御
回路９からの制御信号が入力され、ゲート・ソース間電
圧パルスＶGcが出力され、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｃのゲート・ソース間に印加される。ダイオード１
１１のカソードは放電回路１１の出力として、直流電源
１に接続される。
【００６７】前述したように、図１０の回路構成は、降
圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに放電回路１１を付
加したもので、定常時は放電回路１１を動作させず、通
常の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動か
し、出力電圧Ｖout を一定値に保つ。なお、放電回路１
１を動作させない時は、ＮチャネルパワーMOSFET8cをオ
フする。この時の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
部分の動作は、図２で示した従来技術と同じであるので
説明を省略する。
圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに放電回路１１を付
加したもので、定常時は放電回路１１を動作させず、通
常の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動か
し、出力電圧Ｖout を一定値に保つ。なお、放電回路１
１を動作させない時は、ＮチャネルパワーMOSFET8cをオ
フする。この時の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
部分の動作は、図２で示した従来技術と同じであるので
説明を省略する。
【００６８】次に出力電圧を上げる場合を説明する。前
述のように、出力電圧を上げるには平滑コンデンサ５を
充電しなければならない。図１０の回路では、平滑コン
デンサ５に充電できるのはＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ａがオンしている間だけである。従って、この場合
も放電回路１１は動作させず、図１で示した実施例と同
様の回路制御を行う。この時のＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ａの制御は前述した回路制御と同じなので、こ
こでは説明を省略する。
述のように、出力電圧を上げるには平滑コンデンサ５を
充電しなければならない。図１０の回路では、平滑コン
デンサ５に充電できるのはＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ａがオンしている間だけである。従って、この場合
も放電回路１１は動作させず、図１で示した実施例と同
様の回路制御を行う。この時のＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ａの制御は前述した回路制御と同じなので、こ
こでは説明を省略する。
【００６９】次に出力電圧を下げる場合を説明する。図
１０では還流ダイオード３があるため、実施例１のよう
に直流リアクトル４に逆方向電流を流すことができな
い。負荷６が軽負荷の場合は蓄積電荷を放電できず、こ
のままでは出力電圧をなかなか下げることができない。
そこで、放電回路１１を用いて、蓄積電荷を放電する。
以下、回路動作を説明する。電圧を下げる場合は、Ｎチ
ャネルパワーMOSFET8aをオフにし、放電回路１１のＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃをオンする。この時点で
直流リアクトル４に励磁されていたエネルギーは放電回
路１１の直流リアクトル１１２に放出され、ついには平
滑コンデンサ５の蓄積電荷が放電され始める。これによ
り負荷６が軽負荷であっても、平滑コンデンサ５の蓄積
電荷を放電でき、出力電圧を下げることができる。しか
し、このままＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃをオン
し続けると、放電された電荷はＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｃを介して接地され損失となる。そこで、本実
施例でも放電する蓄積電荷の再利用を行う。ＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｃのオン／オフ制御によって、放電回路１１を昇圧
チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させる。こ
の時、図１０に示す本実施例では、直流電源が平滑コン
デンサ５，スイッチング素子がＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｃ，整流素子がダイオード１１１，負荷が直流
電源１とみなすことができる。従って、蓄積電荷はＮチ
ャネルパワーMOSFET8cがオンしている間に直流リアクト
ル１１２に励磁エネルギーとして貯えられ、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｃがオフすると、励磁エネルギー
がダイオード１１１を介して直流電源１に放出される。
ここで、直流電源１が充電可能なバッテリであれば、上
記蓄積電荷を直流電源１に回生できる。
１０では還流ダイオード３があるため、実施例１のよう
に直流リアクトル４に逆方向電流を流すことができな
い。負荷６が軽負荷の場合は蓄積電荷を放電できず、こ
のままでは出力電圧をなかなか下げることができない。
そこで、放電回路１１を用いて、蓄積電荷を放電する。
以下、回路動作を説明する。電圧を下げる場合は、Ｎチ
ャネルパワーMOSFET8aをオフにし、放電回路１１のＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃをオンする。この時点で
直流リアクトル４に励磁されていたエネルギーは放電回
路１１の直流リアクトル１１２に放出され、ついには平
滑コンデンサ５の蓄積電荷が放電され始める。これによ
り負荷６が軽負荷であっても、平滑コンデンサ５の蓄積
電荷を放電でき、出力電圧を下げることができる。しか
し、このままＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃをオン
し続けると、放電された電荷はＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｃを介して接地され損失となる。そこで、本実
施例でも放電する蓄積電荷の再利用を行う。ＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｃのオン／オフ制御によって、放電回路１１を昇圧
チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させる。こ
の時、図１０に示す本実施例では、直流電源が平滑コン
デンサ５，スイッチング素子がＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｃ，整流素子がダイオード１１１，負荷が直流
電源１とみなすことができる。従って、蓄積電荷はＮチ
ャネルパワーMOSFET8cがオンしている間に直流リアクト
ル１１２に励磁エネルギーとして貯えられ、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｃがオフすると、励磁エネルギー
がダイオード１１１を介して直流電源１に放出される。
ここで、直流電源１が充電可能なバッテリであれば、上
記蓄積電荷を直流電源１に回生できる。
【００７０】上記放電回路１１の回路制御により、負荷
６に依らず平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電して、さ
らに放電した電荷を直流電源１に回生する。蓄積電荷を
放電して出力電圧Ｖout が下がり、設定値に達したらＮ
チャネルパワーMOSFET8cをオフして放電回路１１の動作
を止め、降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に
戻す。以降電源回路は、出力電圧Ｖout 設定値に保つよ
うに動作する。
６に依らず平滑コンデンサ５の蓄積電荷を放電して、さ
らに放電した電荷を直流電源１に回生する。蓄積電荷を
放電して出力電圧Ｖout が下がり、設定値に達したらＮ
チャネルパワーMOSFET8cをオフして放電回路１１の動作
を止め、降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に
戻す。以降電源回路は、出力電圧Ｖout 設定値に保つよ
うに動作する。
【００７１】（実施例５）本実施例は図１１に示すよう
に、実施例４の直流電源１の両極に電荷蓄積手段、例え
ばコンデンサを配した。図１１において、直流電源１の
両極にコンデンサ１２を接続することで、直流電源１が
充電可能なバッテリで無い場合も、平滑コンデンサ５の
蓄積電荷放電をコンデンサ１２に回生できる。これ以外
の回路構成や、回路動作は実施例３と同様である。
に、実施例４の直流電源１の両極に電荷蓄積手段、例え
ばコンデンサを配した。図１１において、直流電源１の
両極にコンデンサ１２を接続することで、直流電源１が
充電可能なバッテリで無い場合も、平滑コンデンサ５の
蓄積電荷放電をコンデンサ１２に回生できる。これ以外
の回路構成や、回路動作は実施例３と同様である。
【００７２】以上の各実施例で述べたように、本発明の
回路構成，回路制御方法によれば、負荷に依らず平滑コ
ンデンサ５の蓄積電荷の放電が可能となり、出力電圧を
設定値まで速やかに変えることが可能となる。また、本
回路の回路制御方法によれば、放電する蓄積電荷をバッ
テリの充電等に回生できる。
回路構成，回路制御方法によれば、負荷に依らず平滑コ
ンデンサ５の蓄積電荷の放電が可能となり、出力電圧を
設定値まで速やかに変えることが可能となる。また、本
回路の回路制御方法によれば、放電する蓄積電荷をバッ
テリの充電等に回生できる。
【００７３】
【発明の効果】本発明によれば、大容量の平滑コンデン
サを用いて、低リップル電圧で、かつ負荷に依らず出力
電圧を速やかに変更できる電源装置を実現できる。ま
た、本発明の回路制御によれば、平滑コンデンサの蓄積
電荷を回生することができ、高効率化を図ることができ
る。また、複数レギュレータの並列方法と比べ電源装置
の部品点数が少なく、装置の小型化にも有効である。
サを用いて、低リップル電圧で、かつ負荷に依らず出力
電圧を速やかに変更できる電源装置を実現できる。ま
た、本発明の回路制御によれば、平滑コンデンサの蓄積
電荷を回生することができ、高効率化を図ることができ
る。また、複数レギュレータの並列方法と比べ電源装置
の部品点数が少なく、装置の小型化にも有効である。
【図１】実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図であ
る。
る。
【図２】従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図であ
る。
る。
【図３】実施例１の定常状態での各部信号波形を示す図
である。
である。
【図４】実施例１で出力電圧を上げる時の各部信号波形
を示す図である。
を示す図である。
【図５】実施例１で出力電圧を下げる時の各部信号波形
を示す図である。
を示す図である。
【図６】実施例２で出力電圧を下げる時の各部信号波形
を示す図である。
を示す図である。
【図７】実施例３で出力電圧を下げる時の各部信号波形
を示す図である。
を示す図である。
【図８】実施例３の出力電圧を上げる時の別の制御方法
による各部信号波形を示す図である。
による各部信号波形を示す図である。
【図９】実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図であ
る。
る。
【図１０】実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図で
ある。
ある。
【図１１】実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図で
ある。
ある。
１…直流電源、２…ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３
…環流ダイオード、４…直流リアクトル、５…平滑コン
デンサ、６…負荷、７…出力電圧フィードバック回路、
８ａ，８ｂ，８ｃ…ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、９
…スイッチング制御回路、１０…電流方向識別回路、１
１…放電回路、１２…コンデンサ、15ａ，１５ｂ，１５
ｃ…駆動回路、１６…反転回路、７１…基準電圧、７２
…誤差演算回路、７３…誤差増幅器、９１…三角波発生
手段、９２…比較器、９３…リミッタ、１１１…ダイオ
ード、１１２…直流リアクトル。
…環流ダイオード、４…直流リアクトル、５…平滑コン
デンサ、６…負荷、７…出力電圧フィードバック回路、
８ａ，８ｂ，８ｃ…ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、９
…スイッチング制御回路、１０…電流方向識別回路、１
１…放電回路、１２…コンデンサ、15ａ，１５ｂ，１５
ｃ…駆動回路、１６…反転回路、７１…基準電圧、７２
…誤差演算回路、７３…誤差増幅器、９１…三角波発生
手段、９２…比較器、９３…リミッタ、１１１…ダイオ
ード、１１２…直流リアクトル。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 嵯峨 良平 群馬県高崎市西横手町111番地 株式会社 日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 細川 恭一 群馬県高崎市西横手町111番地 株式会社 日立製作所半導体グループ内 Ｆターム(参考） 5H730 AA00 AS19 BB11 BB57 DD04 DD26 DD34 EE08 EE59 FD03 FD53 FF02 FG05
Claims (28)
- 【請求項１】直流電源からの入力を平滑して、設定され
た出力電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、 直流電源と、出力を平滑するための第１の電荷蓄積手段
と、前記直流電源と前記第１の電荷蓄積手段との間で双
方向の電力変換を行う電力変換手段と、を備えることを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記電力変換手段は、前記直流電源と前記第１の電荷蓄
積手段とを直列に接続する第１のリアクトルと、前記第
１のリアクトルと直流電源の一端との間に設けた第１の
スイッチング素子と、 前記第１のリアクトルと前記第１のスイッチング素子と
の間に一端が接続された第２のスイッチング素子と、を
具備し、 前記第１と第２のスイッチング素子の制御によって生じ
る前記第１のリアクトルの励磁エネルギーを利用して前
記電力変換を行い、 定常状態では前記直流電源から前記第１の電荷蓄積手段
方向へ電力を送り、出力電圧を設定値まで上げる期間に
は前記直流電源から前記第１の電荷蓄積手段方向へ電力
を送り、出力電圧を別の設定値まで下げる期間には前記
第１の電荷蓄積手段から前記直流電源方向へ電力を送る
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記直流電源は充電可能な電源であって、前記出力電圧
を下げる期間には、前記電力変換手段によって前記第１
の電荷蓄積手段から直流電源に送る電力を、前記直流電
源に回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記直流電源と並列に接続される第２の電荷蓄積手段を
有し、前記出力電圧を下げる期間には、前記電力変換手
段によって前記第１の電荷蓄積手段から直流電源に送ら
れる電力を、前記第２の電荷蓄積手段に回生することを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】直流電源からの入力を平滑して、設定され
た出力電圧値を集積回路に供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、 直流電源と、出力を平滑するための第１の電荷蓄積手段
と、前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を放電する放電
回路とを備え、 設定値まで出力電圧を下げる期間に前記放電回路は動作
し、前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を放電すること
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記放電回路は、前記直流電源と前記第１の電荷蓄積手
段とを直列に接続する第２のリアクトルと、該第２のリ
アクトルと直流電源の一端との間に配置した第３のスイ
ッチング素子とを具備し、 設定値まで出力電圧を下げる期間に、前記第３のスイッ
チング素子の制御によって生じる前記第２のリアクトル
の励磁エネルギーを利用して、前記第１の電荷蓄積手段
の蓄積電荷を放電することを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項７】請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記直流電源は充電可能な電源であって、設定値まで出
力電圧を下げる過渡期に、前記第３のスイッチング素子
の制御によって生じる前記第２のリアクトルの励磁エネ
ルギーを利用して、前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷
を前記直流電源に回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項８】請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記直流電源と並列に接続される第２の電荷蓄積手段を
有し、設定値まで出力電圧を下げる過渡期に、前記第３
のスイッチング素子の制御によって生じる前記第２のリ
アクトルの励磁エネルギーを利用して、前記第１の電荷
蓄積手段の蓄積電荷を前記第２の電荷蓄積手段に回生す
ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】前記出力電圧値の設定は、外部からの指令
に基づいてなされることを特徴とする請求項１または請
求項５の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１０】前記出力電圧値の設定は、前記集積回路
からの指令に基づいてなされることを特徴とする請求項
１または請求項５の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項１１】前記集積回路は、ＣＰＵ(Central Proce
ssing Unit）であることを特徴とする請求項１または請
求項５の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１２】前記出力電圧を下げる設定に、集積回路
に供給する電力を遮断する場合を含むことを特徴とする
請求項１または請求項５の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項１３】前記第１の電荷蓄積手段が、電気二重層
コンデンサであることを特徴とする請求項１または請求
項５の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１４】直流電源からの入力を平滑して、設定さ
れた出力電圧を集積回路に供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記直流電源の入力と集積
回路との間に設けられた第１のリアクトルと、前記第１
のリアクトルと集積回路の間に集積回路と並列に接続さ
れた第１の電荷蓄積手段とを備えていて、 前記集積回路に設定された電圧を供給する定常時は、前
記第１のリアクトルの直流電源側から集積回路側への順
方向電流を流し、 出力電圧を別の設定値に上げる過渡期には、前記第１の
リアクトルの直流電源側から集積回路側への順方向電流
を流して前記第１の電荷蓄積手段を充電して出力電圧を
上げ、 出力電圧をさらに別の設定値に下げる過渡期には、前記
第１のリアクトルの集積回路側から直流電源側への逆方
向電流を流して前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を放
電し、出力電圧を下げることを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方法。 - 【請求項１５】請求項１４に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記第１のリアクトルと直
流電源の一端の間に設けられた第１のスイッチング素子
と、前記リアクトルと前記第１のスイッチング素子との
間に一端が接続された第２のスイッチング素子とを備え
ていて、 前記直流電源からの入力を平滑して、設定された電圧を
集積回路に供給する場合は、 前記第１のスイッチング素子を導通した時に、前記第２
のスイッチング素子を遮断し、前記直流電源から前記第
１のリアクトルに電流を流して励磁エネルギーを蓄える
とともに前記第１の電荷蓄積手段に電荷を充電する第１
のステップと、 前記第１のスイッチング素子を遮断した時に、前記第２
のスイッチング素子が導通して前記第１のリアクトルの
電流を前記第２のスイッチング素子に還流させて前記励
磁エネルギーを放出する第２のステップとを、順次繰り
返して集積回路に供給し、 出力電圧を設定値まで下げる場合には、前記第２のステ
ップにおいて前記励磁エネルギーを放出し終えても前記
第２のスイッチング素子を導通状態に保持し、前記第１
のリアクトルの集積回路側から直流電源側へ逆方向電流
を流して前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を前記導通
した第２のスイッチング素子の内部抵抗で消費し、出力
電圧を下げることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの
制御方法。 - 【請求項１６】直流電源からの入力を平滑して、設定さ
れた出力電圧を集積回路に供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記直流電源の入力と集
積回路との間に設けられた第１のリアクトルと、前記第
１のリアクトルと集積回路の間に集積回路と並列に接続
された第１の電荷蓄積手段とを具備し、 前記直流電源が充電可能な電源であって、前記集積回路
に設定された電圧を供給する時は、前記第１のリアクト
ルの直流電源側から集積回路側への順方向電流を流し、 出力電圧を別の設定値に上げる場合には、前記第１のリ
アクトルの直流電源側から集積回路側への順方向電流を
流し、前記第１の電荷蓄積手段を充電して出力電圧を上
げ、 出力電圧をさらに別の設定値に下げる場合には、前記第
１のリアクトルの集積回路側から直流電源側への逆方向
電流を流して前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を放電
させて前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を前記直流電
源に回生し、出力電圧を下げることを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項１７】請求項１６に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記第１のリアクトルと直
流電源の一端の間に設けられた第１のスイッチング素子
と、前記第１のリアクトルと前記第１のスイッチング素
子との間に一端が接続された第２のスイッチング素子と
を備えていて、 前記直流電源からの入力を平滑して、設定された電圧を
集積回路に供給する時は、 前記第１のスイッチング素子を導通した時には、前記第
２のスイッチング素子を遮断し、前記直流電源から前記
第１のリアクトルに電流を流して励磁エネルギーを蓄え
るとともに前記第１の電荷蓄積手段に電荷を充電する第
１のステップと、 前記第１のスイッチング素子を遮断した時には、前記第
２のスイッチング素子が導通して前記第１のリアクトル
の電流を前記第２のスイッチング素子に還流させて前記
励磁エネルギーを放出する第２のステップとを、順次繰
り返し行い前記直流電源からの入力を集積回路に供給
し、 出力電圧を別の設定値に下げる期間には、前記第２のス
テップで前記励磁エネルギーを放出し終えても前記第２
のスイッチング素子を導通状態に保持し、 前記第１のリアクトルの集積回路側から直流電源側へ逆
方向電流が流れ始めたら、 前記第２のスイッチング素子が導通した時には前記第１
のスイッチング素子を遮断し、前記第１のリアクトルの
集積回路側から直流電源側に逆方向電流を流して、前記
第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を励磁エネルギーに変換
する第３のステップと、 前記第２のスイッチング素子を遮断した時は前記第１の
スイッチング素子が導通して、前記第１のリアクトルの
前記励磁エネルギーを放出する第４のステップとを、 順次繰り返し行って、前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電
荷を放電して前記直流電源に回生し、出力電圧を下げる
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項１８】請求項１６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
の制御方法において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記直流電源と並列に接続
される第２の電荷蓄積手段を具備し、 前記別の設定値まで出力電圧を下げる期間には、前記第
２のステップにおいて前記励磁エネルギーを放出し終え
ても前記第２のスイッチング素子を導通状態に保持し、
前記第１のリアクトルの集積回路側から直流電源側へ逆
方向電流が流れ始めたら、前記第３と第４のステップを
順次繰り返し行って、前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電
荷を放電して前記第２の電荷蓄積手段に回生し、出力電
圧を下げることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制
御方法。 - 【請求項１９】請求項１４または請求項１６の何れかに
記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、 前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を放電して出力電圧
が前記さらに別の設定値に達した後、該設定電圧を集積
回路に供給する時は、前記第１のスイッチング素子を導
通させ、前記第２のスイッチング素子を遮断し、前記第
１のリアクトルを前記直流電源側から集積回路と接続す
る方向に電流が流れ始めてから、前記第１と第２のステ
ップとを順次繰り返し行うことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法。 - 【請求項２０】請求項１４または請求項１６の何れかに
記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、出力
電圧値の設定がなされ、設定値まで出力電圧を上げる過
渡期には、所定の出力電圧に達するまで前記第１のステ
ップを保持し、所定の出力電圧に達したら前記第１と第
２のステップを順次繰り返し行うことを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項２１】直流電源からの入力を平滑して、設定さ
れた出力電圧を集積回路に供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記直流電源の入力と集
積回路との間に設けられた第１のリアクトルと、前記第
１のリアクトルと集積回路の間に集積回路と並列に接続
された第１の電荷蓄積手段と前記第１の電荷蓄積手段の
蓄積電荷の放電回路とを備えていて、 前記集積回路に設定された電圧を供給する時は、前記第
１のリアクトルの直流電源側から集積回路側への順方向
電流を流し、 別の設定値まで出力電圧を上げる期間は、前記第１のリ
アクトルの直流電源側から集積回路側への順方向電流を
流し、前記第１の電荷蓄積手段を充電して出力電圧を上
げ、 さらに別の設定値まで出力電圧を下げる期間は前記放電
回路を動作させて前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷を
放電し、所定の出力電圧になったら前記放電回路の動作
を止めることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御
方法。 - 【請求項２２】請求項２１に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、 前記直流電源は充電可能な電源であって、前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの放電回路は、少なくとも前記直流電源と
集積回路とを直列に接続する第２のリアクトルと、前記
第２のリアクトルと前記直流電源の一端の間に設けられ
た第３のスイッチング素子とを具備し、 前記別の設定値まで出力電圧を下げる期間は、前記第３
のスイッチング素子を導通し、前記第２のリアクトルの
集積回路側から直流電源側に電流を流して、前記第１の
電荷蓄積手段の蓄積電荷を励磁エネルギーに変換する第
５のステップと、 前記第３のスイッチング素子を遮断して、前記第２のリ
アクトルの前記励磁エネルギーを放出する第６のステッ
プとを、 順次繰り返し行って前記第１の電荷蓄積手段の蓄積電荷
を放電し、前記直流電源に回生することを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項２３】請求項２１に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前
記直流電源と並列に接続する第２の電荷蓄積手段を有
し、前記別の設定値まで出力電圧を下げる期間は、前記
第５と第６のステップを順次繰り返し行って、前記第１
の電荷蓄積手段の蓄積電荷を放電し、前記第２の電荷蓄
積手段に回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法。 - 【請求項２４】請求項１４，請求項１６，請求項２１の
何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法におい
て、前記出力電圧の設定は、外部からの指令に基づいて
なされることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御
方法。 - 【請求項２５】請求項１４，請求項１６，請求項２１の
何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法におい
て、前記出力電圧の設定は、前記集積回路からの指令に
基づいてなされることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方法。 - 【請求項２６】請求項１４，請求項１６，請求項２１の
何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法におい
て、前記集積回路は、ＣＰＵであることを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項２７】請求項１４，請求項１６，請求項２１の
何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法におい
て、前記出力電圧を下げる設定とは、集積回路に供給す
る電力を遮断する場合を含むことを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御方法。 - 【請求項２８】請求項１４，請求項１６，請求項２１の
何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法におい
て、前記第１の電荷蓄積手段は、電気二重層コンデンサ
であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方
法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001171913A JP3706814B2 (ja) | 2001-06-07 | 2001-06-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| US10/059,363 US20020185994A1 (en) | 2001-06-07 | 2002-01-31 | DC-DC converter and a method of controlling thereof |
| US10/427,910 US20030197494A1 (en) | 2001-06-07 | 2003-05-02 | DC-DC converter and a method of controlling thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001171913A JP3706814B2 (ja) | 2001-06-07 | 2001-06-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002369505A true JP2002369505A (ja) | 2002-12-20 |
| JP3706814B2 JP3706814B2 (ja) | 2005-10-19 |
Family
ID=19013610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001171913A Expired - Fee Related JP3706814B2 (ja) | 2001-06-07 | 2001-06-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US20020185994A1 (ja) |
| JP (1) | JP3706814B2 (ja) |
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006014482A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-12 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP2006033990A (ja) * | 2004-07-15 | 2006-02-02 | Toshiba Microelectronics Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び半導体集積回路 |
| JP2006109535A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-20 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP2006158097A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Renesas Technology Corp | 電源制御用半導体集積回路および電子部品並びに電源装置 |
| US7088084B2 (en) | 2004-08-20 | 2006-08-08 | Semiconductor Technology Academic Research Center | Power supply circuit capable of rapidly changing output voltages |
| JP2006262646A (ja) * | 2005-03-17 | 2006-09-28 | Ricoh Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータ |
| WO2006126639A1 (ja) * | 2005-05-26 | 2006-11-30 | Rohm Co., Ltd. | 切り替え可能なスイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータを備える電源装置 |
| JP2006325290A (ja) * | 2005-05-17 | 2006-11-30 | Rohm Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP2006325289A (ja) * | 2005-05-17 | 2006-11-30 | Rohm Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP2006333636A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Rohm Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| US7183740B2 (en) | 2003-06-05 | 2007-02-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor drive apparatus, vehicle having the same mounted therein, and computer readable storage medium having a program stored therein to cause computer to control voltage conversion |
| JP2007089279A (ja) * | 2005-09-21 | 2007-04-05 | Asyst Shinko Inc | 非接触給電装置 |
| WO2007125949A1 (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Panasonic Corporation | 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP2008515077A (ja) * | 2004-09-28 | 2008-05-08 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | コントローラ |
| JP2008245513A (ja) * | 2007-03-23 | 2008-10-09 | Power Integrations Inc | 高電圧電源回路のための方法及び装置 |
| WO2011052357A1 (en) * | 2009-10-28 | 2011-05-05 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Pwm limiter circuit |
| JP2012139096A (ja) * | 2004-01-28 | 2012-07-19 | Renesas Electronics Corp | 半導体装置 |
| WO2012144274A1 (ja) * | 2011-04-22 | 2012-10-26 | 株式会社光波 | Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明装置 |
| US8498132B2 (en) | 2007-03-23 | 2013-07-30 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle |
| JP2013188014A (ja) * | 2012-03-08 | 2013-09-19 | Sinfonia Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR20140142110A (ko) * | 2013-06-03 | 2014-12-11 | 삼성전자주식회사 | 전원공급장치 및 그 제어 방법 |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6784647B2 (en) * | 2002-07-15 | 2004-08-31 | Intel Corporation | Method and apparatus for operating a voltage regulator based on operation of a timer |
| JP4387172B2 (ja) * | 2003-12-02 | 2009-12-16 | 株式会社リコー | 電源回路及びその電源回路の出力電圧変更方法 |
| JP4471982B2 (ja) * | 2004-02-17 | 2010-06-02 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | 低可聴ノイズの電源方法およびその制御装置 |
| CN100456618C (zh) * | 2005-05-24 | 2009-01-28 | 台达电子工业股份有限公司 | 非隔离型直流/交流转换装置 |
| JP4980588B2 (ja) * | 2005-06-21 | 2012-07-18 | ローム株式会社 | 降圧型スイッチングレギュレータ、その制御回路、ならびにそれを用いた電子機器 |
| US8520417B2 (en) * | 2007-03-30 | 2013-08-27 | Acciona Windpower, S.A. | DC voltage regulator |
| JP2009148111A (ja) * | 2007-12-17 | 2009-07-02 | Panasonic Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| WO2011129209A1 (en) | 2010-04-16 | 2011-10-20 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power source circuit |
| WO2011145707A1 (en) | 2010-05-21 | 2011-11-24 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and display device |
| CN102906980B (zh) | 2010-05-21 | 2015-08-19 | 株式会社半导体能源研究所 | 半导体装置及显示装置 |
| US8947062B2 (en) | 2010-08-20 | 2015-02-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit |
| US8704504B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
| KR101991735B1 (ko) | 2011-05-19 | 2019-06-21 | 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 | 반도체 집적 회로 |
| US20120319478A1 (en) * | 2011-06-20 | 2012-12-20 | Volterra Semiconductor Corporation | Dc to dc converter with ripple cancellation |
| JP6460592B2 (ja) | 2013-07-31 | 2019-01-30 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | Ｄｃｄｃコンバータ、及び半導体装置 |
| KR102185283B1 (ko) * | 2014-01-07 | 2020-12-01 | 삼성전자 주식회사 | 스위칭 레귤레이터 |
| KR102597701B1 (ko) * | 2016-03-14 | 2023-11-06 | 삼성디스플레이 주식회사 | 표시 장치 및 이의 구동 방법 |
| CN105871209B (zh) * | 2016-03-29 | 2019-01-25 | 宜确半导体（苏州）有限公司 | 一种正反馈电路、dc-dc电压转换器及包络跟踪器 |
| CN107843807B (zh) * | 2016-09-20 | 2021-07-30 | 丰郅(上海)新能源科技有限公司 | 一种在电压跌落的瞬间可及时关断电网的监测系统 |
| CN109494986B (zh) * | 2018-12-24 | 2020-07-10 | 深圳市华星光电半导体显示技术有限公司 | 直流降压电路及直流降压方法 |
| CN113595373B (zh) * | 2021-08-09 | 2023-02-21 | 合肥阳光电动力科技有限公司 | 一种功率变换器的主动放电方法和控制器 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4186437A (en) * | 1978-05-03 | 1980-01-29 | California Institute Of Technology | Push-pull switching power amplifier |
| US4727308A (en) * | 1986-08-28 | 1988-02-23 | International Business Machines Corporation | FET power converter with reduced switching loss |
| US4801859A (en) * | 1986-12-23 | 1989-01-31 | Sundstrand Corporation | Boost/buck DC/DC converter |
| US5196781A (en) * | 1990-09-14 | 1993-03-23 | Weiss Instruments, Inc. | Method and apparatus for power control of solar powered display devices |
| US5359280A (en) * | 1992-01-10 | 1994-10-25 | Space Systems/Loral | Bilateral power converter for a satellite power system |
| US5233287A (en) * | 1992-05-05 | 1993-08-03 | Space Systems/Loral | Current limiting bilateral converter having a ground referenced current sensor |
| US5602464A (en) * | 1995-07-24 | 1997-02-11 | Martin Marietta Corp. | Bidirectional power converter modules, and power system using paralleled modules |
| US5850113A (en) * | 1997-04-15 | 1998-12-15 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Super capacitor battery clone |
| US6304068B1 (en) * | 2000-04-20 | 2001-10-16 | City University Of Hong Kong | Bi-directional switched-capacitor based voltage converter |
| US6437462B1 (en) * | 2001-12-10 | 2002-08-20 | Delphi Technologies, Inc. | Bi-directional DC/DC converter and control method therefor |
-
2001
- 2001-06-07 JP JP2001171913A patent/JP3706814B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-01-31 US US10/059,363 patent/US20020185994A1/en not_active Abandoned
-
2003
- 2003-05-02 US US10/427,910 patent/US20030197494A1/en not_active Abandoned
Cited By (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7183740B2 (en) | 2003-06-05 | 2007-02-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor drive apparatus, vehicle having the same mounted therein, and computer readable storage medium having a program stored therein to cause computer to control voltage conversion |
| JP2012139096A (ja) * | 2004-01-28 | 2012-07-19 | Renesas Electronics Corp | 半導体装置 |
| JP4651977B2 (ja) * | 2004-06-25 | 2011-03-16 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP2006014482A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-12 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP4621448B2 (ja) * | 2004-07-15 | 2011-01-26 | 東芝マイクロエレクトロニクス株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び半導体集積回路 |
| JP2006033990A (ja) * | 2004-07-15 | 2006-02-02 | Toshiba Microelectronics Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び半導体集積回路 |
| US7088084B2 (en) | 2004-08-20 | 2006-08-08 | Semiconductor Technology Academic Research Center | Power supply circuit capable of rapidly changing output voltages |
| JP4734511B2 (ja) * | 2004-09-28 | 2011-07-27 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | コントローラ |
| JP2008515077A (ja) * | 2004-09-28 | 2008-05-08 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | コントローラ |
| JP2006109535A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-20 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP4628056B2 (ja) * | 2004-09-30 | 2011-02-09 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP2006158097A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Renesas Technology Corp | 電源制御用半導体集積回路および電子部品並びに電源装置 |
| JP2006262646A (ja) * | 2005-03-17 | 2006-09-28 | Ricoh Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータ |
| JP2006325290A (ja) * | 2005-05-17 | 2006-11-30 | Rohm Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP4717507B2 (ja) * | 2005-05-17 | 2011-07-06 | ローム株式会社 | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP4717508B2 (ja) * | 2005-05-17 | 2011-07-06 | ローム株式会社 | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP2006325289A (ja) * | 2005-05-17 | 2006-11-30 | Rohm Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| TWI414136B (zh) * | 2005-05-26 | 2013-11-01 | Rohm Co Ltd | Control circuit, power supply unit and electronic equipment |
| US7812580B2 (en) | 2005-05-26 | 2010-10-12 | Rohm Co., Ltd. | Power supply apparatus having switchable switching regulator and linear regulator |
| JP2006333636A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Rohm Co Ltd | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP4717515B2 (ja) * | 2005-05-26 | 2011-07-06 | ローム株式会社 | 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器 |
| JP2006333637A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Rohm Co Ltd | 電源装置の制御回路、それを用いた電源装置ならびに電子機器 |
| WO2006126639A1 (ja) * | 2005-05-26 | 2006-11-30 | Rohm Co., Ltd. | 切り替え可能なスイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータを備える電源装置 |
| JP2007089279A (ja) * | 2005-09-21 | 2007-04-05 | Asyst Shinko Inc | 非接触給電装置 |
| JP2007295769A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| WO2007125949A1 (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Panasonic Corporation | 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP2008245513A (ja) * | 2007-03-23 | 2008-10-09 | Power Integrations Inc | 高電圧電源回路のための方法及び装置 |
| US8498132B2 (en) | 2007-03-23 | 2013-07-30 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle |
| WO2011052357A1 (en) * | 2009-10-28 | 2011-05-05 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Pwm limiter circuit |
| JP2011120458A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-06-16 | Semiconductor Energy Lab Co Ltd | Ｐｗｍリミッター回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US8587270B2 (en) | 2009-10-28 | 2013-11-19 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | PWM limiter circuit having comparator and switch, and semiconductor device using the same |
| KR101728185B1 (ko) | 2009-10-28 | 2017-04-18 | 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 | Ｐｗｍ 리미터 회로 |
| JP2012227076A (ja) * | 2011-04-22 | 2012-11-15 | Koha Co Ltd | Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明装置 |
| WO2012144274A1 (ja) * | 2011-04-22 | 2012-10-26 | 株式会社光波 | Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明装置 |
| JP2013188014A (ja) * | 2012-03-08 | 2013-09-19 | Sinfonia Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR20140142110A (ko) * | 2013-06-03 | 2014-12-11 | 삼성전자주식회사 | 전원공급장치 및 그 제어 방법 |
| KR102034550B1 (ko) * | 2013-06-03 | 2019-11-08 | 삼성전자주식회사 | 전원공급장치 및 그 제어 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20020185994A1 (en) | 2002-12-12 |
| US20030197494A1 (en) | 2003-10-23 |
| JP3706814B2 (ja) | 2005-10-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002369505A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| US7250745B2 (en) | Control circuit of DC-DC converter and its control method | |
| US7221129B2 (en) | Switching regulator and method for changing output voltages thereof | |
| EP1926199B1 (en) | Buck converter with inductor pre-energizing | |
| US8405370B2 (en) | Power regulation for large transient loads | |
| US9787192B2 (en) | Power-supply circuit, related transmission circuit, integrated circuit, and method of transmitting a signal | |
| JP4966249B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3505068B2 (ja) | 同期整流式ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US8000117B2 (en) | Buck boost function based on a capacitor bootstrap input buck converter | |
| US7262588B2 (en) | Method and apparatus for power supply controlling capable of effectively controlling switching operations | |
| US20140049994A1 (en) | Device for synchronous dc-dc conversion and synchronous dc-dc converter | |
| US20050237037A1 (en) | Switching power supply controller system and method | |
| US20060255777A1 (en) | Apparatus and method for improving voltage converter low load efficiency | |
| US8344762B2 (en) | Gate driving circuit | |
| US20230163684A1 (en) | Pfm mode operation of switched capacitor converters | |
| JP3132614B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| US10348199B2 (en) | Step-down converter control | |
| JP2009296747A (ja) | 電源装置 | |
| JP3274447B2 (ja) | 降圧型コンバータ | |
| JP2018148725A (ja) | 直流電圧変換装置 | |
| KR20070117917A (ko) | 직류/직류 스탭-업 컨버터 및 그 제어 방법. | |
| JP6274209B2 (ja) | 情報処理装置および電源回路 | |
| CN116800087A (zh) | 开关变换器及其控制方法 | |
| Li et al. | Morphed dual-stage system with varied switching frequency of power converters during battery discharge period | |
| JP2006325330A (ja) | 電源システム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040506 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20040506 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050411 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050419 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050617 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050712 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050801 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080805 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090805 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090805 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100805 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110805 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110805 Year of fee payment: 6 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110805 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120805 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120805 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130805 Year of fee payment: 8 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |