JP3274447B2

JP3274447B2 - 降圧型コンバータ

Info

Publication number: JP3274447B2
Application number: JP34592199A
Authority: JP
Inventors: 精一安沢; 洋彰馬場
Original assignee: Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1999-10-26
Filing date: 1999-12-06
Publication date: 2002-04-15
Anticipated expiration: 2019-12-06
Also published as: JP2001197735A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧を降圧し
て直流電圧を生成する降圧型コンバータに関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】この種の降圧型コンバータを用いた充電
装置として、図１２に示す充電装置４１が従来から知ら
れている。この充電装置４１は、簡易な構成のチョッパ
ー方式によって例えば電池などの蓄電素子４２を高効率
で充電可能に構成されている。この充電装置４１では、
図外の制御回路が、まず、図１３（ａ）に示すように、
スイッチ素子５１をオン状態に制御する。この際には、
脈流または安定化された直流電圧などの入力電圧ＶINに
基づく充電電流Ｉ11が、スイッチ素子５１、チョークコ
イル５２、およびコンデンサ５３からなる電流経路を流
れ、これにより、コンデンサ５３が充電される。また、
これと同時に、コンデンサ５３の充電電圧が出力電圧Ｖ
O として出力されることにより、充電装置４１に接続さ
れた蓄電素子４２が充電される。一方、スイッチ素子５
１がオフ状態に制御されると、充電電流Ｉ11が流れた際
にチョークコイル５２に蓄積したエネルギーに基づい
て、同図（ｂ）に示すフライホイール電流ＩF11 が、チ
ョークコイル５２、コンデンサ５３および転流ダイオー
ド５４からなる電流経路を流れ、これにより、コンデン
サ５３が充電されると共に蓄電素子４２も充電される。
このように、この充電装置４１では、スイッチ素子５１
をオン／オフ制御することにより、同図（ｂ）に示すよ
うに、そのオン期間およびオフ期間の両期間において、
充電電流Ｉ11またはフライホイール電流ＩF11 でコンデ
ンサ５３が充電される。この結果、蓄電素子４２は、コ
ンデンサ５３の蓄電エネルギーによって連続的に充電さ
れる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
充電装置４１には、以下の問題点がある。すなわち、充
電装置４１では、図１３（ａ），（ｂ）に示すように、
フライホイール電流ＩF11 が転流ダイオード５４を流れ
ている状態でスイッチ素子５１がオン状態に制御されて
いる。この場合、転流ダイオード５４は、スイッチ素子
５１がオフ状態のときには、フライホイール電流ＩF11
が流れることによってオン状態になり、スイッチ素子５
１がオン状態のときには、入力電圧ＶINによって逆バイ
アスされるため、通常、オフ状態となる。しかし、ダイ
オードは、一般的には、順方向電流が完全に流れなくな
ってから所定時間（リカバリータイムｔrr）を経過した
時点で初めて逆方向電流の流れを阻止する。したがっ
て、スイッチ素子５１がオン状態に制御された直後で
は、同図（ｃ）に示すように、転流ダイオード５４の両
端の電圧ＶD が入力電圧ＶINの電圧まで上昇しない現象
が生じる。つまり、ダイオードがオン状態を維持してい
る。このため、図１２に示すように、入力電圧ＶINのプ
ラス入力端子、スイッチ素子５１、転流ダイオード５
４、および入力電圧ＶINのマイナス入力端子からなる電
流経路を短絡電流ＩS が流れることになる。この結果、
この充電装置４１には、短絡電流ＩS が流れることに起
因して、損失が増大して変換効率が低下すると共に、ノ
イズが発生するという問題点がある。

【０００４】一方、スイッチ素子５１に対するスイッチ
ング周期を固定することにより、フライホイール電流Ｉ
F11 が完全に流れなくなってからスイッチ素子５１をオ
ン状態に制御することも可能であり、かかる制御方式に
よれば、短絡電流ＩS の発生を防止することができる。
しかし、かかる制御方式を採用した場合、コンデンサ５
３に充電電流が供給されない期間が生じるため、充電電
流の平均電流値が低下する結果、蓄電素子４２を十分に
充電するまでに長時間を要してしまうという他の問題が
発生する。さらに、この場合、チョークコイル５２のイ
ンダクタンスを小さくして充電電流を大きな電流にする
ことによって、充電時間を短縮することも可能である。
しかし、かかる制御方式の場合には、スイッチ素子５１
に大電流用スイッチ素子を用いる必要があるため、装置
のコストアップを招くと共に、チョークコイル５２の巻
線を太くしたり、鉄心を大きくしたりする必要が生じる
ため、チョークコイル５２の大型化、ひいては充電装置
の大型化を招くという他の問題が生じる。

【０００５】また、充電装置４１における充電電流Ｉ11
のピーク電流値は、通常、入力電圧ＶINおよび出力電圧
ＶO 間の入出力電圧差と、チョークコイル５２のインダ
クタンスとに応じて増減する。したがって、設計段階に
おいてチョークコイル５２のインダクタンスを小さい値
に規定した場合、入出力電圧差が大きくなると、それに
伴って充電電流Ｉ11のピーク電流値が大きくなるため、
スイッチ素子５１のオン期間を短くしなければならな
い。したがって、この場合には、充電電流の平均電流値
が小さくなるため、充電時間に長時間を要するという問
題が生じる。逆に、チョークコイル５２のインダクタン
スを大きく規定した場合、入出力電圧差が大きいときで
あっても、充電電流Ｉ11のピーク電流値をある程度小さ
い値に制限することができる。しかし、この場合には、
チョークコイル５２が大型化すると共に、入出力電圧差
が小さいときに充電電流の平均電流値が小さくなるた
め、充電時間に長時間を要するという問題が生じる。

【０００６】さらに、一般的には、スイッチ素子５１と
してＦＥＴが用いられており、このＦＥＴは、図１３に
示すように、スイッチ素子５１と、スイッチ素子５１に
並列接続される寄生容量５１ａとで等価的に表される。
一方、転流ダイオード５４にフライホイール電流ＩF11
が流れている状態では、転流ダイオード５４の両端電圧
が１Ｖ程度にクランプされるため、寄生容量５１ａの両
端の電圧ＶS は、ほぼ入力電圧ＶINの電圧値まで充電さ
れている。したがって、転流ダイオード５４にフライホ
イール電流ＩF11 が流れている状態でスイッチ素子５１
がオン状態に制御された場合、寄生容量５１ａがスイッ
チ素子５１で短絡されるため、寄生容量５１ａの充電エ
ネルギーがスイッチ素子５１のスイッチングによって損
失される。このため、従来の充電装置４１には、スイッ
チ素子５１のスイッチング損失に起因して装置全体とし
ての変換効率が低下しているという問題点がある。

【０００７】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、変換効率の向上、発生ノイズの低減、
および装置の小型化を図り得る降圧型コンバータを提供
することを主目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の降圧型コンバータは、供給される電流によ
って蓄電する蓄電手段を備えると共に、入力電圧をスイ
ッチングするスイッチ素子と、スイッチ素子と蓄電手段
の一端との間に接続されスイッチ素子を流れる電流によ
ってエネルギーを蓄積するチョークコイルと、蓄電手段
の他端とチョークコイルとの間に接続されスイッチ素子
のオフ時にチョークコイルから蓄積エネルギーを蓄電手
段に放出させる転流用素子と、スイッチ素子をオン状態
に制御すると共にスイッチ素子を流れる電流が所定値に
達したときにスイッチ素子をオフ状態に制御する制御回
路と、チョークコイル、蓄電手段および転流用素子から
なる直列回路を流れるフライホイール電流、またはチョ
ークコイルの両端に発生する電圧を検出することにより
チョークコイルによる蓄積エネルギーの放出状態を検出
する検出手段とを備え、制御回路は、検出手段によって
蓄積エネルギーの放出完了が検出された後にスイッチ素
子の両端間電圧が最も低下した時点でスイッチ素子をオ
ン状態に制御する降圧型コンバータにおいて、チョーク
コイルは、互いに磁気結合すると共に直列接続された第
１の巻線および第２の巻線を備えて構成され、両巻線
は、スイッチ素子と蓄電手段との間に接続され、両巻線
のうちの第２の巻線のみが転流用素子と蓄電手段との間
に接続されていることを特徴とする。

【０００９】また、請求項２記載の降圧型コンバータ
は、供給される電流によって蓄電する蓄電手段を備える
と共に、入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、
スイッチ素子と蓄電手段の一端との間に接続されスイッ
チ素子を流れる電流によってエネルギーを蓄積するチョ
ークコイルと、蓄電手段の他端とチョークコイルとの間
に接続されスイッチ素子のオフ時にチョークコイルから
蓄積エネルギーを蓄電手段に放出させる転流用素子と、
スイッチ素子をオン状態に制御すると共にスイッチ素子
を流れる電流が所定値に達したときにスイッチ素子をオ
フ状態に制御する制御回路と、チョークコイル、蓄電手
段および転流用素子からなる直列回路を流れるフライホ
イール電流、またはチョークコイルの両端に発生する電
圧を検出することによりチョークコイルによる蓄積エネ
ルギーの放出状態を検出する検出手段とを備え、制御回
路は、検出手段によって蓄積エネルギーの放出完了が検
出された後にスイッチ素子の両端間電圧が最も低下した
時点でスイッチ素子をオン状態に制御する降圧型コンバ
ータにおいて、チョークコイルは、互いに磁気結合する
と共に直列接続された第１の巻線および第２の巻線を備
えて構成され、両巻線は、転流用素子と蓄電手段との間
に接続され、両巻線のうちの第２の巻線のみがスイッチ
素子と蓄電手段との間に接続されていることを特徴とす
る。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る降圧型コンバータの好適な実施の形態について
説明する。

【００１１】最初に、本発明に係る降圧型コンバータの
動作原理について説明する。

【００１２】図１に示すように、降圧型コンバータ１
は、主回路２と、本発明における蓄電手段に相当するコ
ンデンサＣＡとを備え、この主回路２は、コンデンサ１
０と、例えばＦＥＴで構成されたスイッチ素子１２と、
本発明におけるチョークコイルに相当する一次巻線１３
ａおよび本発明における検出手段に相当する二次巻線１
３ｂを有するトランス１３と、本発明における転流用素
子に相当する転流ダイオード１４とで構成されている。
また、降圧型コンバータ１は、主回路２内のスイッチ素
子１２のオン／オフをスイッチング制御する制御回路１
５を備えている。

【００１３】スイッチ素子１２は、制御回路１５の制御
下で、スイッチング周波数制御方式およびＰＷＭ（Puls
e Width Modulation）制御方式の両制御方式に従ってオ
ン／オフ制御され、等価的には、寄生容量１２ａと、寄
生ダイオード１２ｂとが並列接続されている。また、ス
イッチ素子１２には、コンデンサ１２ｃが並列接続され
ている。なお、以下の説明において、理解を容易にする
ために、寄生ダイオード１２ｂの順方向電圧を０Ｖとみ
なすこととする。トランス１３は、スイッチ素子１２が
オン状態のオン期間においては、電流Ｉ1 が一次巻線１
３ａを流れることにより、その巻始め側端子が巻き終わ
り側端子に対して正電圧となる電圧ＶLBを二次巻線１３
ｂから出力し、スイッチ素子１２がオフ状態のオフ期間
においては、その巻始め側端子が巻き終わり側端子に対
して負電圧となる電圧ＶLBを二次巻線１３ｂから出力す
る。

【００１４】一方、制御回路１５は、トランス１３の二
次巻線１３ｂに誘起する電圧ＶLBを監視することによ
り、トランス１３の蓄積エネルギーの放出完了を判別
し、その判別時から所定時間を経過した時点で、スイッ
チ素子１２をオン状態に制御する。

【００１５】次に、降圧型コンバータ１の動作につい
て、図２を参照して説明する。

【００１６】この降圧型コンバータ１では、起動後の状
態では、まず、図２（ａ）に示すように、制御回路１５
が、スイッチ素子１２をオン状態に制御する。この際に
は、入力電圧ＶINに基づく電流Ｉ1 が、プラス入力端
子、スイッチ素子１２、トランス１３の一次巻線１３
ａ、コンデンサＣＡ、およびマイナス入力端子からなる
電流経路を流れ、これにより、コンデンサＣＡが充電さ
れると共にトランス１３に励磁エネルギーが蓄積され
る。この場合、電流Ｉ1 は、同図（ｂ）に示すように、
その電流値が時間の経過と共に徐々に増加する。また、
この期間では、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に
電圧ＶLBが誘起し、この電圧ＶLBは、同図（ｃ）に示す
ように、二次巻線１３ｂの巻始め側端子が巻き終わり側
端子に対して正電圧となる。

【００１７】次いで、制御回路１５が、スイッチ素子１
２をオフ状態に制御すると、トランス１３に蓄積されて
いる励磁エネルギーに基づくフライホイール電流ＩF
が、一次巻線１３ａの巻き終わり側端子、コンデンサＣ
Ａ、転流ダイオード１４、および一次巻線１３ａの巻き
始め側端子からなる電流経路を流れる。この場合、フラ
イホイール電流ＩF は、図２（ｄ）に示すように、その
電流値が時間の経過と共に徐々に低下する。同時に、ト
ランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘起する電圧ＶLB
は、同図（ｃ）に示すように、二次巻線１３ｂの巻始め
側端子が巻き終わり側端子に対して負電圧となる。ま
た、この際には、スイッチ素子１２の両端電圧（電圧値
Ｖ2 とする）は、入力電圧ＶINの電圧値（電圧値Ｖ1 と
する）とほぼ等しい状態を維持する。やがて、トランス
１３の励磁エネルギーが放出し終わると、同図（ｄ）に
示すように、フライホイール電流ＩF が流れなくなる。
この際には、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘
起していた電圧ＶLBの電圧値が、同図（ｃ）に示すよう
に、上昇し始める。

【００１８】また、この際には、転流ダイオード１４が
オフ状態になり、この状態では、スイッチ素子１２の両
端電圧とコンデンサＣＡの両端の電圧（電圧値Ｖ3 とす
る）との加算値は、入力電圧ＶINの電圧値と比較して、
ほぼ電圧値Ｖ3 だけ高い電圧となる。したがって、マイ
ナス入力端子、コンデンサＣＡ、トランス１３の一次巻
線１３ａ、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの並
列回路、並びにプラス入力端子からなる電流経路を電流
Ｉ2 が流れる。この場合、電流Ｉ2 は、スイッチ素子１
２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）とコンデンサＣＡの両端電
圧（電圧値Ｖ3）との加算値が、入力電圧ＶINの電圧値
Ｖ1 と等しくなるまで（つまり、電圧値Ｖ2 が電圧値
（Ｖ1 −Ｖ3 ）と等しくなるまで）流れ続ける。したが
って、この際には、電圧ＶLBは、図２（ｃ）に示すよう
に徐々に上昇する。一方、電圧値Ｖ2 が電圧値（Ｖ1 −
Ｖ3 ）と等しくなった時点では、トランス１３は、一次
巻線１３ａを流れていた電流Ｉ2 によって励磁されてい
るため、その励磁エネルギーがなくなるまで、電流Ｉ2
を継続して流れ続けさせる。なお、電流Ｉ2 が流れ続け
ている間において、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１
２ｃの電荷が放出し終わったときには、電流Ｉ2 は、寄
生ダイオード１２ｂを介してその電流経路内を流れるこ
とになる。一方、この励磁エネルギーが放出された時点
では、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 が、スイッチ素子１２
の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）とコンデンサＣＡの両端電圧
（電圧値Ｖ3 ）との加算値よりも高い電圧になるため、
電流Ｉ2とは逆向きの電流経路で電流Ｉ3 が流れること
になる。

【００１９】したがって、共振回路に相当するこの電流
経路内で、図２（ｅ）に示すように、直列共振現象が発
生する。この場合、スイッチ素子１２の両端の電圧値Ｖ
2 は、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 から徐々に低下し、０
Ｖに達した以降の状態では、寄生ダイオード１２ｂによ
ってクランプされて０Ｖに制限される。なお、正確に
は、絶対値が寄生ダイオード１２ｂの順方向電圧（約１
Ｖ）と等しいマイナス電圧に制限される。また、電圧値
Ｖ2 は、寄生ダイオード１２ｂによって電圧制限されな
いとした場合には、直列共振が始まってから直列共振に
おける周期Ｔの１／２の時間が経過した時点で、最も低
下する。なお、寄生ダイオード１２ｂによって電圧制限
されないとした場合、電圧値Ｖ2 は、下記の式が成立
するのを条件として、０Ｖ以下となり、電圧値Ｖ3 の２
倍の電圧と電圧値Ｖ1 とが等しいときに、電圧値Ｖ2 の
最低値が０Ｖとなる。また、直列共振の周期Ｔは、コン
デンサ１０，ＣＡの容量が寄生容量１２ａおよびコンデ
ンサ１２ｃの容量と比較して十分に大きいため、寄生容
量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの並列容量と、トラン
ス１３における一次巻線１３ａのインダクタンス値とで
決定される。２・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・・・式

【００２０】このため、この降圧型コンバータ１では、
制御回路１５は、電圧ＶLBの上昇を判別した時から例え
ば直列共振の１／２周期が経過した時点で、スイッチ素
子１２をオン状態に制御する。これは、スイッチ素子１
２の両端の電圧（電圧値Ｖ2）がほぼ０Ｖの状態（つま
り、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの蓄積電荷
が放出された状態）のため、いわゆる０ボルトスイッチ
が行われることを意味する。なお、本明細書では、寄生
容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃにおける蓄積電荷の
一部または全部が放出された状態でスイッチ素子１２を
オン状態またはオフ状態に制御する方式を総称して「０
ボルトスイッチ」という。また、スイッチ素子１２がオ
ン状態に制御される過渡的状態におけるスイッチ素子１
２自身による半導体損失は、その電流経路内に存在する
トランス１３の一次巻線１３ａによって電流がほぼ０Ａ
に制限されるため、殆ど無視することができる。逆に、
スイッチ素子１２のオフ時には、スイッチ素子１２の両
端に並列接続されている寄生容量１２ａおよびコンデン
サ１２ｃに電流が流れて充電されるため、スイッチ素子
１２には極めて僅かな電流Ｉ1 しか流れない。したがっ
て、この際にも０ボルトスイッチが行われる。このた
め、コンデンサ１２ｃは、スイッチ素子１２がオフ状態
に制御される際の０ボルトスイッチの達成に貢献する。
この場合、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃに蓄
積された電荷は、直列共振によってコンデンサ１０に回
生される。このため、その電荷の蓄積自体に起因する電
力損失は極めて僅かなものとなる。このように、スイッ
チ素子１２をオン／オフ制御する際のスイッチング損失
の低下を防止することができるため、降圧型コンバータ
１の変換効率を格段に向上させることができる。

【００２１】なお、降圧型コンバータ１の設計仕様によ
っては、上記式を満たすことができずに、スイッチ素
子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）が０Ｖに達しない状態
でスイッチ素子１２をオン状態に制御する場合もあり得
る。しかし、そのような場合であっても、電圧値Ｖ2 が
入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 と等しい状態でオン状態に制
御される従来方式と比較して、装置の変換効率を十分に
向上させることができる。以後、制御回路１５が、上記
の処理を繰り返すことにより、電流Ｉ1 とフライホイー
ル電流ＩF との合成電流としての電流ＩC1によってコン
デンサＣＡが電圧値Ｖ3 に充電され、この両端電圧が出
力電圧ＶO として負荷に供給される。

【００２２】一方、制御回路１５に内蔵の半導体には、
固有の遅延時間が存在する。このため、その遅延時間が
直列共振の１／２周期よりも長い場合、確実なる０ボル
トスイッチが困難となる。このため、コンデンサ１２ｃ
の容量値およびトランス１３の一次巻線１３ａのインダ
クタンス値の一方または双方を、その遅延時間を考慮し
た値に規定することにより、直列共振の周期Ｔを自在に
変えることができ、これにより、０ボルトスイッチの確
実化が可能となる。この場合、一次巻線１３ａのインダ
クタンス値を可変する方法については、出願人が既に提
案している可変誘導性素子をトランス１３に採用するこ
とで確実かつ容易に、しかも無段階で連続的に可変する
ことができる（特願平７−３０３７５７号参照）。ま
た、トランス１３が蓄積エネルギーの放出を完了した時
点からスイッチ素子１２をオン状態に制御するまでの時
間を調整する遅延回路を制御回路１５に内蔵させること
もでき、この場合にも、スイッチ素子１２の両端電圧
（電圧値Ｖ2 ）が０Ｖの状態の時点でスイッチ素子１２
をオン状態に制御することもできる。

【００２３】以上のように、この降圧型コンバータ１に
よれば、スイッチ素子１２を０ボルトスイッチさせるこ
とにより、装置の変換効率を格段に向上させることがで
きる。具体的には、発明者の実験によれば、数ＫＷの出
力電力を生成する降圧型コンバータの場合、９８％の超
高効率を達成できたのが確認されている。また、スイッ
チ素子１２がオン状態に制御される際には、転流ダイオ
ード１４が完全にオフ状態のため、短絡電流の発生を防
止することもでき、これにより、短絡電流に起因するノ
イズの発生も防止することができる。なお、上記構成に
おいて、転流ダイオード１４に代えて、ＦＥＴなどのス
イッチ素子を採用することもできる。

【００２４】一方、設計仕様によって上記式を満たさ
ない場合であっても、スイッチ素子１２を０ボルトスイ
ッチさせることも可能であり、かかる場合に好適に用い
られる降圧型コンバータ１Ａ（請求項１に対応する降圧
型コンバータ）の構成および動作について、図３を参照
して説明する。なお、以下、降圧型コンバータ１の構成
要素と機能が同じ構成要素については、同一の符号を付
して重複した説明を省略し、同一の動作についても重複
した説明を省略する。

【００２５】この降圧型コンバータ１Ａの主回路２ａ
は、降圧型コンバータ１の主回路２とは異なり、振幅値
調整回路を構成するトランス１６を備えている。このト
ランス１６は、その接続点に中間タップが形成されると
共に直列接続された第１巻線１６ａおよび第２巻線１６
ｂと、第１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂに磁気結合
する第３巻線１６ｃとを備え、第１巻線１６ａおよび第
２巻線１６ｂがオートトランスとして機能する。この場
合、第１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂは、巻数Ｎ１
および巻数Ｎ２でそれぞれ巻き回され、両者が相まって
降圧型コンバータ１におけるトランス１３の一次巻線１
３ａと同一機能を有している。なお、第１巻線１６ａお
よび第２巻線１６ｂは、それぞれ請求項１記載の発明に
おける第１の巻線および第２の巻線を構成する。また、
第３巻線１６ｃは、電圧ＶLBを検出するための巻線であ
って、降圧型コンバータ１における二次巻線１３ｂと同
一の機能を有する。

【００２６】この降圧型コンバータ１Ａでは、スイッチ
素子１２のオン状態制御時には、電流Ｉ1 が第１巻線１
６ａおよび第２巻線１６ｂの直列回路を流れることによ
り、トランス１６は、励磁されてエネルギーを蓄積す
る。一方、スイッチ素子１２がオフ状態に制御された際
には、トランス１６の蓄積エネルギーに基づくフライホ
イール電流ＩF が、第２巻線１６ｂの巻き終わり側端
子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１４、および第２
巻線１６ｂの巻始め側端子からなる電流経路を流れる。
この際には、第１巻線１６ａの両端に、下記の式で表
される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり
側端子が巻始め側端子に対して正電圧となる。Ｖａ＝Ｎ1 ・Ｖ3 ／Ｎ2 ・・・・式

【００２７】この際には、寄生容量１２ａおよびコンデ
ンサ１２ｃの両端電圧としての電圧値Ｖ2 は、電圧Ｖａ
との加算値が電圧値Ｖ1 と等しいため、電圧値Ｖ1 より
も電圧Ｖａ分高い電圧値となる。このため、直列共振時
における共振電圧波形の振幅値は、降圧型コンバータ１
における共振電圧波形の振幅値よりも電圧Ｖａ分大きく
なる。したがって、直列共振時において電圧値Ｖ2 が０
Ｖ以下となるための条件は、図２（ｅ）において、トラ
ンス１６における蓄積エネルギーの放出完了時点での電
圧値Ｖ2 （Ｖ1 ＋Ｖａ）が電圧値（Ｖ1 −Ｖ3 ）の２倍
の電圧よりも高い電圧であることが条件とされるため、
下記の式で表される。（２＋Ｎ１／Ｎ２）・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・・・式

【００２８】上記式によれば、入力電圧ＶINの電圧値
Ｖ1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 よりも２倍以上高い電
圧となる設計仕様の場合であっても、巻数Ｎ１，Ｎ２を
適宜規定することにより、直列共振時におけるスイッチ
素子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下さ
せることができる。つまり、この場合、０ボルトスイッ
チが可能なことを意味する。

【００２９】次に、オートトランス型のトランス１６に
代えて絶縁型のトランスを用いた降圧型コンバータ１Ｂ
の構成および動作について説明する。

【００３０】図４に示すように、降圧型コンバータ１Ｂ
の主回路２ｂは、巻数（Ｎ１＋Ｎ２）の第１巻線１７ａ
と、巻数Ｎ２の第２巻線１７ｂと、トランス１３の二次
巻線１３ｂと同一機能を有する第３巻線１７ｃとが巻き
回されたトランス１７を備えている。

【００３１】この降圧型コンバータ１Ｂでは、降圧型コ
ンバータ１Ａと同様にして、スイッチ素子１２がオフ状
態に制御された際には、トランス１７の蓄積エネルギー
に基づくフライホイール電流ＩF が、第２巻線１７ｂの
巻き終わり側端子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１
４、および第２巻線１７ｂの巻始め側端子からなる電流
経路を流れる。この際には、第１巻線１７ａの両端に、
上記式で表される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａ
も、巻き終わり側端子が巻始め側端子に対して正電圧と
なる。このため、この降圧型コンバータ１Ｂにおいて
も、降圧型コンバータ１Ａと同様にして、直列共振時に
おいて電圧値Ｖ2 が０Ｖ以下となるための条件は、上記
式で表される。したがって、この構成によっても、０
ボルトスイッチが可能となる。

【００３２】なお、上記したように、寄生容量１２ａお
よびコンデンサ１２ｃに蓄積された電荷は直列共振時に
コンデンサ１０に回生されるため、その電荷の蓄積自体
による電力損失は僅かではある。しかし、電圧値Ｖ2 が
必要以上に大きい場合には、その僅かな電力損失が超高
効率化を達成するための妨げとなる。このように電圧値
Ｖ2 が必要以上に大きくなるケースは、入力電圧ＶINの
電圧値Ｖ1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 に近づいた場合
に生じる。特に充電装置では、むしろその必要性が多
く、例えば、入力電圧ＶINが５Ｖで出力電圧ＶO が３．
３Ｖという設計仕様のように、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ
1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 の２倍以内となるケース
がある。このため、このような場合には、図５，６に示
す構成を採用することで、電圧値Ｖ2 を任意の電圧値に
低下させることができる。なお、両図においては、以下
の説明に必要な構成のみを図示する。

【００３３】図５に示すように、降圧型コンバータ１Ｃ
（請求項２に対応する降圧型コンバータ）は、トランス
１６の第１巻線１６ａについての接続が降圧型コンバー
タ１Ａとは異なっている。具体的には、第１巻線１６ａ
および第２巻線１６ｂの接続点としての中間タップにス
イッチ素子１２の一端が接続され、かつ第１巻線１６ａ
の巻始め側端子に転流ダイオード１４のカソードが接続
されている。この場合、第１巻線１６ａおよび第２巻線
１６ｂは、それぞれ請求項２記載の発明における第１の
巻線および第２の巻線を構成する。

【００３４】この降圧型コンバータ１Ｃでは、スイッチ
素子１２がオン状態のときには、電流Ｉ1 がトランス１
６の第２巻線１６ｂを流れる。一方、スイッチ素子１２
がオフ状態のときには、フライホイール電流ＩF が第１
巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂを流れる。そして、そ
の際には、第１巻線１６ａの両端には、下記の式で表
される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり
側端子が巻始め側端子に対して正電圧となる。Ｖａ＝Ｎ1 ・Ｖ3 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）・・式

【００３５】したがって、この際には、スイッチ素子１
２の両端電圧としての電圧値Ｖ2 は、電圧Ｖａとの加算
値が電圧値Ｖ1 と等しいため、電圧値Ｖ1 よりも電圧Ｖ
ａ分低い電圧値となる。このため、直列共振時における
共振電圧波形の振幅値は、降圧型コンバータ１における
共振電圧波形の振幅値よりも電圧Ｖａ分小さくなる。し
たがって、直列共振時において電圧値Ｖ2 が０Ｖ以下と
なるための条件は、図２（ｅ）において、トランス１６
における蓄積エネルギーの放出完了時点での電圧値Ｖ2
（Ｖ1 −Ｖａ）が電圧値（Ｖ1 −Ｖ3 ）の２倍の電圧よ
りも高い電圧であることが条件とされるため、下記の
式で表される。（２−Ｎ１／（Ｎ1 ＋Ｎ２））・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・式

【００３６】上記式によれば、巻数Ｎ１，Ｎ２を適宜
規定することにより、直列共振時における共振電圧波形
の振幅値を必要以上に大きくすることなく、スイッチ素
子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下させ
ることができる。

【００３７】また、図６に示す降圧型コンバータ１Ｄ
は、トランス１７の第１巻線１７ａおよび第２巻線１７
ｂについての接続が降圧型コンバータ１Ｂとは異なって
いる。具体的には、第２巻線１７ｂがスイッチ素子１２
の一端とコンデンサＣＡのプラス側端子の間に接続さ
れ、第１巻線１７ａが転流ダイオード１４のカソードと
コンデンサＣＡのプラス側端子との間に接続されてい
る。この降圧型コンバータ１Ｄでは、スイッチ素子１２
がオン状態のときには、電流Ｉ1 がトランス１７の第２
巻線１７ｂを流れる。一方、スイッチ素子１２がオフ状
態のときには、フライホイール電流ＩF が第１巻線１７
ａを流れる。そして、その際には、第２巻線１７ｂの両
端には、上記式で表される電圧Ｖａが発生し、この電
圧Ｖａは、巻き終わり側端子が巻始め側端子に対して正
電圧となる。したがって、降圧型コンバータ１Ｃと同様
にして、直列共振時における共振電圧波形の振幅値を必
要以上に大きくすることなく、スイッチ素子１２の両端
電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下させることができ
る。

【００３８】次に、本発明に係る降圧型コンバータを充
電装置に適用した実施の形態について、図７，８を参照
して説明する。

【００３９】図７に示すように、充電装置１Ｅは、例え
ば、リチウムイオン電池や、電気二重層コンデンサなど
の端子間電圧が大幅に変動するコンデンサＣＡを充電す
るのに適しており、全体として降圧チョッパー型回路で
構成されている。具体的には、充電装置１Ｅは、主回路
２ｃを備え、この主回路２ｃは、スイッチ素子１２を流
れる電流検出手段として機能するカレントトランス１１
と、例えばＦＥＴやトランジスタで構成されたスイッチ
素子１２と、トランス１３と、転流ダイオード１４とで
構成されている。また、充電装置１Ｅは、制御回路１５
を備え、この制御回路１５には、例えばスイッチ素子１
２の温度を検出する温度センサ１８が接続されている。

【００４０】カレントトランス１１は、一次巻線１１ａ
および二次巻線１１ｂを備え、一次巻線１１ａを電流Ｉ
1 が流れる際に、その電流Ｉ1 に比例する電流を二次巻
線１１ｂから出力する。一方、制御回路１５は、カレン
トトランス１１の二次巻線１１ｂの両端に接続される負
荷回路を内蔵しており、その負荷回路に発生する電圧に
基づいて電流Ｉ1 の電流値を監視し、電流Ｉ1 が予め規
定された基準電流値ＩR に達したときにスイッチ素子１
２をオフ状態に制御する。また、制御回路１５は、トラ
ンス１３の二次巻線１３ｂに誘起する電圧ＶLBを監視す
ることにより、トランス１３から出力されるフライホイ
ール電流ＩF によるコンデンサＣＡに対する充電電流の
供給停止状態（つまり、トランス１３の蓄積エネルギー
の放出）を検出し、その際には、制御回路１５は、スイ
ッチ素子１２をオン状態に制御する。さらに、制御回路
１５は、出力電圧ＶO の電圧値を監視し、所定電圧に達
したときに、コンデンサＣＡに供給する電流ＩC1の平均
電流値を低下させる。

【００４１】次に、充電装置１Ｅの動作について、図８
を参照して説明する。

【００４２】この充電装置１Ｅでは、充電開始時には、
まず、図８（ａ）に示すように、制御回路１５がスイッ
チ素子１２をオン状態に制御する。この際には、入力電
圧ＶINに基づく電流Ｉ1 が、プラス入力端子、カレント
トランス１１の一次巻線１１ａ、スイッチ素子１２、ト
ランス１３の一次巻線１３ａ、コンデンサＣＡ、および
マイナス入力端子からなる電流経路を流れ、これによ
り、コンデンサＣＡが充電されると共にトランス１３に
励磁エネルギーが蓄積される。この場合、電流Ｉ1 は、
同図（ｂ）に示すように、その電流値が時間の経過と共
に徐々に増加する。また、この期間では、トランス１３
の二次巻線１３ｂの両端に電圧ＶLBが誘起し、この電圧
ＶLBは、同図（ｃ）に示すように、二次巻線１３ｂの巻
始め側端子が巻き終わり側端子に対して正電圧となる。
また、この期間では、制御回路１５は、内蔵の負荷回路
の両端電圧（つまり、二次巻線１１ｂの両端電圧）を監
視し、電流Ｉ1 の電流値が同図（ｂ）に示す基準電流値
ＩR に達するまでスイッチ素子１２をオン状態に維持す
る。続いて、制御回路１５は、電流Ｉ1 の電流値が基準
電流値ＩR に達したと判別した時点（または、超えたと
判別した時点）で、スイッチ素子１２をオフ状態に制御
する。

【００４３】スイッチ素子１２がオフ状態に制御される
と、トランス１３に蓄積されている励磁エネルギーに基
づくフライホイール電流ＩF が、一次巻線１３ａの巻き
終わり側端子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１４、
および一次巻線１３ａの巻き始め側端子からなる電流経
路を流れる。この場合、フライホイール電流ＩF は、図
８（ｄ）に示すように、その電流値が時間の経過と共に
徐々に低下する。同時に、トランス１３の二次巻線１３
ｂの両端に誘起する電圧ＶLBは、同図（ｃ）に示すよう
に、二次巻線１３ｂの巻始め側端子が巻き終わり側端子
に対して負電圧となる。やがて、トランス１３の励磁エ
ネルギーが放出し終わると、同図（ｄ）に示すように、
フライホイール電流ＩF が流れなくなる。この際には、
トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘起していた電
圧ＶLBの電圧値が、同図（ｃ）に示すように、急上昇す
る。

【００４４】この際には、制御回路１５は、電圧ＶLBの
急上昇を検出した時点で、図８（ａ）に示すように、ス
イッチ素子１２をオン状態に制御する。この際には、転
流ダイオード１４がオン状態からオフ状態に移行してい
るため、転流ダイオード１４を介して入力電圧ＶINが短
絡することに起因する短絡電流の発生が阻止され、これ
により、損失を防止して変換効率を向上することができ
ると共にノイズの発生も防止することができる。なお、
電流Ｉ1 の平均電流値を極力大きくするという観点から
は、電圧ＶLBの急上昇を検出した時点で速やかにスイッ
チ素子１２をオン状態に制御するのが好ましく、環境条
件の変化などを考慮して転流ダイオード１４に短絡電流
が流れるのを確実に防止するという観点からは、転流ダ
イオード１４の逆回復時間よりも若干長目の時間が経過
した時点でスイッチ素子１２をオン状態に制御するのが
好ましい。

【００４５】以後、制御回路１５が、上記の処理を繰り
返すことにより、図８（ｅ）に示すように、電流Ｉ1 と
フライホイール電流ＩF とが合成された電流ＩC1によっ
てコンデンサＣＡが充電される。この場合、スイッチ素
子１２のオン期間とオフ期間とがほぼ連続しているた
め、電流ＩC1の平均電流値ＩA は、スイッチ素子１２の
スイッチング周期やディーティー比に影響されることな
く、同図（ｅ）に示すように、常に基準電流値ＩR のほ
ぼ１／２の電流値となる。

【００４６】なお、制御回路１５によるスイッチ素子１
２に対するオン／オフスイッチングの周期は、電流Ｉ1
の電流値が基準電流値ＩR に達するまでの時間が入力電
圧ＶINと出力電圧ＶO との入出力電圧差に応じて変化す
るため、入出力電圧差が大きいときには、短い時間とな
り、逆に、入出力電圧差が小さいときには、長い時間と
なる。また、スイッチ素子１２のオン／オフスイッチン
グの周期に対するオン期間のディーティー比は、出力電
圧ＶO が高いときほどトランス１３が励磁エネルギーを
早く放出するため、出力電圧ＶO の電圧値が高いときほ
ど小さくなり、逆に、出力電圧ＶO の電圧値が低いとき
ほど大きくなる。このため、スイッチ素子１２は、制御
回路１５によって周波数制御方式およびＰＷＭ制御方式
の両制御方式による自励発振方式でオン／オフ制御され
ることになる。したがって、周波数固定のＰＷＭ制御方
式などと比較して、コンデンサＣＡに供給する電流ＩC1
の供給休止期間が生じないため、充電時間を短縮するこ
とができる。

【００４７】一方、充電が進行すると、コンデンサＣＡ
が満充電状態に近づくため、出力電圧ＶO の電圧値が上
昇する。この場合、出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定
格充電電圧を超えると、過充電状態になるため、コンデ
ンサＣＡの破損や短寿命化を招くおそれがある。このた
め、制御回路１５は、出力電圧ＶO の電圧値を監視し、
出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定格充電電圧（本発明
における所定電圧に相当する）に達したとき（または、
超えたとき）には、電流ＩC1の平均電流値を小さくする
ように、スイッチ素子１２のオン／オフ制御を実行す
る。具体的には、２通りの制御方法があり、１つ目の制
御方法として、制御回路１５は、スイッチ素子１２のオ
ン時間を、出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定格充電電
圧に達する以前のオン時間よりも短くなるように制御す
る。また、２つ目の制御方法として、制御回路１５は、
実質的には、１つ目の制御方法とほぼ等価の方式である
が、基準電流値ＩR の電流値を小さく可変し、その可変
後の基準電流値ＩR に達した時点でスイッチ素子１２を
オフ状態に制御する。これらの制御方式を採用すること
により、電流Ｉ1 のピーク電流値が低下する。この場
合、電流ＩC1の平均電流は、そのピーク電流値の低下に
連動して低下し、電流Ｉ1 のピーク電流値のほぼ１／２
の電流値に自動的に維持される。さらに、制御回路１５
は、温度センサ１８のセンサ信号に基づいて、スイッチ
素子１２の温度が定格温度まで達したと判別したときに
は、電流Ｉ1 の電流値が基準電流値ＩR よりも小さい電
流値に達した時点でスイッチ素子１２をオフ状態に制御
する。これにより、電流ＩC1の平均電流が減少するた
め、スイッチ素子１２の温度上昇による破壊を防止する
ことができる。

【００４８】以上のように、この充電装置１Ｅによれ
ば、電流Ｉ1 の電流値が基準電流値ＩR に達したときに
自動的にスイッチ素子１２がオフ状態に制御されるた
め、入力電圧ＶINと出力電圧ＶO との入出力電圧差が大
きくなったとしても、電流Ｉ1 のピーク電流値が基準電
流値ＩR に自動的に制限されることになる。したがっ
て、スイッチ素子１２に大電流の電流Ｉ1 が流れること
を防止することができ、これにより、スイッチ素子１２
の電流破壊を確実に防止することができる。また、電流
Ｉ1 の変化分が大きくなるため、トランス１３の一次巻
線１３ａのインダクタンスを小さい値に規定することが
できるため、小型のトランス１３を用いることができる
結果、充電装置１Ｅの小型化を図ることができる。

【００４９】なお、図７に示すように、直列共振の周期
に対する影響を排除することが可能な大容量のコンデン
サ１０（または電池や定電圧源など）を入力電圧ＶINの
入力側に配設することにより、降圧型コンバータ１と同
様にして、スイッチ素子１２を０ボルトスイッチ方式で
オン状態に制御することもできる。この場合、直列共振
の周期は、カレントトランス１１の一次巻線１１ａのイ
ンダクタンス、スイッチ素子１２に等価的に並列接続さ
れる容量、およびトランス１３の一次巻線１３ａのイン
ダクタンスで決定される。

【００５０】次に、図９を参照して、他の実施形態に係
る充電装置１Ｆの構成および動作について説明する。な
お、充電装置１Ｅと同一の構成要素については同一の符
号を付して重複した説明を省略し、主として充電装置１
Ｅとは異なる構成および動作について説明する。

【００５１】同図に示すように、充電装置１Ｆは、充電
装置１Ｅにおける主回路２ｃに加えて、カレントトラン
ス２１、スイッチ素子２２、トランス２３および転流ダ
イオード２４からなる主回路２ｄを備えると共に両主回
路２ｃ，２ｄ内の各スイッチ素子１２，２２のオン／オ
フを制御する制御回路２５を備えて構成されている。な
お、主回路２ｄの各構成要素は主回路２ｃの対応する各
構成要素と同一に構成されている。

【００５２】この充電装置１Ｆでは、制御回路２５が、
スイッチ素子１２，２２に対して、オンタイミングが互
いに異なるようにオン／オフ制御する。具体的には、制
御回路２５は、スイッチ素子１２をオン状態に制御した
後、そのオン／オフスイッチングのほぼ１／２周期を経
過した時点でスイッチ素子２２をオン状態に制御する。
したがって、両主回路２ｃ，２ｄによってコンデンサＣ
Ａに供給される充電電流ＩC は、主回路２ｃによって供
給される電流ＩC1と、主回路２ｄによって供給される充
電電流ＩC2との合成電流となる。この場合、図１０に示
すように、両電流ＩC1，ＩC2のピーク電流値を共に基準
電流値ＩR に制限すれば、充電電流ＩCの平均電流値ＩA
は、基準電流値ＩR と等しくなる。したがって、充電
電流ＩCの平均電流値ＩA を大きくすることができるた
め、充電電流ＩC のピーク電流値を大きくすることな
く、充電時間を短縮することができる。また、この充電
装置１Ｆでは、両電流ＩC1，ＩC2の電流位相がほぼ１８
０度移相されているため、充電電流ＩC に含まれる出力
リップルが低減される。なお、必ずしも充電装置１Ｆの
ように１８０度移相しなくてもよく、両スイッチ素子１
２，２２のオンタイミングが互いに異なるように制御す
ればよい。ただし、主回路をＮ個配設した場合、そのＮ
個の主回路における各スイッチ素子のオンタイミングを
１／Ｎ周期ずつ移相させることにより、充電電流ＩC に
含まれる出力リップルを最も低減することができる。

【００５３】次に、次に本発明に係る降圧型コンバータ
をフォワード型のスイッチング電源装置に適用した実施
の形態について、図１１を参照して説明する。

【００５４】同図に示すように、電源装置１Ｇは、トラ
ンス３１を備え、トランス３１の一次巻線３１ａには、
カレントトランス１１の一次巻線１１ａと、スイッチ素
子３２とが直列接続されている。また、電源装置１Ｇ
は、制御回路１５，２５と同じ機能を少なくとも有する
制御回路３５を備えている。一方、トランス３１の二次
巻線３１ｂ側には、主回路２ｅと、コンデンサＣＡとが
配設されている。この場合、主回路２ｅは、スイッチ素
子１２と、トランス３３の一次巻線３３ａと、転流用素
子に相当するＦＥＴ３４を備えて構成されている。

【００５５】トランス３３は、２つの二次巻線３３ｂ，
３３ｃを備え、二次巻線３３ｂは、降圧型コンバータ１
におけるトランス１３の二次巻線１３ｂと同一機能を有
し、制御回路３５に接続されている。一方、二次巻線３
３ｃの巻始め側端子はアース電位に接続され、巻き終わ
り側端子は、ＦＥＴ３４のゲートに接続されている。こ
のため、この電源装置１Ｇでは、二次巻線３３ｃの誘起
電圧でＦＥＴ３４のオン／オフを直接的に制御すること
ができるため、極めて簡易に構成することができる。さ
らに、コンデンサＣＡは、直列接続された複数の電気二
重層型のコンデンサＣ１〜Ｃ４と、高周波損失の少ない
電解コンデンサＣ５との並列接続回路で構成されてい
る。

【００５６】この電源装置１Ｇでは、起動後、まず、制
御回路３５が、スイッチ素子３２，１２を同期してオン
状態に制御する。これにより、入力電圧ＶINに基づく電
流Ｉ1Aが、プラス入力端子、カレントトランス１１の一
次巻線１１ａ、トランス３１の一次巻線３１ａ、スイッ
チ素子３２およびマイナス入力端子からなる電流経路を
流れ、これにより、トランス３１の二次巻線３１ｂに電
圧が誘起する。この際には、その誘起電圧に基づく電流
Ｉ1 が、二次巻線３１ｂの巻始め側端子、スイッチ素子
１２、トランス３３の一次巻線３３ａ、コンデンサＣ
Ａ、および二次巻線３１ｂの巻き終わり側端子からなる
電流経路を流れ、これによりコンデンサＣＡが充電され
ると共にトランス３３に励磁エネルギーが蓄積される。
この期間では、トランス３３の二次巻線３３ｃの両端に
電圧ＶLBが誘起し、この電圧ＶLBは、二次巻線３３ｃの
巻終わり側端子が巻き始め側端子に対して負電圧とな
る。したがって、ＦＥＴ３４は、オフ状態を維持する。
また、この期間では、制御回路３５は、内蔵の負荷回路
の両端電圧（つまり、カレントトランス１１における二
次巻線１１ｂの両端電圧）を監視し、電流Ｉ1Aの電流値
が基準電流値ＩR に達するまでスイッチ素子３２，１２
をオン状態に維持する。続いて、制御回路３５は、電流
Ｉ1Aの電流値が基準電流値ＩR に達したと判別した（ま
たは、超えたと判別した）時点で、スイッチ素子３２，
１２をオフ状態に制御する。

【００５７】スイッチ素子３２，１２がオフ状態に制御
されると、トランス３３に蓄積されている励磁エネルギ
ーに基づくフライホイール電流ＩF が放出される。この
際には、トランス３３の二次巻線３３ｃの両端に誘起す
る電圧ＶLBは、二次巻線３３ｃの巻始め側端子が巻き終
わり側端子に対して負電圧となるため、ＦＥＴ３４が自
動的にオン状態に制御される。このため、フライホイー
ル電流ＩF が、一次巻線３３ａの巻き終わり側端子、コ
ンデンサＣＡ、ＦＥＴ３４、および一次巻線３３ａの巻
き始め側端子からなる電流経路を流れる。やがて、トラ
ンス３３の励磁エネルギーが放出し終わると、フライホ
イール電流ＩF が流れなくなり、この際には、トランス
３３の二次巻線３３ｂ，３３ｃの両端に誘起していた電
圧ＶLBの電圧値が急上昇し、ＦＥＴ３４がオフ状態に制
御される。

【００５８】この際には、制御回路３５は、電圧ＶLBの
急上昇を検出した時点で、スイッチ素子３２，１２をオ
ン状態に制御する。この際にも、ＦＥＴ３４がオン状態
からオフ状態に完全に移行しているため、ＦＥＴ３４を
介してトランス３１における二次巻線３１ｂの誘起電圧
が短絡することに起因する短絡電流の発生が阻止され、
これにより、損失を防止して変換効率を向上することが
できると共にノイズの発生を防止することもできる。

【００５９】以後、制御回路３５が、上記の処理を繰り
返すことにより、電流Ｉ1 とフライホイール電流ＩF と
が合成された充電電流によってコンデンサＣＡが充電さ
れる。この場合、コンデンサＣＡが、高周波特性のよい
電解コンデンサＣ５を備えて構成されているため、急激
な過負荷状態への変動の際には、電解コンデンサＣ５か
ら出力電流を瞬時に供給することができる。また、脈流
を入力電圧ＶINとする場合、脈流の谷間の期間では主回
路２ｅによる電力生成が困難となる。しかし、この期間
において、大容量の電気二重層型のコンデンサＣ１〜Ｃ
４から出力電圧ＶO を出力させることにより、その谷間
の期間においても、出力電圧ＶO を安定して負荷に供給
することができる。このため、トランス３１の一次巻線
３１ａ側の一次回路をコンデンサレス回路で構成するこ
とができ、この構成を採用した場合には、入力力率を大
幅に向上させることができる。さらに、コンデンサＣＡ
が大容量の蓄電が可能な電気二重層コンデンサＣ１〜Ｃ
４を備えて構成されているため、通常状態では、負荷に
対して安定して大電流を供給することができる。

【００６０】以上のように、この電源装置１Ｇによれ
ば、ＦＥＴ３４がオフ状態に制御された後にスイッチ素
子３２，１２がオン状態に制御されるため、変換効率を
向上させることができると共にノイズの発生を防止する
ことができる。また、トランス３３における二次巻線３
３ｃの誘起電圧でＦＥＴ３４のオン／オフを制御するこ
とにより、ＦＥＴ３４のスイッチング制御回路を極めて
簡易に構成することができる。また、出願人が既に提案
している充電技術（特願平１１−３０６２４４号）を適
用することもできる。この場合、トランス３３に複数の
二次巻線を設け、各二次巻線から放出されるフライホイ
ール電流ＩF を各コンデンサＣ１〜Ｃ４に別々に供給す
ることで、電気エネルギーを各コンデンサＣ１〜Ｃ４に
最も効率よく蓄電させることができる。

【００６１】なお、本発明は、上記した発明の実施の形
態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、降圧型コンバータ１では、本発明における
チョークコイルの蓄積エネルギー放出完了を検出するた
めに、トランス１３の二次巻線１３ｂに誘起する電圧Ｖ
LBを監視しているが、これに限らず、転流ダイオード１
４（電源装置１ＧにおいてはＦＥＴ３４）を流れるフラ
イホイール電流ＩF を監視する構成を採用することもで
きる。この場合、例えば、転流ダイオード１４のカソー
ド、およびトランス１３における一次巻線１３ａの巻始
め側端子間にカレントトランスを配設すればよく、この
際には、トランス１３に代えてチョークコイルを用いる
ことができる。ただし、本発明における検出手段として
トランス１３を採用する構成の場合、トランス１３に二
次巻線１３ｂを追加するだけでよいため、カレントトラ
ンスを別途用いる構成と比較して、コストの上昇を抑え
ることができる。また、充電装置１Ｅ，１Ｆでは、出力
電圧ＶO を平滑するためのコンデンサを用いない構成を
採用したが、平滑用コンデンサを配設してもよい。さら
に、本発明の実施の形態に係る充電装置１Ｅ，１Ｆで
は、電気二重層コンデンサやイオン電池を充電する例に
ついて説明したが、これに限らず、他の種類のコンデン
サおよび電池などを充電することができるのは勿論であ
る。

【００６２】

【発明の効果】以上のように、本発明に係る降圧型コン
バータによれば、チョークコイルの両巻線をスイッチ素
子と蓄電手段との間に接続すると共に第２の巻線のみを
転流用素子と蓄電手段との間に接続したことにより、入
力電圧の電圧値が蓄電手段の両端間電圧（出力電圧の電
圧値）よりも２倍以上高い電圧となる設計仕様の場合で
あっても、第１および第２の巻線の各巻数を適宜規定す
ることにより、直列共振時におけるスイッチ素子の両端
間電圧を０Ｖ以下に低下させることができる。これによ
り、確実に０ボルトスイッチを行うことができると共
に、装置の変換効率の格段の向上、発生ノイズの低減、
および装置の小型化を図ることができる。

【００６３】また、本発明に係る降圧型コンバータによ
れば、チョークコイルの両巻線を転流用素子と蓄電手段
との間に接続すると共に第２の巻線のみをスイッチ素子
と蓄電手段との間に接続したことにより、例えば、入力
電圧の電圧値が蓄電手段の両端間電圧（出力電圧の電圧
値）の２倍以内となる場合であっても、第１および第２
の巻線の各巻数を適宜規定することにより、直列共振時
における共振電圧波形の振幅値を必要以上に大きくする
ことなく、スイッチ素子の両端間電圧を０Ｖ以下に低下
させることができる。これにより、確実に０ボルトスイ
ッチを行うことができると共に、装置の変換効率の格段
の向上、発生ノイズの低減、および装置の小型化を図る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
の回路図である。

【図２】降圧型コンバータ１の動作を説明するための信
号波形図等であって、（ａ）はスイッチ素子１２の動作
状態を示す動作状態図、（ｂ）は電流Ｉ1 の電流波形
図、（ｃ）は電圧ＶLBの電圧波形図、（ｄ）はフライホ
イール電流ＩF の電流波形図、（ｅ）は電圧Ｖ2 の電圧
波形図である。

【図３】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ａの回路図である。

【図４】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ｂの回路図である。

【図５】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ｃの回路図である。

【図６】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ｄの回路図である。

【図７】本発明の実施の形態に係る充電装置１Ｅの回路
図である。

【図８】充電装置１Ｅの動作を説明するための過渡現象
を除いた概念的な信号波形図等であって、（ａ）はスイ
ッチ素子１２の動作状態を示す動作状態図、（ｂ）は充
電電流Ｉ1 の電流波形図、（ｃ）は電圧ＶLBの電圧波形
図、（ｄ）はフライホイール電流ＩF の電流波形図、
（ｅ）は電流ＩC1の電流波形図である。

【図９】本発明の他の実施の形態に係る充電装置１Ｆの
回路図である。

【図１０】充電装置１Ｆにおける充電電流ＩC の電流波
形図である。

【図１１】電源装置１Ｇの回路図である。

【図１２】従来の充電装置４１の回路図である。

【図１３】従来の充電装置４１の動作を説明するための
信号波形図等であって、（ａ）はスイッチ素子５１の動
作状態を示す動作状態図、（ｂ）は充電電流の電流波形
図、（ｃ）は電圧ＶD の電圧波形図である。

【符号の説明】

１，１Ａ〜１Ｄ降圧型コンバータ１Ｅ，１Ｆ充電装置１Ｇ電源装置２，２ａ〜２ｅ主回路１０，１２ｃ，Ｃ１〜Ｃ４コンデンサ１１，２１カレントトランス１２，２２，３２スイッチ素子１２ａ寄生容量１３，１６，１７，２３，３１，３３トランス１３ａ一次巻線１３ｂ二次巻線１４，２４転流ダイオード１５，２５，３５制御回路１６ａ，１７ａ第１巻線１６ｂ，１７ｂ第２巻線３４ＦＥＴＣＡコンデンサＣ５電解コンデンサＶLB 電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 3/155

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】供給される電流によって蓄電する蓄電手
段を備えると共に、入力電圧をスイッチングするスイッ
チ素子と、当該スイッチ素子と前記蓄電手段の一端との
間に接続され当該スイッチ素子を流れる電流によってエ
ネルギーを蓄積するチョークコイルと、前記蓄電手段の
他端と前記チョークコイルとの間に接続され前記スイッ
チ素子のオフ時に当該チョークコイルから蓄積エネルギ
ーを当該蓄電手段に放出させる転流用素子と、前記スイ
ッチ素子をオン状態に制御すると共に当該スイッチ素子
を流れる電流が所定値に達したときに当該スイッチ素子
をオフ状態に制御する制御回路と、前記チョークコイ
ル、前記蓄電手段および前記転流用素子からなる直列回
路を流れるフライホイール電流、または前記チョークコ
イルの両端に発生する電圧を検出することにより当該チ
ョークコイルによる前記蓄積エネルギーの放出状態を検
出する検出手段とを備え、前記制御回路は、前記検出手
段によって前記蓄積エネルギーの放出完了が検出された
後に前記スイッチ素子の両端間電圧が最も低下した時点
で当該スイッチ素子をオン状態に制御する降圧型コンバ
ータにおいて、前記チョークコイルは、互いに磁気結合すると共に直列
接続された第１の巻線および第２の巻線を備えて構成さ
れ、当該両巻線は、前記スイッチ素子と前記蓄電手段と
の間に接続され、前記両巻線のうちの当該第２の巻線の
みが前記転流用素子と前記蓄電手段との間に接続されて
いることを特徴とする降圧型コンバータ。
【請求項２】供給される電流によって蓄電する蓄電手
段を備えると共に、入力電圧をスイッチングするスイッ
チ素子と、当該スイッチ素子と前記蓄電手段の一端との
間に接続され当該スイッチ素子を流れる電流によってエ
ネルギーを蓄積するチョークコイルと、前記蓄電手段の
他端と前記チョークコイルとの間に接続され前記スイッ
チ素子のオフ時に当該チョークコイルから蓄積エネルギ
ーを当該蓄電手段に放出させる転流用素子と、前記スイ
ッチ素子をオン状態に制御すると共に当該スイッチ素子
を流れる電流が所定値に達したときに当該スイッチ素子
をオフ状態に制御する制御回路と、前記チョークコイ
ル、前記蓄電手段および前記転流用素子からなる直列回
路を流れるフライホイール電流、または前記チョークコ
イルの両端に発生する電圧を検出することにより当該チ
ョークコイルによる前記蓄積エネルギーの放出状態を検
出する検出手段とを備え、前記制御回路は、前記検出手
段によって前記蓄積エネルギーの放出完了が検出された
後に前記スイッチ素子の両端間電圧が最も低下した時点
で当該スイッチ素子をオン状態に制御する降圧型コンバ
ータにおいて、前記チョークコイルは、互いに磁気結合すると共に直列
接続された第１の巻線および第２の巻線を備えて構成さ
れ、当該両巻線は、前記転流用素子と前記蓄電手段との
間に接続され、前記両巻線のうちの当該第２の巻線のみ
が前記スイッチ素子と前記蓄電手段との間に接続されて
いることを特徴とする降圧型コンバータ。