JP5743269B2 - 昇降圧型コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を昇降圧する昇降圧型コンバータに関するものである。

従来から，直流電圧を昇圧する昇圧型コンバータが広く知られている（例えば、特許文献１の図１を参照）。図１０は、従来の昇圧型コンバータを示す図である。図１０を参照して従来の昇圧型コンバータについて説明をする。１次側の直流電源からの直流電圧Ｅ_１は、トランスＴの１次巻線Ｎ_Ｐとスイッチ素子Ｓとの直列回路に印加され、１次巻線Ｎ_Ｐに１次側電力が供給される。トランスＴのコアＣ_Ｒに巻回される１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓの巻数の比を変えることによって、１次側の直流電圧Ｅ_１よりも高い２次側の直流電圧Ｅ_Ｏを得ることができる。直流電圧Ｅ_Ｏは２次側の負荷Ｌ_Ｄに印加され、負荷Ｌ_Ｄに電力が供給される。ここで、スイッチ素子Ｓはオン（導通）とオフ（切断）とが交互に周期的に繰り返される電子的スイッチであり、ダイオードＤは整流素子、コンデンサＣは平滑コンデンサである。トランスＴの１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓとに付された黒丸は各々の巻線の巻き始め端を示すものである。直流電圧Ｅ_Ｏと直流電圧Ｅ_１について数式１が成立する。Ｎ_Ｐは１次巻線Ｎ_Ｐの巻数、Ｎ_Ｓは１次巻線Ｎ_Ｓの巻数、Ｔ_ＯＮはスイッチ素子がオンである時間、Ｔ_ＯＦＦはスイッチ素子がオフである時間である。なお、数式１は、効率η＝１の理想状態の昇圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。

（数式１）

Ｅ_Ｏ＝（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）・（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）・Ｅ_１

図１０に示す昇圧型コンバータの効率η（２次側電力Ｐ_Ｏ／１次側電力Ｐ_１）は、数式２で表わされる。

（数式２）

η＝Ｐ_Ｏ／Ｐ_１＝（Ｅ_Ｏ・Ｉ_Ｏ）／（Ｅ_１・Ｉ_１）

このような昇圧型コンバータが用いられる技術分野としては、例えば、電気自動車が挙げられる。電気自動車においては、直流電源としてはバッテリが用いられ、負荷Ｌ_Ｄとしてはモータが用いられる。

従来から，直流電圧を降圧する降圧型コンバータ（例えば、特許文献２の図１を参照）が広く知られている。図１１は、従来の降圧型コンバータを示す図である。図１１を参照して降圧型コンバータについて説明をする。直流電源からの直流電圧Ｅ_１１は、インダクタＬとスイッチ素子Ｓと負荷Ｌ_Ｄ１との直列回路に印加される。スイッチ素子Ｓはオン（導通）とオフ（切断）とが交互に周期的に繰り返される電子的スイッチである。ダイオードＤは転流素子、コンデンサＣは平滑コンデンサである。このようにして、直流電圧Ｅ_１１よりも低い直流電圧Ｅ_Ｏ１を負荷Ｌ_Ｄ１の両端に得ることができる。直流電圧Ｅ_Ｏ１と直流電圧Ｅ_１１について数式３が成立する。Ｔは１周期の時間である。なお、数式３は、効率η＝１の理想状態の降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。

（数式３）

Ｅ_Ｏ１＝｛Ｔ_ＯＮ／（Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ）｝・Ｅ_１１
＝｛Ｔ_ＯＮ／Ｔ｝・Ｅ_１１

また、従来から知られている別の昇圧型コンバータの例としては、１次側電源の電圧と２次側巻線の電圧を加算または減算する昇降圧型コンバータが知られている（特許文献３、特許文献４を参照）。

特開２００１−３３８８０７号公報 特開２０１０−２７３５０１号公報 特開昭５４−１０４５２７号公報 特開平３−３０７８１号公報

近年は、昇降圧型コンバータの効率の向上を望む要望が、ますます強くなっており、効率の向上は絶え間ない課題としてなお存在している。また、負荷から電力を回生する回生コンバータを備えて回生電力を回収することが要望されている。そして、このように昇圧型コンバータと回生コンバータとの両方が要求される場合には、昇圧型コンバータと回生コンバータとを独立して両方設けることとなり、装置の規模は大きくなり、装置のコストは高いものとなった。

発明が解決しようとする課題は、効率が高い昇降圧型コンバータの機能を備えるとともに、回生電力を直流電源に戻すための回生コンバータとしての機能も同時に備える昇降圧型コンバータを提供するものである。

第１側面の昇降圧型コンバータは、コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に負荷を接続し、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に直流電源を接続し、前記出力電圧・回生動作制御部は、前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、回生電力量を制御する。

第２側面の昇降圧型コンバータは、コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に直流電源を接続し、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に負荷を接続し、前記出力電圧・回生動作制御部は、前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、回生電力量を制御する。

本発明の昇降圧型コンバータによれば、直流電源から負荷に直接に供給される電力、または、負荷から直流電源に直接に供給される回生電力については電力損失がないので効率が良好なものとなる。

第１の実施形態の昇降圧型コンバータにおける昇圧型コンバータの部分の原理を示す図である。 第１の実施形態の昇降圧型コンバータにおける降圧型コンバータの部分の原理を示す図である。 図２を書き換えた降圧型コンバータを示す図である。 第１の実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。 第１の実施形態の昇降圧型コンバータが昇圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。 第１の実施形態の昇降圧型コンバータが降圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。 第２の実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。 第２の実施形態の昇降圧型コンバータが降圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。 第２の実施形態の昇降圧型コンバータが昇圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。 従来の昇圧型コンバータを示す図である。 従来の降圧型コンバータを示す図である。

発明を実施するための実施形態の昇降圧型コンバータは、コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、第１の巻線の巻き始め端と第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスを備える。また、第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードとを備える。また、第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードとを備える。また、第２のスイッチ素子の他方の端子と第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサを備える。また、第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部を備える。

そして、第１の実施形態では、第１のスイッチ素子の他方の端子と第２のスイッチ素子の他方の端子との間に負荷を接続し、第１のスイッチ素子の他方の端子と第１の巻線の巻き始め端との間に直流電源を接続する。出力電圧・回生動作制御部は、負荷に対して直流電源からの電力を給電するに際しては、第２のスイッチ素子をオフとし、第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて負荷に給電する直流電圧を制御し、負荷からの電力を直流電源に対して回生するに際しては、第１のスイッチ素子をオフとし、第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて回生電力量を制御する。

また、第２の実施形態では、第１のスイッチ素子の他方の端子と第２のスイッチ素子の他方の端子との間に直流電源を接続し、第１のスイッチ素子の他方の端子と第１の巻線の巻き始め端との間に負荷を接続する。出力電圧・回生動作制御部は、負荷に対して直流電源からの電力を給電するに際しては、第１のスイッチ素子をオフとし、第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて負荷に給電する直流電圧を制御し、負荷からの電力を直流電源に対して回生するに際しては、第２のスイッチ素子をオフとし、第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて回生電力量を制御する。

［第１の実施形態］
実施形態の技術について、図面を参照して以下に説明をする。

図１は、実施形態の昇降圧型コンバータにおける昇圧型コンバータの部分の原理を示す図である。

図１に示す昇圧型コンバータ１は、トランスＴを備えている。トランスＴのコアＣ_Ｒには、巻数Ｎ_Ｐの１次巻線Ｎ_Ｐおよび巻数Ｎ_Ｓの２次巻線Ｎ_Ｓが巻回されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端とが接続されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き終わり端にスイッチ素子Ｓ_１の一方の端子が接続されている。２次巻線Ｎ_Ｓの巻き終わり端には、ダイオードＤ_２の一端が接続されている。ダイオードＤ_２の他端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。スイッチ素子Ｓ_１の他端と１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端との間に直流電源Ｅ_Ｄが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源Ｅ_Ｄとが直列に接続されている。直流電源Ｅ_ＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ_１の他方の端子とスイッチ素子Ｓ_２の他方の端子との間には負荷Ｌ_Ｄが接続されている。

直流電圧Ｅ_１は、トランスＴの１次巻線Ｎ_Ｐとスイッチ素子Ｓ_１との直列回路に印加される。トランスＴの１次巻線Ｎ_Ｐに１次側電力が供給される。トランスＴの１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓとの巻数の比を変えることによって、任意の２次側の直流電圧Ｅ_２を得ることができる。また、後述するようにスイッチ素子Ｓ_１の制御によっても任意の２次側の直流電圧Ｅ_２を得ることができる。直流電圧Ｅ_１と直流電圧Ｅ_２とを加算した直流電圧Ｅ_Ｏは負荷Ｌ_Ｄに印加され、負荷Ｌ_Ｄに電力が供給される。ここで、スイッチ素子Ｓ_１はオン（導通）とオフ（切断）とが交互に繰り返される電子的スイッチであり、ダイオードＤ_２は整流素子、コンデンサＣは平滑コンデンサである。トランスＴの１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓの巻線の端に付された黒丸は、各々の「巻線の巻き始め端」を示すものである。ここで、「巻線の巻き始め端」の意味するところは、同一のコアに対して巻回される１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓと２つの巻線の各々の黒丸を付した巻線端から電流を流しこんだ場合にはトランスＴにおける磁束が加算されるということである。１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓの黒丸が付されていない巻線の端は、「巻線の巻き終わり端」と称される。１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓとの各々の「巻線の巻き終わり端」から電流を流しこんだ場合においてもトランスＴにおける磁束が加算される。いずれの端を「巻線の巻き始め端」または「巻線の巻き終わり端」と定義するかについては、任意に定め得るものである。

図１に示す昇圧型コンバータ１では、スイッチ素子Ｓ_１がオンのときには２次巻線Ｎ_Ｓの側には電力が供給されず、スイッチ素子Ｓ_１がオフのときに２次巻線Ｎ_Ｓの側に電力が供給される。

昇圧型コンバータ１に接続される負荷Ｌ_Ｄに対して、上述したように、直流電圧Ｅ_Ｉと直流電圧Ｅ_２とが加算された直流電圧Ｅ_Ｏが供給される。数式４、数式５に示すようにして直流電圧Ｅ_Ｏと直流電圧Ｅ_Ｉの関係式が求められる。Ｔ_ＯＮ１はスイッチ素子Ｓ_１がオンの時間、Ｔ_ＯＦＦ１はスイッチ素子Ｓ_１がオフの時間である。なお、数式４、数式５は、効率η＝１の理想状態の昇圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。昇圧型コンバータ１においては、効率ηの値に応じて数式４、数式５におけるＴ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１の値は、効率η＝１の理想状態におけるＴ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１の値とは異なるものとなる。

（数式４）

Ｅ_２＝（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）・（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）・Ｅ_１

（数式５）

Ｅ_Ｏ＝Ｅ_１＋Ｅ_２
＝Ｅ_１＋（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）・（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）・Ｅ_１
＝Ｅ_１・｛１＋（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）・（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）｝

直流電源Ｅ_Ｄの直流電圧Ｅ_ＩとコンデンサＣの両端の直流電圧Ｅ_２との極性は同じであるので、直流電圧Ｅ_Ｏ＞直流電圧Ｅ_Ｉの関係が成立する。

図１に示す昇圧型コンバータ１の効率η_１（２次側電力Ｐ_Ｏ／１次側電力Ｐ_１）は、数式６で表わされる。ここで、１次側電力Ｐ_１は、直流電源Ｅ_Ｄから供給される総電力であり、１次巻線Ｎ_Ｐに供給される１次側電力Ｐ_１１と直接に負荷Ｌ_Ｄに供給される電力Ｐ_１２とからなっている。２次側電力Ｐ_２は、２次巻線Ｎ_Ｓを介して負荷Ｌ_Ｄに供給される電力である。１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓとを有する昇圧型コンバータ自体の効率ηは、背景技術として図１０に示す昇圧型コンバータと等しいものである。

（数式６）

η_１＝Ｐ_Ｏ／Ｐ_１＝Ｐ_Ｏ／（Ｐ_１１＋Ｐ_１２）
＝（Ｅ_２・Ｉ_Ｏ＋Ｅ_１・Ｉ_Ｏ）／｛（Ｅ_２・Ｉ_Ｏ）／η＋Ｅ_１・Ｉ_Ｏ｝
＝Ｅ_Ｏ／（Ｅ_２／η＋Ｅ_１）
＝η／｛（Ｅ_Ｏ−Ｅ_１）／Ｅ_Ｏ＋η・Ｅ_１／Ｅ_Ｏ｝
＝η／｛１−（１−η）・Ｅ_１／Ｅ_Ｏ｝

数式６において（１−η）とＥ_１／Ｅ_Ｏとは、共に１以下の正値であるので、昇圧型コンバータ１の効率η_１は、図１０に背景技術として示す昇圧コンバータの効率ηよりも大きなものとなる。例えば、効率η＝０．９６（９６％）、Ｅ_１／Ｅ_Ｏ＝０．５の場合には、数式６によって、効率η_１は、約０．９８（９８％）となり、背景技術に示すものから２％改善される。

数式６に示すように、Ｅ_１／Ｅ_Ｏの値が１に近づく程、昇圧型コンバータ１の効率η_１は大きくなる。Ｅ_１／Ｅ_Ｏ＝１においては、負荷Ｌ_Ｄに供給される電力は、すべて直接に直流電源Ｅ_Ｄから供給されることとなるので、この場合には効率η_１＝１（１００％）となる。一方、数式６に示すように、Ｅ_１／Ｅ_Ｏの値が０に近づく程、昇圧型コンバータ１の効率η_１は小さくなる。Ｅ_１／Ｅ_Ｏ＝０に限りなく近ずく場合においては、負荷Ｌ_Ｄに供給される電力は、ほとんどすべて、昇圧型コンバータ１の２次側から供給されることとなるので、この場合には効率η_１＝効率ηとなる。

図２は、実施形態の昇降圧型コンバータにおける降圧型コンバータの部分の原理を示す図である。

図２に示す降圧型コンバータ２は、トランスＴを備えている。トランスＴのコアＣ_Ｒには、巻数Ｎ_Ｐの１次巻線Ｎ_Ｐおよび巻数Ｎ_Ｓの２次巻線Ｎ_Ｓが巻回されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端とが接続されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き終わり端にダイオードＤ_１の一方の端子が接続されている。２次巻線Ｎ_Ｓの巻き終わり端には、スイッチ素子Ｓ_２の一端が接続されている。スイッチ素子Ｓ_２の他端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。ダイオードＤ_１の他方の端子と１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端との間に直流電源Ｅ_Ｄが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源Ｅ_Ｄとが直列に接続されている。直流電源Ｅ_ＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ_１の他方の端子とスイッチ素子Ｓ_２の他方の端子との間、には負荷Ｌ_Ｄが接続されている。図２に示す降圧型コンバータ２は、図１に示す昇圧型コンバータ１におけるスイッチ素子Ｓ_１をダイオードＤ_１に置換え、スイッチ素子Ｓ_２をダイオードＤ_２に置換えたものである。その他の部分は図１に示すと同様の構成を有している。

図３は、図２を書き換えた降圧型コンバータ２を示す図である。このような書き換えによって、図３に示す回路と図１１に示す回路との対比を容易にした。

図３と図１１とを対比すると、コンデンサＣについては以下のように接続が異なっている。図１１においては、コンデンサＣの一端はインダクタＬと直流電源の給電側とに接続され、コンデンサＣの他端は直流電源のグランド側に接続されている。一方、図３においては、コンデンサＣは、直流電源Ｅ_Ｄと負荷Ｌ_Ｄとの間に配置されている。コンデンサＣを設けた目的は、スイッチ素子Ｓ_２のオン、オフを交互に繰り返す周期であるスイッチング周期毎に発生するリップルを平滑することにある。ここで、負荷Ｌ_Ｄに発生する直流電圧Ｅ_Ｏの変化はスイッチング周期に比べると遅く、スイッチング周期における直流電圧Ｅ_Ｏの電圧変化はほとんど無いものとみなせる。よって、コンデンサＣの一端を負荷Ｌ_Ｄに接続する場合、コンデンサＣの一端を直流電源のグランド側に接続する場合のいずれの場合においても、コンデンサＣは平滑コンデンサとして作用し、同様の効果を得ることができる。

また、図３におけるダイオードＤ_１と図１１におけるダイオードＤとを対比すると以下のように接続が異なっている。図１１においては、スイッチ素子ＳとインダクタＬとの接続点にダイオードＤの一端が接続され、グランド側にダイオードＤの他端が接続されている。一方、図３においては、ダイオードＤ_１は１次巻線Ｎ_Ｐとグランド側との間に配置されている。ここで、１次巻線Ｎ_Ｐおよび２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端を示す黒丸に注目すると、スイッチ素子Ｓ_２がオンとなるときにはダイオードＤ_１はオンとなることはない。そして、スイッチ素子Ｓ_２がオフとなるときには、インダクタとして機能するトランスＴに蓄えられた磁気エネルギーの放出に際してダイオードＤ_１がオンとなることが見てとれる。すなわち、１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓとが両方でインダクタＬ（図１１を参照）と同様に作用する。よって、図３におけるダイオードＤ_１と、図１１におけるダイオードＤとは、両方とも転流ダイオードとして作用し、同様の効果を得ることができる。

すなわち、図２に示す降圧型コンバータ２では、スイッチ素子Ｓ_２がオンのときに負荷Ｌ_Ｄに発生した回生電力がインダクタを構成する２次巻線Ｎ_Ｓを介して蓄積され、スイッチ素子Ｓ_２がオフのときには、蓄積され回生電力がインダクタを構成する１次巻線Ｎ_Ｐを介して直流電源Ｅ_Ｄに対して供給される。

直流電源Ｅ_Ｄが接続されていないとした場合において、負荷Ｌ_Ｄに発生する直流電圧Ｅ_Ｏと直流電圧Ｅ_１との関係が数式７によって求められる。Ｔ_ＯＮ２はスイッチ素子Ｓ_２がオンの時間、Ｔ_ＯＦＦ２はスイッチ素子Ｓ_２がオフの時間である。Ｔは１周期の時間である。なお、数式７は、効率η＝１の理想状態の降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。降圧型コンバータ２においては、効率ηの値に応じて数式７におけるＴ_ＯＮ２／Ｔの値は、効率η＝１の理想状態におけるＴ_ＯＮ２／Ｔの値とは異なるものとなる。

（数式７）

Ｅ_１＝Ｔ_ＯＮ２／（Ｔ_ＯＮ２＋Ｔ_ＯＦＦ２）・Ｅ_Ｏ
＝Ｔ_ＯＮ２／Ｔ・Ｅ_Ｏ

実際には、直流電源Ｅ_Ｄが接続されているので電流Ｉ_１が直流電源Ｅ_Ｄに対して流れる場合には、数式７の直流電圧Ｅ_１の値は、直流電源Ｅ_Ｄの内部インピーダンスに応じて若干高くなる程度である。ここで、直流電源Ｅ_Ｄがバッテリ、電気２重層コンデンサの場合には電流Ｉ_１は充電電流である。また、直流電源Ｅ_Ｄが電力母線の場合には、電流Ｉ_１は電力母線に流れる回生電流である。このようにして、負荷Ｌ_Ｄに発生する回生電力は直流電源Ｅ_Ｄに対して回生される。

図４は、実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。図４に示す昇降圧型コンバータ３は、トランスＴ、トランジスタＴ_Ｒ１、トランジスタＴ_Ｒ２、コンデンサＣ、出力電圧・回生動作制御部３０を有している。昇降圧型コンバータ３では、スイッチ素子Ｓ_１およびダイオードＤ_１は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｉｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）として１個のトランジスタＴ_Ｒ１によって構成されている。スイッチ素子Ｓ_２およびダイオードＤ_２は金属酸化物半導体電界効果トランジスタとして１個のトランジスタＴ_Ｒ２によって構成されている。ダイオードＤ_１、ダイオードＤ_２は金属酸化物半導体電界効果トランジスタのボディダイオードである。

図４に示す実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランスＴのコアＣ_Ｒには、巻数Ｎ_Ｐの１次巻線Ｎ_Ｐおよび巻数Ｎ_Ｓの２次巻線Ｎ_Ｓが巻回されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端とが接続されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き終わり端にスイッチ素子Ｓ_１とダイオードＤ_１の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ１）の一方の端子が接続されている。２次巻線Ｎ_Ｓの巻き終わり端には、スイッチ素子Ｓ_２とダイオードＤ_２の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ２）の一端が接続されている。スイッチ素子Ｓ_２とダイオードＤ_２の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ２）の他端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。スイッチ素子Ｓ_１とダイオードＤ_１の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ１）の他方の端子と１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端との間に直流電源Ｅ_Ｄが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源Ｅ_Ｄとが直列に接続されている。直流電源Ｅ_ＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ_１とダイオードＤ_１の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ１）の他方の端子とスイッチ素子Ｓ_２とダイオードＤ_２の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ２）の他方の端子との間には、負荷Ｌ_Ｄが接続されている。また、スイッチ素子Ｓ_１のオンとオフとスイッチ素子Ｓ_２のオンとオフとを制御する出力電圧・回生動作制御部３０を備えている。

図４と図１とを対比すると、図４では、図１のスイッチ素子Ｓ_１に対応するのが、トランジスタＴ_Ｒ１である。また、図４と図２とを対比すると、図４では、図２のスイッチ素子Ｓ_２に対応するのが、トランジスタＴ_Ｒ２である。トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１、トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２は、いずれも、ゲート端子を制御することによって、オン、オフの制御ができる。一方、トランジスタＴ_Ｒ１のダイオードＤ_１、トランジスタＴ_Ｒ２のダイオードＤ_２は、いずれも、常時、回路に接続された状態である。図４に示すスイッチ素子Ｓ_１が金属酸化物半導体電界効果トランジスタであり、スイッチ素子にダイオードが並列に接続される点において、図１に示す回路との相違がある。また、図４に示すスイッチ素子Ｓ_２が金属酸化物半導体電界効果トランジスタであり、スイッチ素子にダイオードが並列に接続される点において、図２、図３に示す回路との相違があるので、この点について説明をする。

図４に示す昇降圧型コンバータ３が、図１に示す昇圧型コンバータ１として機能する場合について説明をする。トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２はオフとされ、トランジスタＴ_Ｒ２のダイオードＤ_２のみが図１に示すように接続される。トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１はオンまたはオフとされ、図１には記載がないトランジスタＴ_Ｒ１のダイオードＤ_１が接続される。このダイオードＤ_１は、スイッチ素子Ｓ_２がオフとなる場合において１次巻線Ｎ_Ｐの両端の電圧を直流電圧Ｅ_１にクランプする作用があり、昇圧型コンバータとしての作用に害をなすものではなく、トランジスタＴ_Ｒ１をサージ電圧から保護するという利点を有する。

図４に示す昇降圧型コンバータ３が、図２、図３に示す降圧型コンバータ２として機能する場合について説明をする。トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１はオフとされ、トランジスタＴ_Ｒ１のダイオードＤ_１のみが図２、図３に示すように接続される。トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２はオンまたはオフとされ、図２、図３には記載がないトランジスタＴ_Ｒ２のダイオードＤ_２が接続される。このダイオードＤ_２は、スイッチ素子Ｓ_２がオフとなる場合において２次巻線Ｎ_Ｓの両端の電圧を直流電圧Ｅ_２にクランプする作用があり、降圧型コンバータとしての作用に害をなすものではなく、トランジスタＴ_Ｒ２をサージ電圧から保護するという利点を有する。

出力電圧・回生動作制御部３０は、トランジスタＴ_Ｒ１、トランジスタＴ_Ｒ２を制御する。出力電圧・回生動作制御部３０は昇降圧型コンバータ３の外部に設けられたシステム制御部４０と接続されて、システム制御部４０からの指令に応じて昇降圧型コンバータ３が所期の動作をする。

出力電圧・回生動作制御部３０は、いずれも図示しない、中央演算装置（ＣＰＵ）とラム（ＲＡＭ）とロム（ＲＯＭ）と周辺機器であるアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）とを有して構成されている。アナログデジタル変換器には、アナログ信号である電流Ｉ_１、直流電圧Ｅ_Ｏ、直流電圧Ｅ_１が入力され、デジタル信号に変換されて中央演算装置に入力される。また、中央演算装置からは、トランジスタＴ_Ｒ１のオン／オフを制御する制御信号Ｃ_Ｓ１とトランジスタＴ_Ｒ２のオン／オフを制御する制御信号Ｃ_Ｓ２とが出力され、トランジスタＴ_Ｒ１とトランジスタＴ_Ｒ２とに供給される。

図５、図６は、実施形態の昇降圧型コンバータ３の動作を示すタイムチャートである。

図５は、実施形態の昇降圧型コンバータ３が昇圧型コンバータとして機能する場合（図１を参照）の動作を示すタイムチャートである。図６は、実施形態の昇降圧型コンバータ３が降圧型コンバータとして機能する場合（図２を参照）の動作を示すタイムチャートである。

出力電圧・回生動作制御部３０は、実施形態の昇降圧型コンバータ３を昇圧型コンバータとして機能させるか、降圧型コンバータとして機能させるかを制御する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ_Ｏ、直流電圧Ｅ_１、電流Ｉ_１を検出した中央演算装置が自ら昇圧型コンバータとして機能させるか、降圧型コンバータとして機能させるかを決めることができるようになされている。また、システム制御部４０からの指令によって、出力電圧・回生動作制御部３０は、昇圧型コンバータとしての制御をおこなうか、または、降圧型コンバータとしての制御をおこなうようにしても良い。

図５（Ａ）は、直流電圧Ｅ_１を示す。図５（Ｂ）は、制御信号Ｃ_Ｓ１の状態とトランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１のオン／オフの状態を示す。制御信号Ｃ_Ｓ１の状態がオンであれば、トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１をオンとし、制御信号Ｃ_Ｓ１の状態がオフであれば、トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１をオフとする。オンの時間はＴ_ＯＮ１、オフの時間はＴ_ＯＦＦ１である。また、Ｔ＝Ｔ_ＯＮ１＋Ｔ_ＯＦＦ１は１周期である。図５（Ｃ）は、制御信号Ｃ_Ｓ２の状態とトランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ_２はオフ状態である。図５（Ｄ）は直流電圧Ｅ_Ｏを示す。図５（Ａ）〜図５（Ｄ）において横軸は時間ｔである。

図５（Ａ）〜図５（Ｄ）を参照して、昇降圧型コンバータ３の動作を説明する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ_１に応じて（図５（Ａ）を参照）、（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）を変化させて（図５（Ｂ）を参照）直流電圧Ｅ_Ｏ（図５（Ｄ）を参照）が所定の値Ｅ_Ｒ（図示せず）となるように制御をする。ここで、所定の値Ｅ_Ｒは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値Ｅ_Ｒと直流電圧Ｅ_Ｏとの誤差を検出して、この誤差が０となるような（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）をフィードバック制御によって発生させて直流電圧Ｅ_Ｏを所定の値Ｅ_Ｒと一致させる。具体的には、直流電圧Ｅ_Ｏが値Ｅ_Ｒよりも小さいときには（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）をより大きくし、直流電圧Ｅ_Ｏが値Ｅ_Ｒよりも大きいときには（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）をより小さくする（数式５を参照）。

負荷Ｌ_Ｄが電気自動車のモータである場合には、所定の値Ｅ_Ｒは、例えば、システム制御部４０に設けられたアクセルペダル（図示せず）によって変化させられ、アクセルペダルの踏み込み量に応じて、直流電圧Ｅ_Ｏを変化させモータの回転駆動力を制御する。

図６（Ａ）は、電流Ｉ_１を示す。図６（Ｂ）は、制御信号Ｃ_Ｓ２の状態とトランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２のオン／オフの状態を示す。制御信号Ｃ_Ｓ２の状態がオンであれば、トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２をオンとし、制御信号Ｃ_Ｓ２の状態がオフであれば、トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２をオフとする。オンの時間はＴ_ＯＮ２、オフの時間はＴ_ＯＦＦ２である。また、Ｔ＝Ｔ_ＯＮ２＋Ｔ_ＯＦＦ２は１周期である。図６（Ｃ）は、制御信号Ｃ_Ｓ１の状態とトランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ_１はオフ状態である。図６（Ｄ）は直流電圧Ｅ_Ｏを示す。図６（Ａ）〜図６（Ｄ）において横軸は時間ｔである。

図６（Ａ）〜図６（Ｄ）を参照して、昇降圧型コンバータ３の動作を説明する。出力電圧・回生動作制御部３０は、電流Ｉ_１を検出して（図５（Ａ）を参照）、（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）を変化させて（図６（Ｂ）を参照）電流Ｉ_１が所定の値Ｉ_Ｒ（図示せず）となるように制御する。ここで、所定の値Ｉ_Ｒは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値Ｉ_Ｒと電流Ｉ_１との誤差を検出して、この誤差が０となるような（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）をフィードバック制御により発生させて電流Ｉ_１を所定の値Ｉ_Ｒと一致させる。具体的には、電流Ｉ_１が値Ｉ_Ｒよりも小さいときには（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）をより大きくし、直流電圧Ｅ_Ｏが値Ｅ_Ｒよりも大きいときには（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）をより小さくする（数式７を参照）。

負荷Ｌ_Ｄが電気自動車のモータである場合には、負荷Ｌ_Ｄであるモータの両端に発生する直流電圧Ｅ_Ｏはモータの回転数に応じて変化する。従って電流Ｉ_１の大きさを制御しない場合には、過大な電流Ｉ_１がバッテリに流されることとなる。しかしながら、このようにして、電流Ｉ_１の大きさを制御する場合においては、直流電圧Ｅ_Ｏの大小にかかわらず電流Ｉ_１を一定の値とできるのでバッテリの破壊を引き起こすような過大な電流がバッテリに流されることはない。

実施形態の昇降圧型コンバータ３の利点を以下にまとめる。

実施形態の昇降圧型コンバータ３と背景技術である図１０に示す昇圧型コンバータとを比較する。実施形態の昇降圧型コンバータ３は、以下の、第１の利点から第３の利点までを有する。

第１の利点は、上述したように、昇降圧型コンバータ３の効率は、図１０に示す昇圧型コンバータの効率よりも高い。昇降圧型コンバータ３においては直接に直流電源Ｅ_Ｄから負荷Ｌ_Ｄに供給される電力についての効率は１であるのに対して、図１０に示す昇圧型コンバータではすべての電力が昇圧コンバータを経由して負荷に供給されるからである。

第２の利点は、上述したように、実施形態の昇降圧型コンバータ３のトランジスタＴ_Ｒ２の耐圧は、直流電圧Ｅ_２で足りるのに対して、図１１に示す降圧型コンバータを用いる場合にはスイッチ素子Ｓの耐圧は直流電圧Ｅ_Ｏが必要とされる。実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランジスタＴ_Ｒ２の低耐圧化が可能となることから、トランジスタＴ_Ｒ２の小型化、低価格化、発熱の減少、装置の小型化を図ることができる。

第３の利点は、上述したように、実施形態の昇降圧型コンバータ３のトランスＴが伝送する電力は負荷Ｌ_Ｄに伝送される電力の一部であるのに対して、図１０に示す昇圧型コンバータのトランスＴが伝送する電力はより大きく、負荷Ｌ_Ｄに伝送される電力のすべてである。よって、実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランスＴの小型化が可能となるのみならず、トランスの低価格化、トランスにおける発熱の減少、装置の小型化を図ることができる。

実施形態の昇降圧型コンバータ３と、これと同じ機能を有するものの例として背景技術である図１０に示す昇圧型コンバータと背景技術である図１１に示す降圧型コンバータとを組み合わせた昇降圧型コンバータについて比較をする。第４の利点は、構造が簡単であることである。上述したように、図１０に示す昇圧型コンバータと図１１に示す降圧型コンバータとの組み合わせた場合には、トランスＴとインダクタＬとを用いなければならない。一方、実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランスＴのみを用いて同じ作用効果を得ながら、装置の低価格化、装置の小型化を図ることができる。また、同一装置においては、同時に昇圧と降圧とをおこなう必要がない用途が多い。よって、昇圧型コンバータと降圧型コンバータとを両方同時に動作させる目的で２つの独立コンバータを備えなくとも装置としての汎用性は高い。

［第１の実施形態の変形］
実施形態の変形の技術について以下に説明をする。これらの変形例においても、上述した、種々の利点が損なわれることはない。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランジスタＴ_Ｒ１、トランジスタＴ_Ｒ２として金属酸化物半導体電界効果トランジスタを用いたが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタに替えて、その一方のトランジスタ、または、その両方のトランジスタを接合型トランジスタ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：バイポーラトランジス）とダイオードの並列接続回路とすることができる。また、金属酸化物半導体電界効果トランジスタに替えて、その一方のトランジスタ、または、その両方のトランジスタを絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）とダイオードの並列接続回路とすることもできる。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、昇圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって直流電圧Ｅ_Ｏを一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）を直接に変化させて、所望の直流電圧Ｅ_Ｏを得るようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、電力を直流電源に回生するための降圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０は、フィードバック制御によって電流Ｉ１を一定に保つような制御をおこなった。これは、回生電力量を制御する方法の一つである。回生電力量を制御する他の方法としては、直流電圧Ｅ_１を一定に保つような制御、または、直流電圧Ｅ_Ｏを一定に保つような制御、または、電流Ｉ_１を一定に保つような制御、または、電流Ｉ_Ｏを一定に保つような制御、さらには、電流Ｉ_１と直流電圧Ｅ_１の積、電流Ｉ_Ｏと直流電圧Ｅ_Ｏの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算してこれらの積を一定に保つような制御をおこなうようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、降圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって電流Ｉ_１を一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）を直接に変化させて、所望の電流Ｉ_１、または、所望の電流Ｉ_Ｏ、または、所望の直流電圧Ｅ_１、または、所望の直流電圧Ｅ_Ｏ、さらには、電流Ｉ_１と直流電圧Ｅ_１の積、または、電流Ｉ_Ｏと直流電圧Ｅ_Ｏの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算して、所望の電力を得るようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、直流電源Ｅ_Ｄを昇降圧型コンバータ３の外部に配置したが、直流電源Ｅ_Ｄを昇降圧型コンバータの内部に含むようにしても良い。この場合に、直流電源Ｅ_Ｄは、バッテリ、電気２重層コンデンサ、直流系統電源のいずれであっても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランジスタＴ_Ｒ２と、１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓと、の間に接続されるコンデンサＣを含むものとしたが、コンデンサＣを昇降圧型コンバータの内部に含むことなく、昇降圧型コンバータの外部に設けるようにしても良い。さらには、負荷Ｌ_Ｄが容量性負荷である場合には、この容量性負荷をコンデンサＣに替えて用いることができる。

実施形態の昇降圧型コンバータ３では、コンデンサＣは、トランジスタＴ_Ｒ２の２次巻線Ｎ_Ｓに接続されない端子（トランジスタＴ_Ｒ２の他の端子）と、１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓの接続点と、の間に接続されるものとした。しかしながら、コンデンサＣは、トランジスタＴ_Ｒ２の他の端子と、トランジスタＴ_Ｒ１の１次巻線Ｎ_Ｐに接続されない端子（トランジスタＴ_Ｒ１の他の端子）と、の間に接続されるものとしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ３における、直流電源Ｅ_Ｄの極性の正負を入れ替え、ダイオードの極性も含んだトランジスタＴ_Ｒ１、トランジスタＴ_Ｒ２の極性を入れ替えて、負荷Ｌ_Ｄに印加され、負荷Ｌ_Ｄから出力される直流電圧Ｅ_Ｏの極性の正負を入れ替えることもできる。

［第２の実施形態］
図７は、別の実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。図７に示す昇降圧型コンバータ４は、昇降圧型コンバータ４に接続される直流電源Ｅ_Ｄと負荷Ｌ_Ｄとの配置については、第１の実施形態とは異なり両者が入れ替わっている。それに伴い、電流Ｉ_１、直流電圧Ｅ_Ｏ、直流電圧Ｅ_１の検出位置が異なっている。また、出力電圧・回生動作制御部３０から発生する制御信号Ｃ_Ｓ１、制御信号Ｃ_Ｓ２の内容も異なるものとなっている。昇降圧型コンバータ４において、昇降圧型コンバータ３と同一構成部については同一の符号を付して説明を省略する。

図７に示す実施形態の昇降圧型コンバータ４は、トランスＴのコアＣ_Ｒには、巻数Ｎ_Ｐの１次巻線Ｎ_Ｐおよび巻数Ｎ_Ｓの２次巻線Ｎ_Ｓが巻回されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端とが接続されている。１次巻線Ｎ_Ｐの巻き終わり端にスイッチ素子Ｓ_１とダイオードＤ_１の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ１）の一方の端子が接続されている。２次巻線Ｎ_Ｓの巻き終わり端には、スイッチ素子Ｓ_２とダイオードＤ_２の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ２）の一端が接続されている。スイッチ素子Ｓ_２とダイオードＤ_２の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ２）の他端と２次巻線Ｎ_Ｓの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。スイッチ素子Ｓ_１とダイオードＤ_１の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ１）の他方の端子と１次巻線Ｎ_Ｐの巻き始め端との間に負荷Ｌ_Ｄが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源Ｅ_Ｄとが直列に接続されている。直流電源Ｅ_ＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ_１とダイオードＤ_１の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ１）の他方の端子とスイッチ素子Ｓ_２とダイオードＤ_２の並列接続回路（トランジスタＴ_Ｒ２）の他方の端子との間には、直流電源Ｅ_Ｄが接続されている。また、スイッチ素子Ｓ_１のオンとオフとスイッチ素子Ｓ_２のオンとオフとを制御する出力電圧・回生動作制御部３０を備えている。

実施形態の昇降圧型コンバータ４では、直流電源Ｅ_Ｄから負荷Ｌ_Ｄに対して電力を供給するときには降圧型コンバータとして機能し、負荷Ｌ_Ｄからの電力を直流電源Ｅ_Ｄに回生するときには昇圧型コンバータとして機能する。

出力電圧・回生動作制御部３０は、実施形態の昇降圧型コンバータ４を降圧型コンバータとして機能させるか、昇圧型コンバータとして機能させるかを制御する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ_Ｏ、直流電圧Ｅ_１、電流Ｉ_１を検出した中央演算装置が自ら降圧型コンバータとして機能させるか、昇圧型コンバータとして機能させるかを決めることができるようになされている。また、システム制御部４０からの指令によって、出力電圧・回生動作制御部３０は、昇圧型コンバータとしての制御をおこなうか、または、降圧型コンバータとしての制御をおこなうようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ４が降圧型コンバータとして機能する場合には、直流電源Ｅ_Ｄからの直流電圧Ｅ_１と負荷Ｌ_Ｄに印加される直流電圧Ｅ_Ｏとの関係は、数式８で表わされる。Ｔ_ＯＮ２はトランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２がオンとなる時間である。なお、数式８は、効率η＝１の理想状態の昇降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。実施形態の昇降圧型コンバータ４においては、効率ηの値に応じて数式８におけるＴ_ＯＮ２／Ｔの値は、効率η＝１の理想状態におけるＴ_ＯＮ２／Ｔの値とは異なるものとなる。

（数式８）

Ｅ_Ｏ＝（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）・Ｅ_１

図８は、第２の実施形態の昇降圧型コンバータ４が降圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。図８（Ａ）は、直流電圧Ｅ_１を示す。図８（Ｂ）は、制御信号Ｃ_Ｓ２の状態とトランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２のオンの状態を示す。制御信号Ｃ_Ｓ２の状態がオンであれば、トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２をオンとし、制御信号Ｃ_Ｓ２の状態がオフであれば、トランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２をオフとする。オンの時間はＴ_ＯＮ２、Ｔは１周期の時間である。図８（Ｃ）は、制御信号Ｃ_Ｓ１の状態とトランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ_１はオフ状態である。図８（Ｄ）は負荷Ｌ_Ｄに印加される直流電圧Ｅ_Ｏを示す。図８（Ａ）〜図８（Ｄ）において横軸は時間ｔである。

図８（Ａ）〜図８（Ｄ）を参照して、昇降圧型コンバータ４の動作を説明する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ_１（図８（Ａ）を参照）に応じて、（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）を変化させて直流電圧Ｅ_Ｏ（図８（Ｄ）を参照）が所定の値Ｅ_Ｒ（図示せず）となるように制御をする。ここで、所定の値Ｅ_Ｒは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値Ｅ_Ｒと直流電圧Ｅ_Ｏとの誤差を検出して、この誤差が０となるような（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）をフィードバック制御によって発生させて直流電圧Ｅ_Ｏを所定の値Ｅ_Ｒと一致させる。具体的には、直流電圧Ｅ_Ｏが値Ｅ_Ｒよりも小さいときには（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）をより大きくし、直流電圧Ｅ_Ｏが値Ｅ_Ｒよりも大きいときには（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）をより小さくする（数式８を参照）。

負荷Ｌ_Ｄが電気自動車のモータである場合には、所定の値Ｅ_Ｒは、例えば、システム制御部４０に設けられたアクセルペダル（図示せず）によって変化させられ、アクセルペダルの踏み込み量に応じて、直流電圧Ｅ_Ｏを変化させモータの回転駆動力を制御する。

実施形態の昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能する場合には、数式９、数式１０に示すようにして、直流電圧Ｅ_１と負荷Ｌ_Ｄに発生する直流電圧Ｅ_Ｏとの関係が導かれる。Ｔ_ＯＮ１はスイッチ素子Ｓ_１がオンの時間、Ｔ_ＯＦＦ１はスイッチ素子Ｓ_１がオフの時間である。なお、数式９、数式１０は、効率η＝１の理想状態の昇降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。実施形態の昇降圧型コンバータ４においては、効率ηの値に応じて数式９、数式１０におけるＴ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１の値は、効率η＝１の理想状態におけるＴ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１の値とは異なるものとなる。

（数式９）

Ｅ_２＝（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）・（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）・Ｅ_Ｏ

（数式１０）

Ｅ_１＝Ｅ_Ｏ＋Ｅ_２
＝Ｅ_Ｏ＋（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）・（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）・Ｅ_Ｏ
＝Ｅ_Ｏ・｛１＋（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）・（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）｝

直流電源Ｅ_Ｄの直流電圧Ｅ_ＩとコンデンサＣの両端の直流電圧Ｅ_２との極性は同じであるので、直流電圧Ｅ_１＞直流電圧Ｅ_Ｏの関係が成立する。数式１０に示す関係は、直流電源Ｅ_Ｄが接続されていない場合に成立する式である。実際に直流電源Ｅ_Ｄが接続され、電流Ｉ_１が直流電源Ｅ_Ｄに対して流れる場合には、直流電圧Ｅ_１の値は、直流電源Ｅ_Ｄの内部インピーダンスに応じて若干、高くなる程度である。

昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能する場合の効率η_２（２次側電力Ｐ_Ｏ／１次側電力Ｐ_１）は、数式１１で表わされる。ここで、１次側電力Ｐ_１は、負荷Ｌ_Ｄから供給される総電力であり、１次巻線Ｎ_Ｐに供給される１次側電力Ｐ_１１と直接に直流電源Ｅ_Ｄに供給される電力Ｐ_１２とからなっている。２次側電力Ｐ_２は、２次巻線Ｎ_Ｓを介して直流電源Ｅ_Ｄに供給される電力である。１次巻線Ｎ_Ｐと２次巻線Ｎ_Ｓとを有する昇圧型コンバータ自体の効率ηは、背景技術として図１０に示す昇圧型コンバータと等しいものである。

（数式１１）

η_２＝Ｐ_Ｏ／Ｐ_１＝Ｐ_Ｏ／（Ｐ_１１＋Ｐ_１２）
＝（Ｅ_２・Ｉ_１＋Ｅ_Ｏ・Ｉ_１）／｛（Ｅ_２・Ｉ_１）／η＋Ｅ_Ｏ・Ｉ_１｝
＝η／｛１−（１−η）・Ｅ_Ｏ／Ｅ_１｝

数式１１に示すように、昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能し、電力回生をする場合には負荷Ｌ_ＤからトランスＴを介せずに直接に直流電源Ｅ_Ｄに回生される電力があるので、電力回生に際する効率は良好なものとなる。数式１１において（１−η）とＥ_Ｏ／Ｅ_１とは、共に１以下の正値であるので、昇圧型コンバータ１の効率η_１は、図１０に背景技術として示す昇圧コンバータの効率ηよりも大きなものとなる。例えば、効率η＝０．９６（９６％）、Ｅ_Ｏ／Ｅ_１＝０．５の場合には、数式１１によって、効率η_１は、約０．９８（９８％）となり、背景技術に示すものから２％改善される。

図９は、第２の実施形態の昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。

図９（Ａ）は、電流Ｉ_１を示す。図９（Ｂ）は、制御信号Ｃ_Ｓ１の状態とトランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ１_２のオン／オフの状態を示す。制御信号Ｃ_Ｓ１の状態がオンであれば、トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１をオンとし、制御信号Ｃ_Ｓ１の状態がオフであれば、トランジスタＴ_Ｒ１のスイッチ素子Ｓ_１をオフとする。オンの時間はＴ_ＯＮ１、オフの時間はＴ_ＯＦＦ１である。また、Ｔ＝Ｔ_ＯＮ１＋Ｔ_ＯＦＦ１は１周期である。図９（Ｃ）は、制御信号Ｃ_Ｓ２の状態とトランジスタＴ_Ｒ２のスイッチ素子Ｓ_２のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ_２はオフ状態である。図９（Ｄ）は直流電圧Ｅ_Ｏを示す。図９（Ａ）〜図９（Ｄ）において横軸は時間ｔである。

出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ_Ｏに応じて（図９（Ｄ）を参照）、（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）を変化させて（図９（Ｂ）を参照）回生電流である電流Ｉ_１（図９（Ａ）を参照）が所定の値Ｉ_Ｒ（図示せず）となるように制御をする。ここで、所定の値Ｉ_Ｒは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値Ｉ_Ｒと電流Ｉ_１との誤差を検出して、この誤差が０となるような（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）をフィードバック制御によって発生させて電流Ｉ_１を所定の値Ｉ_Ｒと一致させる。具体的には、電流Ｉ_１が値Ｉ_Ｒよりも小さいときには（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）をより大きくし、電流Ｉ_１が値Ｉ_Ｒよりも大きいときには（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）をより小さくする。つまり、数式１０によれば、（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）の値を変化させれば直流電圧Ｅ_１の大きさを変化させることが可能になるが、直流電圧Ｅ_１の発生源がバッテリまたは電力母線の場合には、上述したように電流Ｉ_１が変化することとなる。

負荷Ｌ_Ｄが電気自動車のモータである場合には、負荷Ｌ_Ｄであるモータの両端に発生する直流電圧Ｅ_Ｏはモータの回転数に応じて変化する。このようにして、電流Ｉ_１の大きさを制御する場合においては、直流電圧Ｅ_Ｏの大小にかかわらず電流Ｉ_１を一定の値とできるので破壊を引き起こすような過大な電流がバッテリに流されることはない。

実施形態の昇降圧型コンバータ４は、電力回生の動作時において、背景技術である図１０に示す昇圧型コンバータよりも効率が高い。昇降圧型コンバータ４においては直接に負荷Ｌ_Ｄから直流電源Ｅ_Ｄに供給される回生電力についての効率は１であるのに対して、図１０に示す昇圧型コンバータではすべての電力が昇圧コンバータを経由して負荷に供給されるからである。その他、第１の実施形態の昇降圧型コンバータ３の有する種々の利点を有する。

［第２の実施形態の変形］
第２の実施形態の変形の技術について以下に説明をする。これらの変形例においても、上述した、種々の利点が損なわれることはない。

実施形態の昇降圧型コンバータ４では、降圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって直流電圧Ｅ_Ｏを一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ）を直接に変化させて、所望の直流電圧Ｅ_Ｏを得るようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ４では、電力を直流電源に回生するための昇圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０は、フィードバック制御によって電流Ｉ_１を一定に保つような制御をおこなった。これは、回生電力量を制御する方法の一つである。回生電力量を制御する他の方法としては、直流電圧Ｅ_１を一定に保つような制御、または、直流電圧Ｅ_Ｏを一定に保つような制御、または、電流Ｉ_１を一定に保つような制御、または、電流Ｉ_Ｏを一定に保つような制御、さらには、電流Ｉ_１と直流電圧Ｅ_１の積、電流Ｉ_Ｏと直流電圧Ｅ_Ｏの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算してこれらの積を一定に保つような制御をおこなうようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ４では、昇圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって電流Ｉ_１を一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＯＦＦ１）を直接に変化させて、所望の電流Ｉ_１、または、所望の電流Ｉ_Ｏ、または、所望の直流電圧Ｅ_１、または、所望の直流電圧Ｅ_Ｏ、さらには、電流Ｉ_１と直流電圧Ｅ_１の積、電流Ｉ_Ｏと直流電圧Ｅ_Ｏの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算して、所望の電力を得るようにしても良い。

実施形態の昇降圧型コンバータ４において、直流電源Ｅ_Ｄの極性の正負を入れ替えること、直流電源Ｅ_Ｄを昇降圧型コンバータ４の内部に備えること、コンデンサＣの位置を負荷Ｌ_Ｄの両端に設けること等、上述した、第１の実施形態の変形を応用することもできる。

上述した種々の実施形態に開示された個々の技術を組み合わせた、新たな実施形態も実施可能である。また、本発明は上述した実施形態およびこれらを組み合わせた実施形態の範囲に限られるものではない。

１ 昇圧型コンバータ、 ２ 降圧型コンバータ、 ３ 昇降圧型コンバータ、 ３０ 出力電圧・回生動作制御部、 ４０ システム制御部、 Ｃ コンデンサ、 Ｃ_Ｒ コア、 Ｃ_Ｓ１、Ｃ_Ｓ２ 制御信号、 Ｄ、Ｄ_１、Ｄ_２ ダイオード、 Ｅ_１、Ｅ_２、Ｅ_Ｏ 直流電圧、 Ｅ_Ｄ 直流電源、 Ｉ_１ 電流、 Ｌ インダクタ、 Ｌ_Ｄ 負荷、 Ｎ_Ｐ １次巻線（巻数）、 Ｎ_Ｐ ２次巻線（巻数）、 Ｓ、Ｓ_１、Ｓ_２ スイッチ素子、 Ｔ トランス、 ｔ 時間、 Ｔ_Ｒ１、Ｔ_Ｒ２ トランジスタ

Claims (6)

1. コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、
   前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、
   前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、
   前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、
   前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、
   前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、
   前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に負荷を接続し、
   前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に直流電源を接続し、
   前記出力電圧・回生動作制御部は、
   前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、
   前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、回生電力量を制御する、
   昇降圧型コンバータ。
2. 前記第１のスイッチ素子および前記第１のダイオード、または、前記第２のダイオードおよび前記第２のスイッチ素子の少なくともいずれかが金属酸化物半導体電界効果トランジスタとされている、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
3. 前記出力電圧・回生動作制御部は、
   前記負荷に対して給電するに際しては、前記負荷に給電する直流電圧を所定の値とするようにフィードバック制御をおこなう、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
4. 前記出力電圧・回生動作制御部は、
   前記負荷から電力を回生するに際しては、前記直流電源に回生される電流を一定に保つように制御する、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
5. 該昇降圧型コンバータは、
   前記直流電源を有して形成され、
   前記直流電源は、バッテリ、または、電気２重層コンデンサである、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
6. コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、
   前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、
   前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、
   前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、
   前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、
   前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、
   前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に直流電源を接続し、
   前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に負荷を接続し、
   前記出力電圧・回生動作制御部は、
   前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、
   前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、回生電力量を制御する、
   昇降圧型コンバータ。

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