JP2001197735A

JP2001197735A - 降圧型コンバータ

Info

Publication number: JP2001197735A
Application number: JP34592199A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Yasuzawa; 精一安沢; Hiroaki Baba; 洋彰馬場
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1999-10-26
Filing date: 1999-12-06
Publication date: 2001-07-19
Anticipated expiration: 2019-12-06
Also published as: JP3274447B2

Abstract

(57)【要約】【課題】変換効率の向上、発生ノイズの低減、および
装置の小型化を図り得る降圧型コンバータを提供する。【解決手段】スイッチ素子１２、チョークコイル１
３、蓄電手段ＣＡ、およびスイッチ素子１２のオン期間
にチョークコイル１３に蓄積された蓄積エネルギーを蓄
電手段ＣＡに放出させる転流用素子１４を有する主回路
２と、スイッチ素子１２のスイッチングを制御する制御
回路１５とを備えた降圧型コンバータ１において、蓄積
エネルギーの放出状態を検出する検出手段１３ｂを備
え、制御回路１５は、検出手段１３ｂの検出結果ＶLBに
基づいて蓄積エネルギーの放出完了を判別した時および
その判別時から所定時間経過時のいずれかの時点でスイ
ッチ素子１２をオン状態に制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧を降圧し
て直流電圧を生成する降圧型コンバータ、その降圧型コ
ンバータを備えた充電装置およびフォワード型スイッチ
ング電源装置、並びにスイッチング制御方法に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】この種の降圧型コンバータを用いた充電
装置として、図１２に示す充電装置４１が従来から知ら
れている。この充電装置４１は、簡易な構成のチョッパ
ー方式によって例えば電池などの蓄電素子４２を高効率
で充電可能に構成されている。この充電装置４１では、
図外の制御回路が、まず、図１３（ａ）に示すように、
スイッチ素子５１をオン状態に制御する。この際には、
脈流または安定化された直流電圧などの入力電圧ＶINに
基づく充電電流Ｉ11が、スイッチ素子５１、チョークコ
イル５２、およびコンデンサ５３からなる電流経路を流
れ、これにより、コンデンサ５３が充電される。また、
これと同時に、コンデンサ５３の充電電圧が出力電圧Ｖ
O として出力されることにより、充電装置４１に接続さ
れた蓄電素子４２が充電される。一方、スイッチ素子５
１がオフ状態に制御されると、充電電流Ｉ11が流れた際
にチョークコイル５２に蓄積したエネルギーに基づい
て、同図（ｂ）に示すフライホイール電流ＩF11 が、チ
ョークコイル５２、コンデンサ５３および転流ダイオー
ド５４からなる電流経路を流れ、これにより、コンデン
サ５３が充電されると共に蓄電素子４２も充電される。
このように、この充電装置４１では、スイッチ素子５１
をオン／オフ制御することにより、同図（ｂ）に示すよ
うに、そのオン期間およびオフ期間の両期間において、
充電電流Ｉ11またはフライホイール電流ＩF11 でコンデ
ンサ５３が充電される。この結果、蓄電素子４２は、コ
ンデンサ５３の蓄電エネルギーによって連続的に充電さ
れる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
充電装置４１には、以下の問題点がある。すなわち、充
電装置４１では、図１３（ａ），（ｂ）に示すように、
フライホイール電流ＩF11 が転流ダイオード５４を流れ
ている状態でスイッチ素子５１がオン状態に制御されて
いる。この場合、転流ダイオード５４は、スイッチ素子
５１がオフ状態のときには、フライホイール電流ＩF11
が流れることによってオン状態になり、スイッチ素子５
１がオン状態のときには、入力電圧ＶINによって逆バイ
アスされるため、通常、オフ状態となる。しかし、ダイ
オードは、一般的には、順方向電流が完全に流れなくな
ってから所定時間（リカバリータイムｔrr）を経過した
時点で初めて逆方向電流の流れを阻止する。したがっ
て、スイッチ素子５１がオン状態に制御された直後で
は、同図（ｃ）に示すように、転流ダイオード５４の両
端の電圧ＶD が入力電圧ＶINの電圧まで上昇しない現象
が生じる。つまり、ダイオードがオン状態を維持してい
る。このため、図１２に示すように、入力電圧ＶINのプ
ラス入力端子、スイッチ素子５１、転流ダイオード５
４、および入力電圧ＶINのマイナス入力端子からなる電
流経路を短絡電流ＩS が流れることになる。この結果、
この充電装置４１には、短絡電流ＩS が流れることに起
因して、損失が増大して変換効率が低下すると共に、ノ
イズが発生するという問題点がある。

【０００４】一方、スイッチ素子５１に対するスイッチ
ング周期を固定することにより、フライホイール電流Ｉ
F11 が完全に流れなくなってからスイッチ素子５１をオ
ン状態に制御することも可能であり、かかる制御方式に
よれば、短絡電流ＩS の発生を防止することができる。
しかし、かかる制御方式を採用した場合、コンデンサ５
３に充電電流が供給されない期間が生じるため、充電電
流の平均電流値が低下する結果、蓄電素子４２を十分に
充電するまでに長時間を要してしまうという他の問題が
発生する。さらに、この場合、チョークコイル５２のイ
ンダクタンスを小さくして充電電流を大きな電流にする
ことによって、充電時間を短縮することも可能である。
しかし、かかる制御方式の場合には、スイッチ素子５１
に大電流用スイッチ素子を用いる必要があるため、装置
のコストアップを招くと共に、チョークコイル５２の巻
線を太くしたり、鉄心を大きくしたりする必要が生じる
ため、チョークコイル５２の大型化、ひいては充電装置
の大型化を招くという他の問題が生じる。

【０００５】また、充電装置４１における充電電流Ｉ11
のピーク電流値は、通常、入力電圧ＶINおよび出力電圧
ＶO 間の入出力電圧差と、チョークコイル５２のインダ
クタンスとに応じて増減する。したがって、設計段階に
おいてチョークコイル５２のインダクタンスを小さい値
に規定した場合、入出力電圧差が大きくなると、それに
伴って充電電流Ｉ11のピーク電流値が大きくなるため、
スイッチ素子５１のオン期間を短くしなければならな
い。したがって、この場合には、充電電流の平均電流値
が小さくなるため、充電時間に長時間を要するという問
題が生じる。逆に、チョークコイル５２のインダクタン
スを大きく規定した場合、入出力電圧差が大きいときで
あっても、充電電流Ｉ11のピーク電流値をある程度小さ
い値に制限することができる。しかし、この場合には、
チョークコイル５２が大型化すると共に、入出力電圧差
が小さいときに充電電流の平均電流値が小さくなるた
め、充電時間に長時間を要するという問題が生じる。

【０００６】さらに、一般的には、スイッチ素子５１と
してＦＥＴが用いられており、このＦＥＴは、図１３に
示すように、スイッチ素子５１と、スイッチ素子５１に
並列接続される寄生容量５１ａとで等価的に表される。
一方、転流ダイオード５４にフライホイール電流ＩF11
が流れている状態では、転流ダイオード５４の両端電圧
が１Ｖ程度にクランプされるため、寄生容量５１ａの両
端の電圧ＶS は、ほぼ入力電圧ＶINの電圧値まで充電さ
れている。したがって、転流ダイオード５４にフライホ
イール電流ＩF11 が流れている状態でスイッチ素子５１
がオン状態に制御された場合、寄生容量５１ａがスイッ
チ素子５１で短絡されるため、寄生容量５１ａの充電エ
ネルギーがスイッチ素子５１のスイッチングによって損
失される。このため、従来の充電装置４１には、スイッ
チ素子５１のスイッチング損失に起因して装置全体とし
ての変換効率が低下しているという問題点がある。

【０００７】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、変換効率の向上、発生ノイズの低減、
および装置の小型化を図り得る降圧型コンバータ、充電
装置、フォワード型スイッチング電源装置並びにスイッ
チング制御方法を提供することを主目的とする。また、
充電時間の短縮化を図り得る充電装置を提供することを
他の目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の降圧型コンバータは、スイッチ素子、チョ
ークコイル、蓄電手段、およびスイッチ素子のオン期間
にチョークコイルに蓄積された蓄積エネルギーを蓄電手
段に放出させる転流用素子を有する主回路と、スイッチ
素子のスイッチングを制御する制御回路とを備えた降圧
型コンバータにおいて、蓄積エネルギーの放出状態を検
出する検出手段を備え、制御回路は、検出手段の検出結
果に基づいて蓄積エネルギーの放出完了を判別した時お
よびその判別時から所定時間経過時のいずれかの時点で
スイッチ素子をオン状態に制御することを特徴とする。

【０００９】この場合、スイッチ素子を流れる電流が所
定値に達したときに制御回路がスイッチ素子をオフ状態
に制御するのが好ましい。また、制御回路に対して、電
流が流れることによって発熱する装置内素子の温度に基
づいて所定値を可変させるのがさらに好ましい。

【００１０】また、蓄電手段の蓄電電圧が所定電圧を超
えた状態では、所定値を可変するのが好ましい。さら
に、蓄電手段の蓄電電圧が所定電圧を超えた状態では、
蓄電電圧が所定電圧を超える以前のオン時間よりも短く
なるように、制御回路がスイッチ素子のオン時間を制御
することもできる。

【００１１】加えて、チョークコイルがトランスの一次
巻線で構成され、検出手段がトランスの二次巻線の誘起
電圧に基づいて蓄積エネルギーの放出状態を検出するの
が好ましい。この場合、転流用素子を電界効果型トラン
ジスタで構成することができ、その電界効果型トランジ
スタを検出手段の検出信号によってスイッチング制御す
るのが好ましい。

【００１２】また、蓄電手段が電気二重層コンデンサお
よびイオン電池のいずれかで構成されているのが望まし
く、電気二重層コンデンサと、電解コンデンサとを並列
接続して蓄電手段を構成するのがより望ましい。

【００１３】さらに、制御回路は、スイッチ素子に等価
的に並列接続された容量性素子にチョークコイルによる
蓄積エネルギーの放出時において蓄積されている蓄積電
荷の一部または全部が放出された状態のときに、スイッ
チ素子をオン状態に制御することができる。この場合、
少なくとも容量性素子、チョークコイルおよび蓄電手段
による共振現象によって容量性素子の蓄積電荷の一部ま
たは全部が放出された状態のときに、スイッチ素子をオ
ン状態に制御するのが好ましい。また、蓄積エネルギー
の放出完了の時点からスイッチ素子をオン状態に制御す
るまでの時間を調整可能に制御回路を構成するのがより
好ましい。

【００１４】また、共振現象における共振条件を調整可
能な調整手段を備えるのが好ましく、この調整手段とし
ては、そのインダクタンス値が可変制御可能でチョーク
コイルとして機能する可変インダクタ、およびスイッチ
素子に並列接続されるコンデンサの少なくとも１つ以上
で構成することができる。

【００１５】また、容量性素子の両端間における共振電
圧の振幅値を調整可能な振幅値調整回路を備えることも
できる。この場合、振幅値調整回路としては、チョーク
コイルとして機能する直列接続された第１の巻線および
第２の巻線を有し第２の巻線を介して蓄積エネルギーを
放出するオートトランスを採用することができる。ま
た、振幅値調整回路として、チョークコイルとして機能
する第２の巻線、および第２の巻線に直列接続された第
１の巻線を有し第１および第２の巻線を介して蓄積エネ
ルギーを放出するオートトランスを採用することもでき
る。さらに、振幅値調整回路として、チョークコイルと
して機能する第１の巻線とその第１の巻線に磁気結合す
る第２の巻線とを有し第２の巻線を介して蓄積エネルギ
ーを放出する絶縁トランスを採用することもできる。

【００１６】また、請求項１から２０のいずれかに記載
の降圧型コンバータを備えて充電装置を構成することが
できる。この場合、主回路をＮ個（Ｎは自然数）備え
て、制御回路が、Ｎ個の主回路各々におけるスイッチ素
子のオンタイミングが互いに異なるように制御すること
ができる。この場合、制御回路がＮ個の主回路各々にお
けるスイッチ素子のオンタイミングをほぼ１／Ｎ周期ず
つシフトさせて制御するのが好ましい。

【００１７】さらに、入力巻線および出力巻線を有する
トランスと、入力巻線に直列接続されると共に制御回路
によってスイッチ素子に同期してスイッチング制御され
るメインスイッチング素子と、出力巻線側に配設された
請求項１から１０のいずれかに記載の降圧型コンバータ
における主回路と、スイッチ素子およびメインスイッチ
ング素子のスイッチングを制御する制御回路とを備える
ことで、フォワード型スイッチング電源装置が構成され
る。

【００１８】また、請求項２５記載のスイッチング制御
方法は、スイッチ素子をオン状態に制御することにより
チョークコイルを介して蓄電手段に電流を供給すると共
にチョークコイルにエネルギーを蓄積させ、スイッチ素
子をオフ状態に制御することによりチョークコイルの蓄
積エネルギーを転流用素子を介して蓄電素子に供給する
降圧型コンバータにおけるスイッチング制御方法におい
て、チョークコイルに蓄積されたエネルギーの放出状態
を判別し、蓄積されたエネルギーの放出完了判別時以降
にスイッチ素子をオン状態に制御することを特徴とす
る。

【００１９】この場合、スイッチ素子を流れる電流が所
定値に達したときにスイッチ素子をオフ状態に制御する
のが好ましく、スイッチ素子に等価的に並列接続された
容量性素子にチョークコイルによる蓄積エネルギーの放
出時において蓄積されている蓄積電荷の一部または全部
が放出された状態のときにスイッチ素子をオン状態に制
御するのがさらに好ましい。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る降圧型コンバータ、充電装置、フォワード型ス
イッチング電源装置およびスイッチング制御方法の好適
な実施の形態について説明する。

【００２１】最初に、本発明に係る降圧型コンバータの
動作原理について説明する。

【００２２】図１に示すように、降圧型コンバータ１
は、主回路２を備え、この主回路２は、コンデンサ１０
と、例えばＦＥＴで構成されたスイッチ素子１２と、本
発明におけるチョークコイルに相当する一次巻線１３ａ
および本発明における検出手段に相当する二次巻線１３
ｂを有するトランス１３と、本発明における転流用素子
に相当する転流ダイオード１４と、本発明における蓄電
手段に相当するコンデンサＣＡとで構成されている。ま
た、降圧型コンバータ１は、主回路２内のスイッチ素子
１２のオン／オフをスイッチング制御する制御回路１５
を備えている。

【００２３】スイッチ素子１２は、制御回路１５の制御
下で、スイッチング周波数制御方式およびＰＷＭ（Puls
e Width Modulation）制御方式の両制御方式に従ってオ
ン／オフ制御され、等価的には、寄生容量１２ａと、寄
生ダイオード１２ｂとが並列接続されている。また、ス
イッチ素子１２には、本発明における調整手段に相当す
るコンデンサ１２ｃが並列接続されている。なお、以下
の説明において、理解を容易にするために、寄生ダイオ
ード１２ｂの順方向電圧を０Ｖとみなすこととする。ト
ランス１３は、スイッチ素子１２がオン状態のオン期間
においては、電流Ｉ1 が一次巻線１３ａを流れることに
より、その巻始め側端子が巻き終わり側端子に対して正
電圧となる電圧ＶLBを二次巻線１３ｂから出力し、スイ
ッチ素子１２がオフ状態のオフ期間においては、フリー
ホイーリング電流ＩF が一次巻線１３ａを流れることに
より、その巻始め側端子が巻き終わり側端子に対して負
電圧となる電圧ＶLBを二次巻線１３ｂから出力する。

【００２４】一方、制御回路１５は、トランス１３の二
次巻線１３ｂに誘起する電圧ＶLBを監視することによ
り、トランス１３の蓄積エネルギーの放出完了を判別
し、その判別時から所定時間を経過した時点で、スイッ
チ素子１２をオン状態に制御する。

【００２５】次に、降圧型コンバータ１の動作につい
て、図２を参照して説明する。

【００２６】この降圧型コンバータ１では、起動後の状
態では、まず、図２（ａ）に示すように、制御回路１５
が、スイッチ素子１２をオン状態に制御する。この際に
は、入力電圧ＶINに基づく電流Ｉ1 が、プラス入力端
子、スイッチ素子１２、トランス１３の一次巻線１３
ａ、コンデンサＣＡ、およびマイナス入力端子からなる
電流経路を流れ、これにより、コンデンサＣＡが充電さ
れると共にトランス１３に励磁エネルギーが蓄積され
る。この場合、電流Ｉ1 は、同図（ｂ）に示すように、
その電流値が時間の経過と共に徐々に増加する。また、
この期間では、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に
電圧ＶLBが誘起し、この電圧ＶLBは、同図（ｃ）に示す
ように、二次巻線１３ｂの巻始め側端子が巻き終わり側
端子に対して正電圧となる。

【００２７】次いで、制御回路１５が、スイッチ素子１
２をオフ状態に制御すると、トランス１３に蓄積されて
いる励磁エネルギーに基づくフリーホイーリング電流Ｉ
F が、一次巻線１３ａの巻き終わり側端子、コンデンサ
ＣＡ、転流ダイオード１４、および一次巻線１３ａの巻
き始め側端子からなる電流経路を流れる。この場合、フ
リーホイーリング電流ＩF は、図２（ｄ）に示すよう
に、その電流値が時間の経過と共に徐々に低下する。同
時に、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘起する
電圧ＶLBは、同図（ｃ）に示すように、二次巻線１３ｂ
の巻始め側端子が巻き終わり側端子に対して負電圧とな
る。また、この際には、スイッチ素子１２の両端電圧
（電圧値Ｖ2 とする）は、入力電圧ＶINの電圧値（電圧
値Ｖ1 とする）とほぼ等しい状態を維持する。やがて、
トランス１３の励磁エネルギーが放出し終わると、同図
（ｄ）に示すように、フリーホイーリング電流ＩF が流
れなくなる。この際には、トランス１３の二次巻線１３
ｂの両端に誘起していた電圧ＶLBの電圧値が、同図
（ｃ）に示すように、上昇し始める。

【００２８】また、この際には、転流ダイオード１４が
オフ状態になり、この状態では、スイッチ素子１２の両
端電圧とコンデンサＣＡの両端の電圧（電圧値Ｖ3 とす
る）との加算値は、入力電圧ＶINの電圧値と比較して、
ほぼ電圧値Ｖ3 だけ高い電圧となる。したがって、マイ
ナス入力端子、コンデンサＣＡ、トランス１３の一次巻
線１３ａ、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの並
列回路、並びにプラス入力端子からなる電流経路を電流
Ｉ2 が流れる。この場合、電流Ｉ2 は、スイッチ素子１
２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）とコンデンサＣＡの両端電
圧（電圧値Ｖ3）との加算値が、入力電圧ＶINの電圧値
Ｖ1 と等しくなるまで（つまり、電圧値Ｖ2 が電圧値
（Ｖ1 −Ｖ3 ）と等しくなるまで）流れ続ける。したが
って、この際には、電圧ＶLBは、図２（ｃ）に示すよう
に徐々に上昇する。一方、電圧値Ｖ2 が電圧値（Ｖ1 −
Ｖ3 ）と等しくなった時点では、トランス１３は、一次
巻線１３ａを流れていた電流Ｉ2 によって励磁されてい
るため、その励磁エネルギーがなくなるまで、電流Ｉ2
を継続して流れ続けさせる。なお、電流Ｉ2 が流れ続け
ている間において、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１
２ｃの電荷が放出し終わったときには、電流Ｉ2 は、寄
生ダイオード１２ｂを介してその電流経路内を流れるこ
とになる。一方、この励磁エネルギーが放出された時点
では、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 が、スイッチ素子１２
の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）とコンデンサＣＡの両端電圧
（電圧値Ｖ3 ）との加算値よりも高い電圧になるため、
電流Ｉ2とは逆向きの電流経路で電流Ｉ3 が流れること
になる。

【００２９】したがって、本発明における共振回路に相
当するこの電流経路内で、図２（ｅ）に示すように、直
列共振現象が発生する。この場合、スイッチ素子１２の
両端の電圧値Ｖ2 は、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 から徐
々に低下し、０Ｖに達した以降の状態では、寄生ダイオ
ード１２ｂによってクランプされて０Ｖに制限される。
なお、正確には、絶対値が寄生ダイオード１２ｂの順方
向電圧（約１Ｖ）と等しいマイナス電圧に制限される。
また、電圧値Ｖ2 は、寄生ダイオード１２ｂによって電
圧制限されないとした場合には、直列共振が始まってか
ら直列共振における周期Ｔの１／２の時間が経過した時
点で、最も低下する。なお、寄生ダイオード１２ｂによ
って電圧制限されないとした場合、電圧値Ｖ2 は、下記
の式が成立するのを条件として、０Ｖ以下となり、電
圧値Ｖ3 の２倍の電圧と電圧値Ｖ1 とが等しいときに、
電圧値Ｖ2 の最低値が０Ｖとなる。また、直列共振の周
期Ｔは、コンデンサ１０，ＣＡの容量が寄生容量１２ａ
およびコンデンサ１２ｃの容量と比較して十分に大きい
ため、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの並列容
量と、トランス１３における一次巻線１３ａのインダク
タンス値とで決定される。２・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・・・式

【００３０】このため、この降圧型コンバータ１では、
制御回路１５は、電圧ＶLBの上昇を判別した時から例え
ば直列共振の１／２周期が経過した時点で、スイッチ素
子１２をオン状態に制御する。これは、スイッチ素子１
２の両端の電圧（電圧値Ｖ2）がほぼ０Ｖの状態（つま
り、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの蓄積電荷
が放出された状態）のため、いわゆる０ボルトスイッチ
が行われることを意味する。なお、本明細書では、寄生
容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃにおける蓄積電荷の
一部または全部が放出された状態でスイッチ素子１２を
オン状態またはオフ状態に制御する方式を総称して「０
ボルトスイッチ」という。また、スイッチ素子１２がオ
ン状態に制御される過渡的状態におけるスイッチ素子１
２自身による半導体損失は、その電流経路内に存在する
トランス１３の一次巻線１３ａによって電流がほぼ０Ａ
に制限されるため、殆ど無視することができる。逆に、
スイッチ素子１２のオフ時には、スイッチ素子１２の両
端に並列接続されている寄生容量１２ａおよびコンデン
サ１２ｃに電流が流れて充電されるため、スイッチ素子
１２には極めて僅かな電流Ｉ1 しか流れない。したがっ
て、この際にも０ボルトスイッチが行われる。このた
め、コンデンサ１２ｃは、スイッチ素子１２がオフ状態
に制御される際の０ボルトスイッチの達成に貢献する。
この場合、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃに蓄
積された電荷は、直列共振によってコンデンサ１０に回
生される。このため、その電荷の蓄積自体に起因する電
力損失は極めて僅かなものとなる。このように、スイッ
チ素子１２をオン／オフ制御する際のスイッチング損失
の低下を防止することができるため、降圧型コンバータ
１の変換効率を格段に向上させることができる。

【００３１】なお、降圧型コンバータ１の設計仕様によ
っては、上記式を満たすことができずに、スイッチ素
子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）が０Ｖに達しない状態
でスイッチ素子１２をオン状態に制御する場合もあり得
る。しかし、そのような場合であっても、電圧値Ｖ2 が
入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 と等しい状態でオン状態に制
御される従来方式と比較して、装置の変換効率を十分に
向上させることができる。以後、制御回路１５が、上記
の処理を繰り返すことにより、電流Ｉ1 とフライホイー
ル電流ＩF との合成電流としての電流ＩC1によってコン
デンサＣＡが電圧値Ｖ3 に充電され、この両端電圧が出
力電圧ＶO として負荷に供給される。

【００３２】一方、制御回路１５に内蔵の半導体には、
固有の遅延時間が存在する。このため、その遅延時間が
直列共振の１／２周期よりも長い場合、確実なる０ボル
トスイッチが困難となる。このため、コンデンサ１２ｃ
の容量値およびトランス１３の一次巻線１３ａのインダ
クタンス値の一方または双方を、その遅延時間を考慮し
た値に規定することにより、直列共振の周期Ｔを自在に
変えることができ、これにより、０ボルトスイッチの確
実化が可能となる。この場合、一次巻線１３ａのインダ
クタンス値を可変する方法については、出願人が既に提
案している可変誘導性素子をトランス１３に採用するこ
とで確実かつ容易に、しかも無段階で連続的に可変する
ことができる（特願平７−３０３７５７号参照）。ま
た、トランス１３が蓄積エネルギーの放出を完了した時
点からスイッチ素子１２をオン状態に制御するまでの時
間を調整する遅延回路を制御回路１５に内蔵させること
もでき、この場合にも、スイッチ素子１２の両端電圧
（電圧値Ｖ2 ）が０Ｖの状態の時点でスイッチ素子１２
をオン状態に制御することもできる。

【００３３】以上のように、この降圧型コンバータ１に
よれば、スイッチ素子１２を０ボルトスイッチさせるこ
とにより、装置の変換効率を格段に向上させることがで
きる。具体的には、発明者の実験によれば、数ＫＷの出
力電力を生成する降圧型コンバータの場合、９８％の超
高効率を達成できたのが確認されている。また、スイッ
チ素子１２がオン状態に制御される際には、転流ダイオ
ード１４が完全にオフ状態のため、短絡電流の発生を防
止することもでき、これにより、短絡電流に起因するノ
イズの発生も防止することができる。なお、上記構成に
おいて、転流ダイオード１４に代えて、ＦＥＴなどのス
イッチ素子を採用することもできる。

【００３４】一方、設計仕様によって上記式を満たさ
ない場合であっても、スイッチ素子１２を０ボルトスイ
ッチさせることも可能であり、かかる場合に好適に用い
られる降圧型コンバータ１Ａの構成および動作につい
て、図３を参照して説明する。なお、以下、降圧型コン
バータ１の構成要素と機能が同じ構成要素については、
同一の符号を付して重複した説明を省略し、同一の動作
についても重複した説明を省略する。

【００３５】この降圧型コンバータ１Ａの主回路２ａ
は、降圧型コンバータ１の主回路２とは異なり、本発明
における振幅値調整回路に相当するトランス１６を備え
ている。このトランス１６は、その接続点に中間タップ
が形成されると共に直列接続された第１巻線１６ａおよ
び第２巻線１６ｂと、第１巻線１６ａおよび第２巻線１
６ｂに磁気結合する第３巻線１６ｃとを備え、第１巻線
１６ａおよび第２巻線１６ｂがオートトランスとして機
能する。この場合、第１巻線１６ａおよび第２巻線１６
ｂは、巻数Ｎ１および巻数Ｎ２でそれぞれ巻き回され、
両者が相まって降圧型コンバータ１におけるトランス１
３の一次巻線１３ａと同一機能を有している。なお、第
１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂは、それぞれ請求項
１８記載の発明における第１の巻線および第２の巻線を
構成する。また、第３巻線１６ｃは、電圧ＶLBを検出す
るための巻線であって、降圧型コンバータ１における二
次巻線１３ｂと同一の機能を有する。

【００３６】この降圧型コンバータ１Ａでは、スイッチ
素子１２のオン状態制御時には、電流Ｉ1 が第１巻線１
６ａおよび第２巻線１６ｂの直列回路を流れることによ
り、トランス１６は、励磁されてエネルギーを蓄積す
る。一方、スイッチ素子１２がオフ状態に制御された際
には、トランス１６の蓄積エネルギーに基づくフライホ
イール電流ＩF が、第２巻線１６ｂの巻き終わり側端
子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１４、および第２
巻線１６ｂの巻始め側端子からなる電流経路を流れる。
この際には、第１巻線１６ａの両端に、下記の式で表
される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり
側端子が巻始め側端子に対して正電圧となる。Ｖａ＝Ｎ1 ・Ｖ3 ／Ｎ2 ・・・・式

【００３７】この際には、寄生容量１２ａおよびコンデ
ンサ１２ｃの両端電圧としての電圧値Ｖ2 は、電圧Ｖａ
との加算値が電圧値Ｖ1 と等しいため、電圧値Ｖ1 より
も電圧Ｖａ分高い電圧値となる。このため、直列共振時
における共振電圧波形の振幅値は、降圧型コンバータ１
における共振電圧波形の振幅値よりも電圧Ｖａ分大きく
なる。したがって、直列共振時において電圧値Ｖ2 が０
Ｖ以下となるための条件は、図２（ｅ）において、トラ
ンス１６における蓄積エネルギーの放出完了時点での電
圧値Ｖ2 （Ｖ1 ＋Ｖａ）が電圧値（Ｖ1 −Ｖ3 ）の２倍
の電圧よりも高い電圧であることが条件とされるため、
下記の式で表される。（２＋Ｎ１／Ｎ２）・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・・・式

【００３８】上記式によれば、入力電圧ＶINの電圧値
Ｖ1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 よりも２倍以上高い電
圧となる設計仕様の場合であっても、巻数Ｎ１，Ｎ２を
適宜規定することにより、直列共振時におけるスイッチ
素子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下さ
せることができる。つまり、この場合、０ボルトスイッ
チが可能なことを意味する。

【００３９】次に、オートトランス型のトランス１６に
代えて絶縁型のトランスを用いた降圧型コンバータ１Ｂ
の構成および動作について説明する。

【００４０】図４に示すように、降圧型コンバータ１Ｂ
の主回路２ｂは、巻数（Ｎ１＋Ｎ２）の第１巻線１７ａ
と、巻数Ｎ２の第２巻線１７ｂと、トランス１３の二次
巻線１３ｂと同一機能を有する第３巻線１７ｃとが巻き
回されたトランス１７を備えている。この場合、第１巻
線１７ａおよび第２巻線１７ｂは、それぞれ請求項２０
記載の発明における第１の巻線および第２の巻線を構成
する。

【００４１】この降圧型コンバータ１Ｂでは、降圧型コ
ンバータ１Ａと同様にして、スイッチ素子１２がオフ状
態に制御された際には、トランス１７の蓄積エネルギー
に基づくフライホイール電流ＩF が、第２巻線１７ｂの
巻き終わり側端子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１
４、および第２巻線１７ｂの巻始め側端子からなる電流
経路を流れる。この際には、第１巻線１７ａの両端に、
上記式で表される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａ
も、巻き終わり側端子が巻始め側端子に対して正電圧と
なる。このため、この降圧型コンバータ１Ｂにおいて
も、降圧型コンバータ１Ａと同様にして、直列共振時に
おいて電圧値Ｖ2 が０Ｖ以下となるための条件は、上記
式で表される。したがって、この構成によっても、０
ボルトスイッチが可能となる。

【００４２】なお、上記したように、寄生容量１２ａお
よびコンデンサ１２ｃに蓄積された電荷は直列共振時に
コンデンサ１０に回生されるため、その電荷の蓄積自体
による電力損失は僅かではある。しかし、電圧値Ｖ2 が
必要以上に大きい場合には、その僅かな電力損失が超高
効率化を達成するための妨げとなる。このように電圧値
Ｖ2 が必要以上に大きくなるケースは、入力電圧ＶINの
電圧値Ｖ1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 に近づいた場合
に生じる。特に充電装置では、むしろその必要性が多
く、例えば、入力電圧ＶINが５Ｖで出力電圧ＶO が３．
３Ｖという設計仕様のように、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ
1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 の２倍以内となるケース
がある。このため、このような場合には、図５，６に示
す構成を採用することで、電圧値Ｖ2 を任意の電圧値に
低下させることができる。なお、両図においては、以下
の説明に必要な構成のみを図示する。

【００４３】図５に示すように、降圧型コンバータ１Ｃ
は、トランス１６の第１巻線１６ａについての接続が降
圧型コンバータ１Ａとは異なっている。具体的には、第
１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂの接続点としての中
間タップにスイッチ素子１２の一端が接続され、かつ第
１巻線１６ａの巻始め側端子に転流ダイオード１４のカ
ソードが接続されている。この場合、第１巻線１６ａお
よび第２巻線１６ｂは、それぞれ請求項１９記載の発明
における第１の巻線および第２の巻線を構成する。

【００４４】この降圧型コンバータ１Ｃでは、スイッチ
素子１２がオン状態のときには、電流Ｉ1 がトランス１
６の第２巻線１６ｂを流れる。一方、スイッチ素子１２
がオフ状態のときには、フライホイール電流ＩF が第１
巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂを流れる。そして、そ
の際には、第１巻線１６ａの両端には、下記の式で表
される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり
側端子が巻始め側端子に対して正電圧となる。Ｖａ＝Ｎ1 ・Ｖ3 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）・・式

【００４５】したがって、この際には、スイッチ素子１
２の両端電圧としての電圧値Ｖ2 は、電圧Ｖａとの加算
値が電圧値Ｖ1 と等しいため、電圧値Ｖ1 よりも電圧Ｖ
ａ分低い電圧値となる。このため、直列共振時における
共振電圧波形の振幅値は、降圧型コンバータ１における
共振電圧波形の振幅値よりも電圧Ｖａ分小さくなる。し
たがって、直列共振時において電圧値Ｖ2 が０Ｖ以下と
なるための条件は、図２（ｅ）において、トランス１６
における蓄積エネルギーの放出完了時点での電圧値Ｖ2
（Ｖ1 −Ｖａ）が電圧値（Ｖ1 −Ｖ3 ）の２倍の電圧よ
りも高い電圧であることが条件とされるため、下記の
式で表される。（２−Ｎ１／（Ｎ1 ＋Ｎ２））・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・式

【００４６】上記式によれば、巻数Ｎ１，Ｎ２を適宜
規定することにより、直列共振時における共振電圧波形
の振幅値を必要以上に大きくすることなく、スイッチ素
子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下させ
ることができる。

【００４７】また、図６に示す降圧型コンバータ１Ｄ
は、トランス１７の第１巻線１７ａおよび第２巻線１７
ｂについての接続が降圧型コンバータ１Ｂとは異なって
いる。具体的には、第２巻線１７ｂがスイッチ素子１２
の一端とコンデンサＣＡのプラス側端子の間に接続さ
れ、第１巻線１７ａが転流ダイオード１４のカソードと
コンデンサＣＡのプラス側端子との間に接続されてい
る。この場合、第１巻線１７ａおよび第２巻線１７ｂ
は、それぞれ請求項２０記載の発明における第２の巻線
および第１の巻線を構成する。この降圧型コンバータ１
Ｄでは、スイッチ素子１２がオン状態のときには、電流
Ｉ1 がトランス１７の第２巻線１７ｂを流れる。一方、
スイッチ素子１２がオフ状態のときには、フライホイー
ル電流ＩF が第１巻線１７ａを流れる。そして、その際
には、第２巻線１７ｂの両端には、上記式で表される
電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり側端子
が巻始め側端子に対して正電圧となる。したがって、降
圧型コンバータ１Ｃと同様にして、直列共振時における
共振電圧波形の振幅値を必要以上に大きくすることな
く、スイッチ素子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ
以下に低下させることができる。

【００４８】次に、本発明に係る降圧型コンバータを充
電装置に適用した実施の形態について、図７，８を参照
して説明する。

【００４９】図７に示すように、充電装置１Ｅは、例え
ば、リチウムイオン電池や、電気二重層コンデンサなど
の端子間電圧が大幅に変動するコンデンサＣＡを充電す
るのに適しており、全体として降圧チョッパー型回路で
構成されている。具体的には、充電装置１Ｅは、主回路
２ｃを備え、この主回路２ｃは、スイッチ素子１２を流
れる電流検出手段として機能するカレントトランス１１
と、例えばＦＥＴやトランジスタで構成されたスイッチ
素子１２と、トランス１３と、転流ダイオード１４とで
構成されている。また、充電装置１Ｅは、制御回路１５
を備え、この制御回路１５には、例えばスイッチ素子１
２の温度を検出する温度センサ１８が接続されている。

【００５０】カレントトランス１１は、一次巻線１１ａ
および二次巻線１１ｂを備え、一次巻線１１ａを電流Ｉ
1 が流れる際に、その電流Ｉ1 に比例する電流を二次巻
線１１ｂから出力する。一方、制御回路１５は、カレン
トトランス１１の二次巻線１１ｂの両端に接続される負
荷回路を内蔵しており、その負荷回路に発生する電圧に
基づいて電流Ｉ1 の電流値を監視し、電流Ｉ1 が予め規
定された基準電流値ＩR に達したときにスイッチ素子１
２をオフ状態に制御する。また、制御回路１５は、トラ
ンス１３の二次巻線１３ｂに誘起する電圧ＶLBを監視す
ることにより、トランス１３から出力されるフリーホイ
ーリング電流ＩF によるコンデンサＣＡに対する充電電
流の供給停止状態（つまり、トランス１３の蓄積エネル
ギーの放出）を検出し、その際には、制御回路１５は、
スイッチ素子１２をオン状態に制御する。さらに、制御
回路１５は、出力電圧ＶO の電圧値を監視し、所定電圧
に達したときに、コンデンサＣＡに供給する電流ＩC1の
平均電流値を低下させる。

【００５１】次に、充電装置１Ｅの動作について、図８
を参照して説明する。

【００５２】この充電装置１Ｅでは、充電開始時には、
まず、図８（ａ）に示すように、制御回路１５がスイッ
チ素子１２をオン状態に制御する。この際には、入力電
圧ＶINに基づく電流Ｉ1 が、プラス入力端子、カレント
トランス１１の一次巻線１１ａ、スイッチ素子１２、ト
ランス１３の一次巻線１３ａ、コンデンサＣＡ、および
マイナス入力端子からなる電流経路を流れ、これによ
り、コンデンサＣＡが充電されると共にトランス１３に
励磁エネルギーが蓄積される。この場合、電流Ｉ1 は、
同図（ｂ）に示すように、その電流値が時間の経過と共
に徐々に増加する。また、この期間では、トランス１３
の二次巻線１３ｂの両端に電圧ＶLBが誘起し、この電圧
ＶLBは、同図（ｃ）に示すように、二次巻線１３ｂの巻
始め側端子が巻き終わり側端子に対して正電圧となる。
また、この期間では、制御回路１５は、内蔵の負荷回路
の両端電圧（つまり、二次巻線１１ｂの両端電圧）を監
視し、電流Ｉ1 の電流値が同図（ｂ）に示す基準電流値
ＩR に達するまでスイッチ素子１２をオン状態に維持す
る。続いて、制御回路１５は、電流Ｉ1 の電流値が基準
電流値ＩR に達したと判別した時点（または、超えたと
判別した時点）で、スイッチ素子１２をオフ状態に制御
する。

【００５３】スイッチ素子１２がオフ状態に制御される
と、トランス１３に蓄積されている励磁エネルギーに基
づくフリーホイーリング電流ＩF が、一次巻線１３ａの
巻き終わり側端子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１
４、および一次巻線１３ａの巻き始め側端子からなる電
流経路を流れる。この場合、フリーホイーリング電流Ｉ
F は、図８（ｄ）に示すように、その電流値が時間の経
過と共に徐々に低下する。同時に、トランス１３の二次
巻線１３ｂの両端に誘起する電圧ＶLBは、同図（ｃ）に
示すように、二次巻線１３ｂの巻始め側端子が巻き終わ
り側端子に対して負電圧となる。やがて、トランス１３
の励磁エネルギーが放出し終わると、同図（ｄ）に示す
ように、フリーホイーリング電流ＩF が流れなくなる。
この際には、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘
起していた電圧ＶLBの電圧値が、同図（ｃ）に示すよう
に、急上昇する。

【００５４】この際には、制御回路１５は、電圧ＶLBの
急上昇を検出した時点で、図８（ａ）に示すように、ス
イッチ素子１２をオン状態に制御する。この際には、転
流ダイオード１４がオン状態からオフ状態に完全に移行
しているため、転流ダイオード１４を介して入力電圧Ｖ
INが短絡することに起因する短絡電流の発生が阻止さ
れ、これにより、損失を防止して変換効率を向上するこ
とができると共にノイズの発生も防止することができ
る。なお、電流Ｉ1 の平均電流値を極力大きくするとい
う観点からは、電圧ＶLBの急上昇を検出した時点で速や
かにスイッチ素子１２をオン状態に制御するのが好まし
く、環境条件の変化などを考慮して転流ダイオード１４
に短絡電流が流れるのを確実に防止するという観点から
は、転流ダイオード１４の逆回復時間よりも若干長目の
時間が経過した時点でスイッチ素子１２をオン状態に制
御するのが好ましい。

【００５５】以後、制御回路１５が、上記の処理を繰り
返すことにより、図８（ｅ）に示すように、電流Ｉ1 と
フリーホイーリング電流ＩF とが合成された電流ＩC1に
よってコンデンサＣＡが充電される。この場合、スイッ
チ素子１２のオン期間とオフ期間とがほぼ連続している
ため、電流ＩC1の平均電流値ＩA は、スイッチ素子１２
のスイッチング周期やディーティー比に影響されること
なく、同図（ｅ）に示すように、常に基準電流値ＩR の
ほぼ１／２の電流値となる。

【００５６】なお、制御回路１５によるスイッチ素子１
２に対するオン／オフスイッチングの周期は、電流Ｉ1
の電流値が基準電流値ＩR に達するまでの時間が入力電
圧ＶINと出力電圧ＶO との入出力電圧差に応じて変化す
るため、入出力電圧差が大きいときには、短い時間とな
り、逆に、入出力電圧差が小さいときには、長い時間と
なる。また、スイッチ素子１２のオン／オフスイッチン
グの周期に対するオン期間のディーティー比は、出力電
圧ＶO が高いときほどトランス１３が励磁エネルギーを
早く放出するため、出力電圧ＶO の電圧値が高いときほ
ど小さくなり、逆に、出力電圧ＶO の電圧値が低いとき
ほど大きくなる。このため、スイッチ素子１２は、制御
回路１５によって周波数制御方式およびＰＷＭ制御方式
の両制御方式による自励発振方式でオン／オフ制御され
ることになる。したがって、周波数固定のＰＷＭ制御方
式などと比較して、コンデンサＣＡに供給する電流ＩC1
の供給休止期間が生じないため、充電時間を短縮するこ
とができる。

【００５７】一方、充電が進行すると、コンデンサＣＡ
が満充電状態に近づくため、出力電圧ＶO の電圧値が上
昇する。この場合、出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定
格充電電圧を超えると、過充電状態になるため、コンデ
ンサＣＡの破損や短寿命化を招くおそれがある。このた
め、制御回路１５は、出力電圧ＶO の電圧値を監視し、
出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定格充電電圧（本発明
における所定電圧に相当する）に達したとき（または、
超えたとき）には、電流ＩC1の平均電流値を小さくする
ように、スイッチ素子１２のオン／オフ制御を実行す
る。具体的には、２通りの制御方法があり、１つ目の制
御方法として、制御回路１５は、スイッチ素子１２のオ
ン時間を、出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定格充電電
圧に達する以前のオン時間よりも短くなるように制御す
る。また、２つ目の制御方法として、制御回路１５は、
実質的には、１つ目の制御方法とほぼ等価の方式である
が、基準電流値ＩR の電流値を小さく可変し、その可変
後の基準電流値ＩR に達した時点でスイッチ素子１２を
オフ状態に制御する。これらの制御方式を採用すること
により、電流Ｉ1 のピーク電流値が低下する。この場
合、電流ＩC1の平均電流は、そのピーク電流値の低下に
連動して低下し、電流Ｉ1 のピーク電流値のほぼ１／２
の電流値に自動的に維持される。さらに、制御回路１５
は、温度センサ１８のセンサ信号に基づいて、スイッチ
素子１２の温度が定格温度まで達したと判別したときに
は、電流Ｉ1 の電流値が基準電流値ＩR よりも小さい電
流値に達した時点でスイッチ素子１２をオフ状態に制御
する。これにより、電流ＩC1の平均電流が減少するた
め、スイッチ素子１２の温度上昇による破壊を防止する
ことができる。

【００５８】以上のように、この充電装置１Ｅによれ
ば、電流Ｉ1 の電流値が基準電流値ＩR に達したときに
自動的にスイッチ素子１２がオフ状態に制御されるた
め、入力電圧ＶINと出力電圧ＶO との入出力電圧差が大
きくなったとしても、電流Ｉ1 のピーク電流値が基準電
流値ＩR に自動的に制限されることになる。したがっ
て、スイッチ素子１２に大電流の電流Ｉ1 が流れること
を防止することができ、これにより、スイッチ素子１２
の電流破壊を確実に防止することができる。また、電流
Ｉ1 の変化分が大きくなるため、トランス１３の一次巻
線１３ａのインダクタンスを小さい値に規定することが
できるため、小型のトランス１３を用いることができる
結果、充電装置１Ｅの小型化を図ることができる。

【００５９】なお、図７に示すように、直列共振の周期
に対する影響を排除することが可能な大容量のコンデン
サ１０（または電池や定電圧源など）を入力電圧ＶINの
入力側に配設することにより、降圧型コンバータ１と同
様にして、スイッチ素子１２を０ボルトスイッチ方式で
オン状態に制御することもできる。この場合、直列共振
の周期は、カレントトランス１１の一次巻線１１ａのイ
ンダクタンス、スイッチ素子１２に等価的に並列接続さ
れる容量、およびトランス１３の一次巻線１３ａのイン
ダクタンスで決定される。

【００６０】次に、図９を参照して、他の実施形態に係
る充電装置１Ｆの構成および動作について説明する。な
お、充電装置１Ｅと同一の構成要素については同一の符
号を付して重複した説明を省略し、主として充電装置１
Ｅとは異なる構成および動作について説明する。

【００６１】同図に示すように、充電装置１Ｆは、充電
装置１Ｅにおける主回路２ｃに加えて、カレントトラン
ス２１、スイッチ素子２２、トランス２３および転流ダ
イオード２４からなる主回路２ｄを備えると共に両主回
路２ｃ，２ｄ内の各スイッチ素子１２，２２のオン／オ
フを制御する制御回路２５を備えて構成されている。な
お、主回路２ｄの各構成要素は主回路２ｃの対応する各
構成要素と同一に構成されている。

【００６２】この充電装置１Ｆでは、制御回路２５が、
スイッチ素子１２，２２に対して、オンタイミングが互
いに異なるようにオン／オフ制御する。具体的には、制
御回路２５は、スイッチ素子１２をオン状態に制御した
後、そのオン／オフスイッチングのほぼ１／２周期を経
過した時点でスイッチ素子２２をオン状態に制御する。
したがって、両主回路２ｃ，２ｄによってコンデンサＣ
Ａに供給される充電電流ＩC は、主回路２ｃによって供
給される電流ＩC1と、主回路２ｄによって供給される充
電電流ＩC2との合成電流となる。この場合、図１０に示
すように、両電流ＩC1，ＩC2のピーク電流値を共に基準
電流値ＩR に制限すれば、充電電流ＩCの平均電流値ＩA
は、基準電流値ＩR と等しくなる。したがって、充電
電流ＩCの平均電流値ＩA を大きくすることができるた
め、充電電流ＩC のピーク電流値を大きくすることな
く、充電時間を短縮することができる。また、この充電
装置１Ｆでは、両電流ＩC1，ＩC2の電流位相がほぼ１８
０度移相されているため、充電電流ＩC に含まれる出力
リップルが低減される。なお、必ずしも充電装置１Ｆの
ように１８０度移相しなくてもよく、両スイッチ素子１
２，２２のオンタイミングが互いに異なるように制御す
ればよい。ただし、主回路をＮ個配設した場合、そのＮ
個の主回路における各スイッチ素子のオンタイミングを
１／Ｎ周期ずつ移相させることにより、充電電流ＩC に
含まれる出力リップルを最も低減することができる。

【００６３】次に、次に本発明に係る降圧型コンバータ
をフォワード型のスイッチング電源装置に適用した実施
の形態について、図１１を参照して説明する。

【００６４】同図に示すように、電源装置１Ｇは、トラ
ンス３１を備え、トランス３１の一次巻線３１ａには、
カレントトランス１１の一次巻線１１ａと、本発明にお
けるメインスイッチング素子に相当するスイッチ素子３
２とが直列接続されている。また、電源装置１Ｇは、制
御回路１５，２５と同じ機能を少なくとも有する制御回
路３５を備えている。一方、トランス３１の二次巻線３
１ｂ側には、本発明における降圧型コンバータに相当す
る主回路２ｅが配設されている。この場合、主回路２ｅ
は、スイッチ素子１２と、トランス３３の一次巻線３３
ａと、コンデンサＣＡと、本発明における転流用素子に
相当するＦＥＴ３４を備えて構成されている。

【００６５】トランス３３は、２つの二次巻線３３ｂ，
３３ｃを備え、二次巻線３３ｂは、降圧型コンバータ１
におけるトランス１３の二次巻線１３ｂと同一機能を有
し、制御回路３５に接続されている。一方、二次巻線３
３ｃの巻始め側端子はアース電位に接続され、巻き終わ
り側端子は、ＦＥＴ３４のゲートに接続されている。こ
のため、この電源装置１Ｇでは、二次巻線３３ｃの誘起
電圧でＦＥＴ３４のオン／オフを直接的に制御すること
ができるため、極めて簡易に構成することができる。さ
らに、コンデンサＣＡは、直列接続された複数の電気二
重層型のコンデンサＣ１〜Ｃ４と、高周波損失の少ない
電解コンデンサＣ５との並列接続回路で構成されてい
る。

【００６６】この電源装置１Ｇでは、起動後、まず、制
御回路３５が、スイッチ素子３２，１２を同期してオン
状態に制御する。これにより、入力電圧ＶINに基づく電
流Ｉ1Aが、プラス入力端子、カレントトランス１１の一
次巻線１１ａ、トランス３１の一次巻線３１ａ、スイッ
チ素子３２およびマイナス入力端子からなる電流経路を
流れ、これにより、トランス３１の二次巻線３１ｂに電
圧が誘起する。この際には、その誘起電圧に基づく電流
Ｉ1 が、二次巻線３１ｂの巻始め側端子、スイッチ素子
１２、トランス３３の一次巻線３３ａ、コンデンサＣ
Ａ、および二次巻線３１ｂの巻き終わり側端子からなる
電流経路を流れ、これによりコンデンサＣＡが充電され
ると共にトランス３３に励磁エネルギーが蓄積される。
この期間では、トランス３３の二次巻線３３ｃの両端に
電圧ＶLBが誘起し、この電圧ＶLBは、二次巻線３３ｃの
巻終わり側端子が巻き始め側端子に対して負電圧とな
る。したがって、ＦＥＴ３４は、オフ状態を維持する。
また、この期間では、制御回路３５は、内蔵の負荷回路
の両端電圧（つまり、カレントトランス１１における二
次巻線１１ｂの両端電圧）を監視し、電流Ｉ1Aの電流値
が基準電流値ＩR に達するまでスイッチ素子３２，１２
をオン状態に維持する。続いて、制御回路３５は、電流
Ｉ1Aの電流値が基準電流値ＩR に達したと判別した（ま
たは、超えたと判別した）時点で、スイッチ素子３２，
１２をオフ状態に制御する。

【００６７】スイッチ素子３２，１２がオフ状態に制御
されると、トランス３３に蓄積されている励磁エネルギ
ーに基づくフリーホイーリング電流ＩF が放出される。
この際には、トランス３３の二次巻線３３ｃの両端に誘
起する電圧ＶLBは、二次巻線３３ｃの巻始め側端子が巻
き終わり側端子に対して負電圧となるため、ＦＥＴ３４
が自動的にオン状態に制御される。このため、フライホ
イール電流ＩF が、一次巻線３３ａの巻き終わり側端
子、コンデンサＣＡ、ＦＥＴ３４、および一次巻線３３
ａの巻き始め側端子からなる電流経路を流れる。やが
て、トランス３３の励磁エネルギーが放出し終わると、
フリーホイーリング電流ＩF が流れなくなり、この際に
は、トランス３３の二次巻線３３ｂ，３３ｃの両端に誘
起していた電圧ＶLBの電圧値が急上昇し、ＦＥＴ３４が
オフ状態に制御される。

【００６８】この際には、制御回路３５は、電圧ＶLBの
急上昇を検出した時点で、スイッチ素子３２，１２をオ
ン状態に制御する。この際にも、ＦＥＴ３４がオン状態
からオフ状態に完全に移行しているため、ＦＥＴ３４を
介してトランス３１における二次巻線３１ｂの誘起電圧
が短絡することに起因する短絡電流の発生が阻止され、
これにより、損失を防止して変換効率を向上することが
できると共にノイズの発生を防止することもできる。

【００６９】以後、制御回路３５が、上記の処理を繰り
返すことにより、電流Ｉ1 とフリーホイーリング電流Ｉ
F とが合成された充電電流によってコンデンサＣＡが充
電される。この場合、コンデンサＣＡが、高周波特性の
よい電解コンデンサＣ５を備えて構成されているため、
急激な過負荷状態への変動の際には、電解コンデンサＣ
５から出力電流を瞬時に供給することができる。また、
脈流を入力電圧ＶINとする場合、脈流の谷間の期間では
主回路２ｅによる電力生成が困難となる。しかし、この
期間において、大容量の電気二重層型のコンデンサＣ１
〜Ｃ４から出力電圧ＶO を出力させることにより、その
谷間の期間においても、出力電圧ＶO を安定して負荷に
供給することができる。このため、トランス３１の一次
巻線３１ａ側の一次回路をコンデンサレス回路で構成す
ることができ、この構成を採用した場合には、入力力率
を大幅に向上させることができる。さらに、コンデンサ
ＣＡが大容量の蓄電が可能な電気二重層コンデンサＣ１
〜Ｃ４を備えて構成されているため、通常状態では、負
荷に対して安定して大電流を供給することができる。

【００７０】以上のように、この電源装置１Ｇによれ
ば、ＦＥＴ３４がオフ状態に制御された後にスイッチ素
子３２，１２がオン状態に制御されるため、変換効率を
向上させることができると共にノイズの発生を防止する
ことができる。また、トランス３３における二次巻線３
３ｃの誘起電圧でＦＥＴ３４のオン／オフを制御するこ
とにより、ＦＥＴ３４のスイッチング制御回路を極めて
簡易に構成することができる。また、出願人が既に提案
している充電技術（特願平１１−３０６２４４号）を適
用することもできる。この場合、トランス３３に複数の
二次巻線を設け、各二次巻線から放出されるフライホイ
ール電流ＩF を各コンデンサＣ１〜Ｃ４に別々に供給す
ることで、電気エネルギーを各コンデンサＣ１〜Ｃ４に
最も効率よく蓄電させることができる。

【００７１】なお、本発明は、上記した発明の実施の形
態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、降圧型コンバータ１では、本発明における
チョークコイルの蓄積エネルギー放出完了を検出するた
めに、トランス１３の二次巻線１３ｂに誘起する電圧Ｖ
LBを監視しているが、これに限らず、転流ダイオード１
４（電源装置１ＧにおいてはＦＥＴ３４）を流れるフリ
ーホイーリング電流ＩFを監視する構成を採用すること
もできる。この場合、例えば、転流ダイオード１４のカ
ソード、およびトランス１３における一次巻線１３ａの
巻始め側端子間にカレントトランスを配設すればよく、
この際には、トランス１３に代えてチョークコイルを用
いることができる。ただし、本発明における検出手段と
してトランス１３を採用する構成の場合、トランス１３
に二次巻線１３ｂを追加するだけでよいため、カレント
トランスを別途用いる構成と比較して、コストの上昇を
抑えることができる。また、充電装置１Ｅ，１Ｆでは、
出力電圧ＶO を平滑するためのコンデンサを用いない構
成を採用したが、平滑用コンデンサを配設してもよい。
さらに、本発明の実施の形態に係る充電装置１Ｅ，１Ｆ
では、電気二重層コンデンサやイオン電池を充電する例
について説明したが、これに限らず、他の種類のコンデ
ンサおよび電池などを充電することができるのは勿論で
ある。

【００７２】

【発明の効果】以上のように、本発明に係る降圧型コン
バータによれば、制御回路が検出手段の検出結果に基づ
いて蓄積エネルギーの放出完了を判別した時およびその
判別時から所定時間経過時のいずれかの時点でスイッチ
素子をオン状態に制御することにより、装置の変換効率
の向上、発生ノイズの低減、および装置の小型化を図る
ことができる。また、制御回路が、スイッチ素子を流れ
る電流が所定値に達したときにスイッチ素子をオフ状態
に制御することにより、蓄電手段に適正な電流を供給す
ることができる。さらに、制御回路が、装置内素子の温
度に基づいて所定値を可変することにより、温度上昇に
起因する装置内素子の破損を防止することができる。

【００７３】また、制御回路が、蓄電手段の蓄電電圧が
所定電圧を超えた状態では、所定値を可変したり、蓄電
手段の蓄電電圧が所定電圧を超えた状態では、蓄電電圧
が所定電圧を超える以前のオン時間よりも短くなるよう
に、スイッチ素子のオン時間を制御したりすることによ
り、蓄電手段の過充電を防止することができ、これによ
り、蓄電手段の破損や短寿命化を防止することができ
る。

【００７４】さらに、チョークコイルをトランスの一次
巻線で構成し、検出手段が、トランスの二次巻線の誘起
電圧に基づいて蓄積エネルギーの放出状態を検出するこ
とにより、簡易な構成でありながら蓄積エネルギーの放
出状態を確実に検出することができる。この場合、検出
手段をトランスの第２の巻線で構成したことにより、カ
レントトランスなどを用いる構成と比較して、装置のコ
ストを抑えることができる。

【００７５】また、転流用素子として電界効果型トラン
ジスタで構成することによりスイッチング損失を極力小
さくすることができる。また、電界効果型トランジスタ
を検出手段の検出結果としての検出信号によってスイッ
チング制御することで、極めて簡易に構成することがで
きると共に確実にスイッチング制御することができる。

【００７６】さらに、大容量の蓄電が可能な電気二重層
コンデンサおよびイオン電池のいずれかで蓄電手段を構
成することにより、一次回路をコンデンサレス回路で構
成することができ、これにより、入力力率を大幅に向上
させることができると共に、負荷に対して安定して大電
流を供給することができる。

【００７７】一方、電気二重層コンデンサと、高周波特
性のよい電解コンデンサとを並列接続して蓄電手段を構
成した場合、急激な過負荷状態への変動の際に、電解コ
ンデンサから出力電流を確実かつ瞬時に供給することが
できる。

【００７８】また、制御回路が、スイッチ素子に等価的
に並列接続された容量性素子にチョークコイルによる蓄
積エネルギーの放出時において蓄積されている蓄積電荷
の一部または全部が放出された状態のときに、スイッチ
素子をオン状態に制御することにより、０ボルトスイッ
チを実現することができ、これにより、変換効率を格段
に向上させることができる。この場合、制御回路が、少
なくとも容量性素子、チョークコイルおよび蓄電手段に
よる共振現象によって容量性素子の蓄積電荷の一部また
は全部が放出された状態のときに、スイッチ素子をオン
状態に制御するのが好ましい。

【００７９】また、蓄積エネルギーの放出完了の時点か
らスイッチ素子をオン状態に制御するまでの時間を調整
可能に制御回路を構成したり、共振現象における共振条
件を調整可能な調整手段を備えたりすることにより、確
実に０ボルトスイッチを行うことができ、これにより、
装置の変換効率を格段に向上させることができる。さら
に、そのインダクタンス値が可変制御可能でチョークコ
イルとして機能する可変インダクタで調整手段を構成す
ることにより、無段階で共振条件を調整することができ
る。また、スイッチ素子に並列接続されるコンデンサで
調整手段を構成することにより、極めて簡易かつ安価に
構成することができる。

【００８０】また、容量性素子の両端間における共振電
圧の振幅値を調整可能な振幅値調整回路を備えることに
より、入力電圧や出力電圧の電圧値に左右されずに、確
実に０ボルトスイッチを行うことができる。

【００８１】また、本発明に係る充電装置によれば、制
御回路が、チョークコイルの蓄積エネルギーの放出完了
を判別した時およびその判別時から所定時間経過時のい
ずれかの時点でスイッチ素子をオン状態に制御すること
により、転流用素子を介しての入力電圧の短絡に起因す
る短絡電流の発生を確実に防止することができるため、
変換効率を向上させることができると共にノイズの発生
を防止することができる。また、充電電流を連続して蓄
電手段に供給することができるため、充電電流の平均電
流値を大きくすることができ、これにより、充電時間を
短縮することができる。さらに、スイッチ素子を流れる
電流の電流値が第１所定値に達したときにスイッチ素子
をオフ状態に制御することにより、充電電流のピーク電
流値を抑えることができる結果、チョークコイルのイン
ダクタンスを小さくすることができ、これにより、チョ
ークコイルの小型化、ひいては充電装置の小型化を図る
ことができる。また、端子電圧の変動幅が大きい電気二
重層コンデンサやイオン電池などの蓄電手段を充電する
際にも、平均電流値がほぼ一定の充電電流で充電するこ
とができるため、充電時間の短縮および均一化を図るこ
とができる。

【００８２】さらに、制御回路がＮ個の主回路各々にお
けるスイッチ素子のオンタイミングが互いに異なるよう
に制御することにより、充電電流に重畳される出力リッ
プルを低減することができる。また、制御回路が、Ｎ個
の主回路各々におけるスイッチ素子のオンタイミングを
ほぼ１／Ｎ周期ずつシフトさせて制御することにより、
充電電流に重畳される出力リップルを最も低減すること
ができる。

【００８３】加えて、本発明に係るフォワード型スイッ
チング電源装置によれば、装置の変換効率の向上、発生
ノイズの低減、および装置の小型化を図ることができ
る。

【００８４】また、本発明に係るスイッチング制御方法
によれば、降圧型コンバータの変換効率の向上、発生ノ
イズの低減、および小型化を図ることができる。この場
合、スイッチ素子を流れる電流が所定値に達したときに
スイッチ素子をオフ状態に制御することにより、蓄電手
段に適正な電流を供給することができる。さらに、スイ
ッチ素子に等価的に並列接続された容量性素子にチョー
クコイルによる蓄積エネルギーの放出時において蓄積さ
れている蓄積電荷の一部または全部が放出された状態の
ときにスイッチ素子をオン状態に制御することにより、
確実に０ボルトスイッチを行うことができ、これによ
り、装置の変換効率を格段に向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
の回路図である。

【図２】降圧型コンバータ１の動作を説明するための信
号波形図等であって、（ａ）はスイッチ素子１２の動作
状態を示す動作状態図、（ｂ）は電流Ｉ1 の電流波形
図、（ｃ）は電圧ＶLBの電圧波形図、（ｄ）はフリーホ
イーリング電流ＩF の電流波形図、（ｅ）は電圧Ｖ2 の
電圧波形図である。

【図３】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ａの回路図である。

【図４】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ｂの回路図である。

【図５】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ｃの回路図である。

【図６】本発明の実施の形態に係る降圧型コンバータ１
Ｄの回路図である。

【図７】本発明の実施の形態に係る充電装置１Ｅの回路
図である。

【図８】充電装置１Ｅの動作を説明するための過渡現象
を除いた概念的な信号波形図等であって、（ａ）はスイ
ッチ素子１２の動作状態を示す動作状態図、（ｂ）は充
電電流Ｉ1 の電流波形図、（ｃ）は電圧ＶLBの電圧波形
図、（ｄ）はフリーホイーリング電流ＩF の電流波形
図、（ｅ）は電流ＩC1の電流波形図である。

【図９】本発明の他の実施の形態に係る充電装置１Ｆの
回路図である。

【図１０】充電装置１Ｆにおける充電電流ＩC の電流波
形図である。

【図１１】電源装置１Ｇの回路図である。

【図１２】従来の充電装置４１の回路図である。

【図１３】従来の充電装置４１の動作を説明するための
信号波形図等であって、（ａ）はスイッチ素子５１の動
作状態を示す動作状態図、（ｂ）は充電電流の電流波形
図、（ｃ）は電圧ＶD の電圧波形図である。

【符号の説明】

１，１Ａ〜１Ｄ降圧型コンバータ１Ｅ，１Ｆ充電装置１Ｇ電源装置２，２ａ〜２ｅ主回路１０，１２ｃ，Ｃ１〜Ｃ４コンデンサ１１，２１カレントトランス１２，２２，３２スイッチ素子１２ａ寄生容量１３，１６，１７，２３，３１，３３トランス１３ａ一次巻線１３ｂ二次巻線１４，２４転流ダイオード１５，２５，３５制御回路１６ａ，１７ａ第１巻線１６ｂ，１７ｂ第２巻線３４ＦＥＴＣＡコンデンサＣ５電解コンデンサＶLB 電圧

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１２年８月１１日（２０００．８．１
１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】降圧型コンバータ

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧を降圧し
て直流電圧を生成する降圧型コンバータに関するもので
ある。

【０００２】

【０００３】

【０００７】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、変換効率の向上、発生ノイズの低減、
および装置の小型化を図り得る降圧型コンバータを提供
することを主目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の降圧型コンバータは、供給される電流によ
って蓄電する蓄電手段を備えると共に、入力電圧をスイ
ッチングするスイッチ素子と、スイッチ素子と蓄電手段
の一端との間に接続されスイッチ素子を流れる電流によ
ってエネルギーを蓄積するチョークコイルと、蓄電手段
の他端とチョークコイルとの間に接続されスイッチ素子
のオフ時にチョークコイルから蓄積エネルギーを蓄電手
段に放出させる転流用素子と、スイッチ素子をオン状態
に制御すると共にスイッチ素子を流れる電流が所定値に
達したときにスイッチ素子をオフ状態に制御する制御回
路とを備えた降圧型コンバータにおいて、チョークコイ
ル、蓄電手段および転流用素子からなる直列回路を流れ
るフライホイール電流、またはチョークコイルの両端に
発生する電圧を検出することによりチョークコイルによ
る蓄積エネルギーの放出状態を検出する検出手段を備
え、制御回路は、検出手段によって蓄積エネルギーの放
出完了が検出された後にスイッチ素子の両端間電圧が最
も低下した時点でスイッチ素子をオン状態に制御するこ
とを特徴とする。

【０００９】この場合、制御回路が、電流が流れること
によって発熱する装置内素子の温度が上昇したときに、
所定値を小さくして、スイッチ素子を流れる電流がその
小さくした所定値に達した時点でスイッチ素子をオフ状
態に制御するのが好ましい。

【００１０】また、制御回路が、蓄電手段の蓄電電圧が
所定電圧を超えた状態では、所定値を小さくして、スイ
ッチ素子を流れる電流がその小さくした所定値に達した
時点でスイッチ素子をオフ状態に制御するのが好まし
い。

【００１１】加えて、チョークコイルが、スイッチ素子
および蓄電手段の間に接続された一次巻線と、二次巻線
とを有し、その二次巻線が検出手段を構成するのが好ま
しい。

【００１２】また、チョークコイルが、直列接続された
第１の巻線および第２の巻線を備えて構成され、両巻線
が、スイッチ素子と蓄電素子との間に接続され、その第
２の巻線が、転流用素子と蓄電素子との間に接続されて
いることが好ましい。さらに、チョークコイルが、直列
接続された第１の巻線および第２の巻線を備えて構成さ
れ、その第２の巻線が、スイッチ素子と蓄電素子との間
に接続され、両巻線が、転流用素子と蓄電素子との間に
接続されているのも好ましい。また、チョークコイル
が、第１の巻線と、その第１の巻線に磁気結合する第２
の巻線とを備えて構成され、その第１の巻線が、スイッ
チ素子と蓄電素子との間に接続され、第２の巻線が、転
流用素子と蓄電素子との間に接続されているのも好まし
い。

【００１３】また、スイッチ素子のオフ時にオン状態に
移行してチョークコイルから蓄積エネルギーを放出させ
る電界効果型トランジスタで転流用素子を構成すること
ができる。

【００１４】さらに、そのインダクタンス値を制御可能
な可変インダクタでチョークコイルを構成するのが好ま
しい。

【００１５】また、本発明に係る降圧コンバータは、供
給される電流によって蓄電する蓄電手段を備えると共
に、入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、スイ
ッチ素子と蓄電手段の一端との間に接続されスイッチ素
子を流れる電流によってエネルギーを蓄積するチョーク
コイルと、蓄電手段の他端とチョークコイルとの間に接
続されスイッチ素子のオフ時にチョークコイルから蓄積
エネルギーを蓄電手段に放出させる転流用素子とを有す
る主回路を複数備え、かつ、各スイッチ素子を別個にそ
れぞれオン状態に制御すると共に各スイッチ素子を流れ
る電流が所定値に達したときに各スイッチ素子をオフ状
態に制御することによって各スイッチ素子のオン／オフ
の位相を異ならせる制御回路とを備えた降圧型コンバー
タであって、各チョークコイル、蓄電手段および各転流
用素子からなる各直列回路をそれぞれ流れる各フライホ
イール電流、または各チョークコイルの両端にそれぞれ
発生する各電圧を検出することにより各チョークコイル
による蓄積エネルギーの放出状態を検出する検出手段を
各主回路毎に備え、制御回路は、各主回路毎に、検出手
段によって蓄積エネルギーの放出完了が検出された後に
スイッチ素子の両端間電圧が最も低下した時点でスイッ
チ素子をオン状態に制御することを特徴とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る降圧型コンバータの好適な実施の形態について
説明する。

【００１７】最初に、本発明に係る降圧型コンバータの
動作原理について説明する。

【００１８】図１に示すように、降圧型コンバータ１
は、主回路２と、本発明における蓄電手段に相当するコ
ンデンサＣＡとを備え、この主回路２は、コンデンサ１
０と、例えばＦＥＴで構成されたスイッチ素子１２と、
本発明におけるチョークコイルに相当する一次巻線１３
ａおよび本発明における検出手段に相当する二次巻線１
３ｂを有するトランス１３と、本発明における転流用素
子に相当する転流ダイオード１４とで構成されている。
また、降圧型コンバータ１は、主回路２内のスイッチ素
子１２のオン／オフをスイッチング制御する制御回路１
５を備えている。

【００１９】スイッチ素子１２は、制御回路１５の制御
下で、スイッチング周波数制御方式およびＰＷＭ（Puls
e Width Modulation）制御方式の両制御方式に従ってオ
ン／オフ制御され、等価的には、寄生容量１２ａと、寄
生ダイオード１２ｂとが並列接続されている。また、ス
イッチ素子１２には、コンデンサ１２ｃが並列接続され
ている。なお、以下の説明において、理解を容易にする
ために、寄生ダイオード１２ｂの順方向電圧を０Ｖとみ
なすこととする。トランス１３は、スイッチ素子１２が
オン状態のオン期間においては、電流Ｉ1 が一次巻線１
３ａを流れることにより、その巻始め側端子が巻き終わ
り側端子に対して正電圧となる電圧ＶLBを二次巻線１３
ｂから出力し、スイッチ素子１２がオフ状態のオフ期間
においては、その巻始め側端子が巻き終わり側端子に対
して負電圧となる電圧ＶLBを二次巻線１３ｂから出力す
る。

【００２０】一方、制御回路１５は、トランス１３の二
次巻線１３ｂに誘起する電圧ＶLBを監視することによ
り、トランス１３の蓄積エネルギーの放出完了を判別
し、その判別時から所定時間を経過した時点で、スイッ
チ素子１２をオン状態に制御する。

【００２１】次に、降圧型コンバータ１の動作につい
て、図２を参照して説明する。

【００２２】この降圧型コンバータ１では、起動後の状
態では、まず、図２（ａ）に示すように、制御回路１５
が、スイッチ素子１２をオン状態に制御する。この際に
は、入力電圧ＶINに基づく電流Ｉ1 が、プラス入力端
子、スイッチ素子１２、トランス１３の一次巻線１３
ａ、コンデンサＣＡ、およびマイナス入力端子からなる
電流経路を流れ、これにより、コンデンサＣＡが充電さ
れると共にトランス１３に励磁エネルギーが蓄積され
る。この場合、電流Ｉ1 は、同図（ｂ）に示すように、
その電流値が時間の経過と共に徐々に増加する。また、
この期間では、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に
電圧ＶLBが誘起し、この電圧ＶLBは、同図（ｃ）に示す
ように、二次巻線１３ｂの巻始め側端子が巻き終わり側
端子に対して正電圧となる。

【００２３】次いで、制御回路１５が、スイッチ素子１
２をオフ状態に制御すると、トランス１３に蓄積されて
いる励磁エネルギーに基づくフライホイール電流ＩF
が、一次巻線１３ａの巻き終わり側端子、コンデンサＣ
Ａ、転流ダイオード１４、および一次巻線１３ａの巻き
始め側端子からなる電流経路を流れる。この場合、フラ
イホイール電流ＩF は、図２（ｄ）に示すように、その
電流値が時間の経過と共に徐々に低下する。同時に、ト
ランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘起する電圧ＶLB
は、同図（ｃ）に示すように、二次巻線１３ｂの巻始め
側端子が巻き終わり側端子に対して負電圧となる。ま
た、この際には、スイッチ素子１２の両端電圧（電圧値
Ｖ2 とする）は、入力電圧ＶINの電圧値（電圧値Ｖ1 と
する）とほぼ等しい状態を維持する。やがて、トランス
１３の励磁エネルギーが放出し終わると、同図（ｄ）に
示すように、フライホイール電流ＩF が流れなくなる。
この際には、トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘
起していた電圧ＶLBの電圧値が、同図（ｃ）に示すよう
に、上昇し始める。

【００２４】また、この際には、転流ダイオード１４が
オフ状態になり、この状態では、スイッチ素子１２の両
端電圧とコンデンサＣＡの両端の電圧（電圧値Ｖ3 とす
る）との加算値は、入力電圧ＶINの電圧値と比較して、
ほぼ電圧値Ｖ3 だけ高い電圧となる。したがって、マイ
ナス入力端子、コンデンサＣＡ、トランス１３の一次巻
線１３ａ、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの並
列回路、並びにプラス入力端子からなる電流経路を電流
Ｉ2 が流れる。この場合、電流Ｉ2 は、スイッチ素子１
２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）とコンデンサＣＡの両端電
圧（電圧値Ｖ3）との加算値が、入力電圧ＶINの電圧値
Ｖ1 と等しくなるまで（つまり、電圧値Ｖ2 が電圧値
（Ｖ1 −Ｖ3 ）と等しくなるまで）流れ続ける。したが
って、この際には、電圧ＶLBは、図２（ｃ）に示すよう
に徐々に上昇する。一方、電圧値Ｖ2 が電圧値（Ｖ1 −
Ｖ3 ）と等しくなった時点では、トランス１３は、一次
巻線１３ａを流れていた電流Ｉ2 によって励磁されてい
るため、その励磁エネルギーがなくなるまで、電流Ｉ2
を継続して流れ続けさせる。なお、電流Ｉ2 が流れ続け
ている間において、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１
２ｃの電荷が放出し終わったときには、電流Ｉ2 は、寄
生ダイオード１２ｂを介してその電流経路内を流れるこ
とになる。一方、この励磁エネルギーが放出された時点
では、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 が、スイッチ素子１２
の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）とコンデンサＣＡの両端電圧
（電圧値Ｖ3 ）との加算値よりも高い電圧になるため、
電流Ｉ2とは逆向きの電流経路で電流Ｉ3 が流れること
になる。

【００２５】したがって、共振回路に相当するこの電流
経路内で、図２（ｅ）に示すように、直列共振現象が発
生する。この場合、スイッチ素子１２の両端の電圧値Ｖ
2 は、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 から徐々に低下し、０
Ｖに達した以降の状態では、寄生ダイオード１２ｂによ
ってクランプされて０Ｖに制限される。なお、正確に
は、絶対値が寄生ダイオード１２ｂの順方向電圧（約１
Ｖ）と等しいマイナス電圧に制限される。また、電圧値
Ｖ2 は、寄生ダイオード１２ｂによって電圧制限されな
いとした場合には、直列共振が始まってから直列共振に
おける周期Ｔの１／２の時間が経過した時点で、最も低
下する。なお、寄生ダイオード１２ｂによって電圧制限
されないとした場合、電圧値Ｖ2 は、下記の式が成立
するのを条件として、０Ｖ以下となり、電圧値Ｖ3 の２
倍の電圧と電圧値Ｖ1 とが等しいときに、電圧値Ｖ2 の
最低値が０Ｖとなる。また、直列共振の周期Ｔは、コン
デンサ１０，ＣＡの容量が寄生容量１２ａおよびコンデ
ンサ１２ｃの容量と比較して十分に大きいため、寄生容
量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの並列容量と、トラン
ス１３における一次巻線１３ａのインダクタンス値とで
決定される。２・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・・・式

【００２６】このため、この降圧型コンバータ１では、
制御回路１５は、電圧ＶLBの上昇を判別した時から例え
ば直列共振の１／２周期が経過した時点で、スイッチ素
子１２をオン状態に制御する。これは、スイッチ素子１
２の両端の電圧（電圧値Ｖ2）がほぼ０Ｖの状態（つま
り、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃの蓄積電荷
が放出された状態）のため、いわゆる０ボルトスイッチ
が行われることを意味する。なお、本明細書では、寄生
容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃにおける蓄積電荷の
一部または全部が放出された状態でスイッチ素子１２を
オン状態またはオフ状態に制御する方式を総称して「０
ボルトスイッチ」という。また、スイッチ素子１２がオ
ン状態に制御される過渡的状態におけるスイッチ素子１
２自身による半導体損失は、その電流経路内に存在する
トランス１３の一次巻線１３ａによって電流がほぼ０Ａ
に制限されるため、殆ど無視することができる。逆に、
スイッチ素子１２のオフ時には、スイッチ素子１２の両
端に並列接続されている寄生容量１２ａおよびコンデン
サ１２ｃに電流が流れて充電されるため、スイッチ素子
１２には極めて僅かな電流Ｉ1 しか流れない。したがっ
て、この際にも０ボルトスイッチが行われる。このた
め、コンデンサ１２ｃは、スイッチ素子１２がオフ状態
に制御される際の０ボルトスイッチの達成に貢献する。
この場合、寄生容量１２ａおよびコンデンサ１２ｃに蓄
積された電荷は、直列共振によってコンデンサ１０に回
生される。このため、その電荷の蓄積自体に起因する電
力損失は極めて僅かなものとなる。このように、スイッ
チ素子１２をオン／オフ制御する際のスイッチング損失
の低下を防止することができるため、降圧型コンバータ
１の変換効率を格段に向上させることができる。

【００２７】なお、降圧型コンバータ１の設計仕様によ
っては、上記式を満たすことができずに、スイッチ素
子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）が０Ｖに達しない状態
でスイッチ素子１２をオン状態に制御する場合もあり得
る。しかし、そのような場合であっても、電圧値Ｖ2 が
入力電圧ＶINの電圧値Ｖ1 と等しい状態でオン状態に制
御される従来方式と比較して、装置の変換効率を十分に
向上させることができる。以後、制御回路１５が、上記
の処理を繰り返すことにより、電流Ｉ1 とフライホイー
ル電流ＩF との合成電流としての電流ＩC1によってコン
デンサＣＡが電圧値Ｖ3 に充電され、この両端電圧が出
力電圧ＶO として負荷に供給される。

【００２８】一方、制御回路１５に内蔵の半導体には、
固有の遅延時間が存在する。このため、その遅延時間が
直列共振の１／２周期よりも長い場合、確実なる０ボル
トスイッチが困難となる。このため、コンデンサ１２ｃ
の容量値およびトランス１３の一次巻線１３ａのインダ
クタンス値の一方または双方を、その遅延時間を考慮し
た値に規定することにより、直列共振の周期Ｔを自在に
変えることができ、これにより、０ボルトスイッチの確
実化が可能となる。この場合、一次巻線１３ａのインダ
クタンス値を可変する方法については、出願人が既に提
案している可変誘導性素子をトランス１３に採用するこ
とで確実かつ容易に、しかも無段階で連続的に可変する
ことができる（特願平７−３０３７５７号参照）。ま
た、トランス１３が蓄積エネルギーの放出を完了した時
点からスイッチ素子１２をオン状態に制御するまでの時
間を調整する遅延回路を制御回路１５に内蔵させること
もでき、この場合にも、スイッチ素子１２の両端電圧
（電圧値Ｖ2 ）が０Ｖの状態の時点でスイッチ素子１２
をオン状態に制御することもできる。

【００２９】以上のように、この降圧型コンバータ１に
よれば、スイッチ素子１２を０ボルトスイッチさせるこ
とにより、装置の変換効率を格段に向上させることがで
きる。具体的には、発明者の実験によれば、数ＫＷの出
力電力を生成する降圧型コンバータの場合、９８％の超
高効率を達成できたのが確認されている。また、スイッ
チ素子１２がオン状態に制御される際には、転流ダイオ
ード１４が完全にオフ状態のため、短絡電流の発生を防
止することもでき、これにより、短絡電流に起因するノ
イズの発生も防止することができる。なお、上記構成に
おいて、転流ダイオード１４に代えて、ＦＥＴなどのス
イッチ素子を採用することもできる。

【００３０】一方、設計仕様によって上記式を満たさ
ない場合であっても、スイッチ素子１２を０ボルトスイ
ッチさせることも可能であり、かかる場合に好適に用い
られる降圧型コンバータ１Ａの構成および動作につい
て、図３を参照して説明する。なお、以下、降圧型コン
バータ１の構成要素と機能が同じ構成要素については、
同一の符号を付して重複した説明を省略し、同一の動作
についても重複した説明を省略する。

【００３１】この降圧型コンバータ１Ａの主回路２ａ
は、降圧型コンバータ１の主回路２とは異なり、振幅値
調整回路を構成するトランス１６を備えている。このト
ランス１６は、その接続点に中間タップが形成されると
共に直列接続された第１巻線１６ａおよび第２巻線１６
ｂと、第１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂに磁気結合
する第３巻線１６ｃとを備え、第１巻線１６ａおよび第
２巻線１６ｂがオートトランスとして機能する。この場
合、第１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂは、巻数Ｎ１
および巻数Ｎ２でそれぞれ巻き回され、両者が相まって
降圧型コンバータ１におけるトランス１３の一次巻線１
３ａと同一機能を有している。なお、第１巻線１６ａお
よび第２巻線１６ｂは、それぞれ請求項５記載の発明に
おける第１の巻線および第２の巻線を構成する。また、
第３巻線１６ｃは、電圧ＶLBを検出するための巻線であ
って、降圧型コンバータ１における二次巻線１３ｂと同
一の機能を有する。

【００３２】この降圧型コンバータ１Ａでは、スイッチ
素子１２のオン状態制御時には、電流Ｉ1 が第１巻線１
６ａおよび第２巻線１６ｂの直列回路を流れることによ
り、トランス１６は、励磁されてエネルギーを蓄積す
る。一方、スイッチ素子１２がオフ状態に制御された際
には、トランス１６の蓄積エネルギーに基づくフライホ
イール電流ＩF が、第２巻線１６ｂの巻き終わり側端
子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１４、および第２
巻線１６ｂの巻始め側端子からなる電流経路を流れる。
この際には、第１巻線１６ａの両端に、下記の式で表
される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり
側端子が巻始め側端子に対して正電圧となる。Ｖａ＝Ｎ1 ・Ｖ3 ／Ｎ2 ・・・・式

【００３３】この際には、寄生容量１２ａおよびコンデ
ンサ１２ｃの両端電圧としての電圧値Ｖ2 は、電圧Ｖａ
との加算値が電圧値Ｖ1 と等しいため、電圧値Ｖ1 より
も電圧Ｖａ分高い電圧値となる。このため、直列共振時
における共振電圧波形の振幅値は、降圧型コンバータ１
における共振電圧波形の振幅値よりも電圧Ｖａ分大きく
なる。したがって、直列共振時において電圧値Ｖ2 が０
Ｖ以下となるための条件は、図２（ｅ）において、トラ
ンス１６における蓄積エネルギーの放出完了時点での電
圧値Ｖ2 （Ｖ1 ＋Ｖａ）が電圧値（Ｖ1 −Ｖ3 ）の２倍
の電圧よりも高い電圧であることが条件とされるため、
下記の式で表される。（２＋Ｎ１／Ｎ２）・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・・・式

【００３４】上記式によれば、入力電圧ＶINの電圧値
Ｖ1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 よりも２倍以上高い電
圧となる設計仕様の場合であっても、巻数Ｎ１，Ｎ２を
適宜規定することにより、直列共振時におけるスイッチ
素子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下さ
せることができる。つまり、この場合、０ボルトスイッ
チが可能なことを意味する。

【００３５】次に、オートトランス型のトランス１６に
代えて絶縁型のトランスを用いた降圧型コンバータ１Ｂ
の構成および動作について説明する。

【００３６】図４に示すように、降圧型コンバータ１Ｂ
の主回路２ｂは、巻数（Ｎ１＋Ｎ２）の第１巻線１７ａ
と、巻数Ｎ２の第２巻線１７ｂと、トランス１３の二次
巻線１３ｂと同一機能を有する第３巻線１７ｃとが巻き
回されたトランス１７を備えている。この場合、第１巻
線１７ａおよび第２巻線１７ｂは、それぞれ請求項７記
載の発明における第１の巻線および第２の巻線を構成す
る。

【００３７】この降圧型コンバータ１Ｂでは、降圧型コ
ンバータ１Ａと同様にして、スイッチ素子１２がオフ状
態に制御された際には、トランス１７の蓄積エネルギー
に基づくフライホイール電流ＩF が、第２巻線１７ｂの
巻き終わり側端子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１
４、および第２巻線１７ｂの巻始め側端子からなる電流
経路を流れる。この際には、第１巻線１７ａの両端に、
上記式で表される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａ
も、巻き終わり側端子が巻始め側端子に対して正電圧と
なる。このため、この降圧型コンバータ１Ｂにおいて
も、降圧型コンバータ１Ａと同様にして、直列共振時に
おいて電圧値Ｖ2 が０Ｖ以下となるための条件は、上記
式で表される。したがって、この構成によっても、０
ボルトスイッチが可能となる。

【００３８】なお、上記したように、寄生容量１２ａお
よびコンデンサ１２ｃに蓄積された電荷は直列共振時に
コンデンサ１０に回生されるため、その電荷の蓄積自体
による電力損失は僅かではある。しかし、電圧値Ｖ2 が
必要以上に大きい場合には、その僅かな電力損失が超高
効率化を達成するための妨げとなる。このように電圧値
Ｖ2 が必要以上に大きくなるケースは、入力電圧ＶINの
電圧値Ｖ1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 に近づいた場合
に生じる。特に充電装置では、むしろその必要性が多
く、例えば、入力電圧ＶINが５Ｖで出力電圧ＶO が３．
３Ｖという設計仕様のように、入力電圧ＶINの電圧値Ｖ
1 が出力電圧ＶO の電圧値Ｖ3 の２倍以内となるケース
がある。このため、このような場合には、図５，６に示
す構成を採用することで、電圧値Ｖ2 を任意の電圧値に
低下させることができる。なお、両図においては、以下
の説明に必要な構成のみを図示する。

【００３９】図５に示すように、降圧型コンバータ１Ｃ
は、トランス１６の第１巻線１６ａについての接続が降
圧型コンバータ１Ａとは異なっている。具体的には、第
１巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂの接続点としての中
間タップにスイッチ素子１２の一端が接続され、かつ第
１巻線１６ａの巻始め側端子に転流ダイオード１４のカ
ソードが接続されている。この場合、第１巻線１６ａお
よび第２巻線１６ｂは、それぞれ請求項６記載の発明に
おける第１の巻線および第２の巻線を構成する。

【００４０】この降圧型コンバータ１Ｃでは、スイッチ
素子１２がオン状態のときには、電流Ｉ1 がトランス１
６の第２巻線１６ｂを流れる。一方、スイッチ素子１２
がオフ状態のときには、フライホイール電流ＩF が第１
巻線１６ａおよび第２巻線１６ｂを流れる。そして、そ
の際には、第１巻線１６ａの両端には、下記の式で表
される電圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり
側端子が巻始め側端子に対して正電圧となる。Ｖａ＝Ｎ1 ・Ｖ3 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）・・式

【００４１】したがって、この際には、スイッチ素子１
２の両端電圧としての電圧値Ｖ2 は、電圧Ｖａとの加算
値が電圧値Ｖ1 と等しいため、電圧値Ｖ1 よりも電圧Ｖ
ａ分低い電圧値となる。このため、直列共振時における
共振電圧波形の振幅値は、降圧型コンバータ１における
共振電圧波形の振幅値よりも電圧Ｖａ分小さくなる。し
たがって、直列共振時において電圧値Ｖ2 が０Ｖ以下と
なるための条件は、図２（ｅ）において、トランス１６
における蓄積エネルギーの放出完了時点での電圧値Ｖ2
（Ｖ1 −Ｖａ）が電圧値（Ｖ1 −Ｖ3 ）の２倍の電圧よ
りも高い電圧であることが条件とされるため、下記の
式で表される。（２−Ｎ１／（Ｎ1 ＋Ｎ２））・Ｖ3 ≧Ｖ1 ・・・式

【００４２】上記式によれば、巻数Ｎ１，Ｎ２を適宜
規定することにより、直列共振時における共振電圧波形
の振幅値を必要以上に大きくすることなく、スイッチ素
子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下に低下させ
ることができる。

【００４３】また、図６に示す降圧型コンバータ１Ｄ
は、トランス１７の第１巻線１７ａおよび第２巻線１７
ｂについての接続が降圧型コンバータ１Ｂとは異なって
いる。具体的には、第２巻線１７ｂがスイッチ素子１２
の一端とコンデンサＣＡのプラス側端子の間に接続さ
れ、第１巻線１７ａが転流ダイオード１４のカソードと
コンデンサＣＡのプラス側端子との間に接続されてい
る。この場合、第１巻線１７ａおよび第２巻線１７ｂ
は、それぞれ請求項７記載の発明における第２の巻線お
よび第１の巻線を構成する。この降圧型コンバータ１Ｄ
では、スイッチ素子１２がオン状態のときには、電流Ｉ
1 がトランス１７の第２巻線１７ｂを流れる。一方、ス
イッチ素子１２がオフ状態のときには、フライホイール
電流ＩF が第１巻線１７ａを流れる。そして、その際に
は、第２巻線１７ｂの両端には、上記式で表される電
圧Ｖａが発生し、この電圧Ｖａは、巻き終わり側端子が
巻始め側端子に対して正電圧となる。したがって、降圧
型コンバータ１Ｃと同様にして、直列共振時における共
振電圧波形の振幅値を必要以上に大きくすることなく、
スイッチ素子１２の両端電圧（電圧値Ｖ2 ）を０Ｖ以下
に低下させることができる。

【００４４】次に、本発明に係る降圧型コンバータを充
電装置に適用した実施の形態について、図７，８を参照
して説明する。

【００４５】図７に示すように、充電装置１Ｅは、例え
ば、リチウムイオン電池や、電気二重層コンデンサなど
の端子間電圧が大幅に変動するコンデンサＣＡを充電す
るのに適しており、全体として降圧チョッパー型回路で
構成されている。具体的には、充電装置１Ｅは、主回路
２ｃを備え、この主回路２ｃは、スイッチ素子１２を流
れる電流検出手段として機能するカレントトランス１１
と、例えばＦＥＴやトランジスタで構成されたスイッチ
素子１２と、トランス１３と、転流ダイオード１４とで
構成されている。また、充電装置１Ｅは、制御回路１５
を備え、この制御回路１５には、例えばスイッチ素子１
２の温度を検出する温度センサ１８が接続されている。

【００４６】カレントトランス１１は、一次巻線１１ａ
および二次巻線１１ｂを備え、一次巻線１１ａを電流Ｉ
1 が流れる際に、その電流Ｉ1 に比例する電流を二次巻
線１１ｂから出力する。一方、制御回路１５は、カレン
トトランス１１の二次巻線１１ｂの両端に接続される負
荷回路を内蔵しており、その負荷回路に発生する電圧に
基づいて電流Ｉ1 の電流値を監視し、電流Ｉ1 が予め規
定された基準電流値ＩR に達したときにスイッチ素子１
２をオフ状態に制御する。また、制御回路１５は、トラ
ンス１３の二次巻線１３ｂに誘起する電圧ＶLBを監視す
ることにより、トランス１３から出力されるフライホイ
ール電流ＩF によるコンデンサＣＡに対する充電電流の
供給停止状態（つまり、トランス１３の蓄積エネルギー
の放出）を検出し、その際には、制御回路１５は、スイ
ッチ素子１２をオン状態に制御する。さらに、制御回路
１５は、出力電圧ＶO の電圧値を監視し、所定電圧に達
したときに、コンデンサＣＡに供給する電流ＩC1の平均
電流値を低下させる。

【００４７】次に、充電装置１Ｅの動作について、図８
を参照して説明する。

【００４８】この充電装置１Ｅでは、充電開始時には、
まず、図８（ａ）に示すように、制御回路１５がスイッ
チ素子１２をオン状態に制御する。この際には、入力電
圧ＶINに基づく電流Ｉ1 が、プラス入力端子、カレント
トランス１１の一次巻線１１ａ、スイッチ素子１２、ト
ランス１３の一次巻線１３ａ、コンデンサＣＡ、および
マイナス入力端子からなる電流経路を流れ、これによ
り、コンデンサＣＡが充電されると共にトランス１３に
励磁エネルギーが蓄積される。この場合、電流Ｉ1 は、
同図（ｂ）に示すように、その電流値が時間の経過と共
に徐々に増加する。また、この期間では、トランス１３
の二次巻線１３ｂの両端に電圧ＶLBが誘起し、この電圧
ＶLBは、同図（ｃ）に示すように、二次巻線１３ｂの巻
始め側端子が巻き終わり側端子に対して正電圧となる。
また、この期間では、制御回路１５は、内蔵の負荷回路
の両端電圧（つまり、二次巻線１１ｂの両端電圧）を監
視し、電流Ｉ1 の電流値が同図（ｂ）に示す基準電流値
ＩR に達するまでスイッチ素子１２をオン状態に維持す
る。続いて、制御回路１５は、電流Ｉ1 の電流値が基準
電流値ＩR に達したと判別した時点（または、超えたと
判別した時点）で、スイッチ素子１２をオフ状態に制御
する。

【００４９】スイッチ素子１２がオフ状態に制御される
と、トランス１３に蓄積されている励磁エネルギーに基
づくフライホイール電流ＩF が、一次巻線１３ａの巻き
終わり側端子、コンデンサＣＡ、転流ダイオード１４、
および一次巻線１３ａの巻き始め側端子からなる電流経
路を流れる。この場合、フライホイール電流ＩF は、図
８（ｄ）に示すように、その電流値が時間の経過と共に
徐々に低下する。同時に、トランス１３の二次巻線１３
ｂの両端に誘起する電圧ＶLBは、同図（ｃ）に示すよう
に、二次巻線１３ｂの巻始め側端子が巻き終わり側端子
に対して負電圧となる。やがて、トランス１３の励磁エ
ネルギーが放出し終わると、同図（ｄ）に示すように、
フライホイール電流ＩF が流れなくなる。この際には、
トランス１３の二次巻線１３ｂの両端に誘起していた電
圧ＶLBの電圧値が、同図（ｃ）に示すように、急上昇す
る。

【００５０】この際には、制御回路１５は、電圧ＶLBの
急上昇を検出した時点で、図８（ａ）に示すように、ス
イッチ素子１２をオン状態に制御する。この際には、転
流ダイオード１４がオン状態からオフ状態に移行してい
るため、転流ダイオード１４を介して入力電圧ＶINが短
絡することに起因する短絡電流の発生が阻止され、これ
により、損失を防止して変換効率を向上することができ
ると共にノイズの発生も防止することができる。なお、
電流Ｉ1 の平均電流値を極力大きくするという観点から
は、電圧ＶLBの急上昇を検出した時点で速やかにスイッ
チ素子１２をオン状態に制御するのが好ましく、環境条
件の変化などを考慮して転流ダイオード１４に短絡電流
が流れるのを確実に防止するという観点からは、転流ダ
イオード１４の逆回復時間よりも若干長目の時間が経過
した時点でスイッチ素子１２をオン状態に制御するのが
好ましい。

【００５１】以後、制御回路１５が、上記の処理を繰り
返すことにより、図８（ｅ）に示すように、電流Ｉ1 と
フライホイール電流ＩF とが合成された電流ＩC1によっ
てコンデンサＣＡが充電される。この場合、スイッチ素
子１２のオン期間とオフ期間とがほぼ連続しているた
め、電流ＩC1の平均電流値ＩA は、スイッチ素子１２の
スイッチング周期やディーティー比に影響されることな
く、同図（ｅ）に示すように、常に基準電流値ＩR のほ
ぼ１／２の電流値となる。

【００５２】なお、制御回路１５によるスイッチ素子１
２に対するオン／オフスイッチングの周期は、電流Ｉ1
の電流値が基準電流値ＩR に達するまでの時間が入力電
圧ＶINと出力電圧ＶO との入出力電圧差に応じて変化す
るため、入出力電圧差が大きいときには、短い時間とな
り、逆に、入出力電圧差が小さいときには、長い時間と
なる。また、スイッチ素子１２のオン／オフスイッチン
グの周期に対するオン期間のディーティー比は、出力電
圧ＶO が高いときほどトランス１３が励磁エネルギーを
早く放出するため、出力電圧ＶO の電圧値が高いときほ
ど小さくなり、逆に、出力電圧ＶO の電圧値が低いとき
ほど大きくなる。このため、スイッチ素子１２は、制御
回路１５によって周波数制御方式およびＰＷＭ制御方式
の両制御方式による自励発振方式でオン／オフ制御され
ることになる。したがって、周波数固定のＰＷＭ制御方
式などと比較して、コンデンサＣＡに供給する電流ＩC1
の供給休止期間が生じないため、充電時間を短縮するこ
とができる。

【００５３】一方、充電が進行すると、コンデンサＣＡ
が満充電状態に近づくため、出力電圧ＶO の電圧値が上
昇する。この場合、出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定
格充電電圧を超えると、過充電状態になるため、コンデ
ンサＣＡの破損や短寿命化を招くおそれがある。このた
め、制御回路１５は、出力電圧ＶO の電圧値を監視し、
出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定格充電電圧（本発明
における所定電圧に相当する）に達したとき（または、
超えたとき）には、電流ＩC1の平均電流値を小さくする
ように、スイッチ素子１２のオン／オフ制御を実行す
る。具体的には、２通りの制御方法があり、１つ目の制
御方法として、制御回路１５は、スイッチ素子１２のオ
ン時間を、出力電圧ＶO がコンデンサＣＡの定格充電電
圧に達する以前のオン時間よりも短くなるように制御す
る。また、２つ目の制御方法として、制御回路１５は、
実質的には、１つ目の制御方法とほぼ等価の方式である
が、基準電流値ＩR の電流値を小さく可変し、その可変
後の基準電流値ＩR に達した時点でスイッチ素子１２を
オフ状態に制御する。これらの制御方式を採用すること
により、電流Ｉ1 のピーク電流値が低下する。この場
合、電流ＩC1の平均電流は、そのピーク電流値の低下に
連動して低下し、電流Ｉ1 のピーク電流値のほぼ１／２
の電流値に自動的に維持される。さらに、制御回路１５
は、温度センサ１８のセンサ信号に基づいて、スイッチ
素子１２の温度が定格温度まで達したと判別したときに
は、電流Ｉ1 の電流値が基準電流値ＩR よりも小さい電
流値に達した時点でスイッチ素子１２をオフ状態に制御
する。これにより、電流ＩC1の平均電流が減少するた
め、スイッチ素子１２の温度上昇による破壊を防止する
ことができる。

【００５４】以上のように、この充電装置１Ｅによれ
ば、電流Ｉ1 の電流値が基準電流値ＩR に達したときに
自動的にスイッチ素子１２がオフ状態に制御されるた
め、入力電圧ＶINと出力電圧ＶO との入出力電圧差が大
きくなったとしても、電流Ｉ1 のピーク電流値が基準電
流値ＩR に自動的に制限されることになる。したがっ
て、スイッチ素子１２に大電流の電流Ｉ1 が流れること
を防止することができ、これにより、スイッチ素子１２
の電流破壊を確実に防止することができる。また、電流
Ｉ1 の変化分が大きくなるため、トランス１３の一次巻
線１３ａのインダクタンスを小さい値に規定することが
できるため、小型のトランス１３を用いることができる
結果、充電装置１Ｅの小型化を図ることができる。

【００５５】なお、図７に示すように、直列共振の周期
に対する影響を排除することが可能な大容量のコンデン
サ１０（または電池や定電圧源など）を入力電圧ＶINの
入力側に配設することにより、降圧型コンバータ１と同
様にして、スイッチ素子１２を０ボルトスイッチ方式で
オン状態に制御することもできる。この場合、直列共振
の周期は、カレントトランス１１の一次巻線１１ａのイ
ンダクタンス、スイッチ素子１２に等価的に並列接続さ
れる容量、およびトランス１３の一次巻線１３ａのイン
ダクタンスで決定される。

【００５６】次に、図９を参照して、他の実施形態に係
る充電装置１Ｆの構成および動作について説明する。な
お、充電装置１Ｅと同一の構成要素については同一の符
号を付して重複した説明を省略し、主として充電装置１
Ｅとは異なる構成および動作について説明する。

【００５７】同図に示すように、充電装置１Ｆは、充電
装置１Ｅにおける主回路２ｃに加えて、カレントトラン
ス２１、スイッチ素子２２、トランス２３および転流ダ
イオード２４からなる主回路２ｄを備えると共に両主回
路２ｃ，２ｄ内の各スイッチ素子１２，２２のオン／オ
フを制御する制御回路２５を備えて構成されている。な
お、主回路２ｄの各構成要素は主回路２ｃの対応する各
構成要素と同一に構成されている。

【００５８】この充電装置１Ｆでは、制御回路２５が、
スイッチ素子１２，２２に対して、オンタイミングが互
いに異なるようにオン／オフ制御する。具体的には、制
御回路２５は、スイッチ素子１２をオン状態に制御した
後、そのオン／オフスイッチングのほぼ１／２周期を経
過した時点でスイッチ素子２２をオン状態に制御する。
したがって、両主回路２ｃ，２ｄによってコンデンサＣ
Ａに供給される充電電流ＩC は、主回路２ｃによって供
給される電流ＩC1と、主回路２ｄによって供給される充
電電流ＩC2との合成電流となる。この場合、図１０に示
すように、両電流ＩC1，ＩC2のピーク電流値を共に基準
電流値ＩR に制限すれば、充電電流ＩCの平均電流値ＩA
は、基準電流値ＩR と等しくなる。したがって、充電
電流ＩCの平均電流値ＩA を大きくすることができるた
め、充電電流ＩC のピーク電流値を大きくすることな
く、充電時間を短縮することができる。また、この充電
装置１Ｆでは、両電流ＩC1，ＩC2の電流位相がほぼ１８
０度移相されているため、充電電流ＩC に含まれる出力
リップルが低減される。なお、必ずしも充電装置１Ｆの
ように１８０度移相しなくてもよく、両スイッチ素子１
２，２２のオンタイミングが互いに異なるように制御す
ればよい。ただし、主回路をＮ個配設した場合、そのＮ
個の主回路における各スイッチ素子のオンタイミングを
１／Ｎ周期ずつ移相させることにより、充電電流ＩC に
含まれる出力リップルを最も低減することができる。

【００５９】次に、次に本発明に係る降圧型コンバータ
をフォワード型のスイッチング電源装置に適用した実施
の形態について、図１１を参照して説明する。

【００６０】同図に示すように、電源装置１Ｇは、トラ
ンス３１を備え、トランス３１の一次巻線３１ａには、
カレントトランス１１の一次巻線１１ａと、スイッチ素
子３２とが直列接続されている。また、電源装置１Ｇ
は、制御回路１５，２５と同じ機能を少なくとも有する
制御回路３５を備えている。一方、トランス３１の二次
巻線３１ｂ側には、主回路２ｅと、コンデンサＣＡとが
配設されている。この場合、主回路２ｅは、スイッチ素
子１２と、トランス３３の一次巻線３３ａと、転流用素
子に相当するＦＥＴ３４を備えて構成されている。

【００６１】トランス３３は、２つの二次巻線３３ｂ，
３３ｃを備え、二次巻線３３ｂは、降圧型コンバータ１
におけるトランス１３の二次巻線１３ｂと同一機能を有
し、制御回路３５に接続されている。一方、二次巻線３
３ｃの巻始め側端子はアース電位に接続され、巻き終わ
り側端子は、ＦＥＴ３４のゲートに接続されている。こ
のため、この電源装置１Ｇでは、二次巻線３３ｃの誘起
電圧でＦＥＴ３４のオン／オフを直接的に制御すること
ができるため、極めて簡易に構成することができる。さ
らに、コンデンサＣＡは、直列接続された複数の電気二
重層型のコンデンサＣ１〜Ｃ４と、高周波損失の少ない
電解コンデンサＣ５との並列接続回路で構成されてい
る。

【００６２】この電源装置１Ｇでは、起動後、まず、制
御回路３５が、スイッチ素子３２，１２を同期してオン
状態に制御する。これにより、入力電圧ＶINに基づく電
流Ｉ1Aが、プラス入力端子、カレントトランス１１の一
次巻線１１ａ、トランス３１の一次巻線３１ａ、スイッ
チ素子３２およびマイナス入力端子からなる電流経路を
流れ、これにより、トランス３１の二次巻線３１ｂに電
圧が誘起する。この際には、その誘起電圧に基づく電流
Ｉ1 が、二次巻線３１ｂの巻始め側端子、スイッチ素子
１２、トランス３３の一次巻線３３ａ、コンデンサＣ
Ａ、および二次巻線３１ｂの巻き終わり側端子からなる
電流経路を流れ、これによりコンデンサＣＡが充電され
ると共にトランス３３に励磁エネルギーが蓄積される。
この期間では、トランス３３の二次巻線３３ｃの両端に
電圧ＶLBが誘起し、この電圧ＶLBは、二次巻線３３ｃの
巻終わり側端子が巻き始め側端子に対して負電圧とな
る。したがって、ＦＥＴ３４は、オフ状態を維持する。
また、この期間では、制御回路３５は、内蔵の負荷回路
の両端電圧（つまり、カレントトランス１１における二
次巻線１１ｂの両端電圧）を監視し、電流Ｉ1Aの電流値
が基準電流値ＩR に達するまでスイッチ素子３２，１２
をオン状態に維持する。続いて、制御回路３５は、電流
Ｉ1Aの電流値が基準電流値ＩR に達したと判別した（ま
たは、超えたと判別した）時点で、スイッチ素子３２，
１２をオフ状態に制御する。

【００６３】スイッチ素子３２，１２がオフ状態に制御
されると、トランス３３に蓄積されている励磁エネルギ
ーに基づくフライホイール電流ＩF が放出される。この
際には、トランス３３の二次巻線３３ｃの両端に誘起す
る電圧ＶLBは、二次巻線３３ｃの巻始め側端子が巻き終
わり側端子に対して負電圧となるため、ＦＥＴ３４が自
動的にオン状態に制御される。このため、フライホイー
ル電流ＩF が、一次巻線３３ａの巻き終わり側端子、コ
ンデンサＣＡ、ＦＥＴ３４、および一次巻線３３ａの巻
き始め側端子からなる電流経路を流れる。やがて、トラ
ンス３３の励磁エネルギーが放出し終わると、フライホ
イール電流ＩF が流れなくなり、この際には、トランス
３３の二次巻線３３ｂ，３３ｃの両端に誘起していた電
圧ＶLBの電圧値が急上昇し、ＦＥＴ３４がオフ状態に制
御される。

【００６４】この際には、制御回路３５は、電圧ＶLBの
急上昇を検出した時点で、スイッチ素子３２，１２をオ
ン状態に制御する。この際にも、ＦＥＴ３４がオン状態
からオフ状態に完全に移行しているため、ＦＥＴ３４を
介してトランス３１における二次巻線３１ｂの誘起電圧
が短絡することに起因する短絡電流の発生が阻止され、
これにより、損失を防止して変換効率を向上することが
できると共にノイズの発生を防止することもできる。

【００６５】以後、制御回路３５が、上記の処理を繰り
返すことにより、電流Ｉ1 とフライホイール電流ＩF と
が合成された充電電流によってコンデンサＣＡが充電さ
れる。この場合、コンデンサＣＡが、高周波特性のよい
電解コンデンサＣ５を備えて構成されているため、急激
な過負荷状態への変動の際には、電解コンデンサＣ５か
ら出力電流を瞬時に供給することができる。また、脈流
を入力電圧ＶINとする場合、脈流の谷間の期間では主回
路２ｅによる電力生成が困難となる。しかし、この期間
において、大容量の電気二重層型のコンデンサＣ１〜Ｃ
４から出力電圧ＶO を出力させることにより、その谷間
の期間においても、出力電圧ＶO を安定して負荷に供給
することができる。このため、トランス３１の一次巻線
３１ａ側の一次回路をコンデンサレス回路で構成するこ
とができ、この構成を採用した場合には、入力力率を大
幅に向上させることができる。さらに、コンデンサＣＡ
が大容量の蓄電が可能な電気二重層コンデンサＣ１〜Ｃ
４を備えて構成されているため、通常状態では、負荷に
対して安定して大電流を供給することができる。

【００６６】以上のように、この電源装置１Ｇによれ
ば、ＦＥＴ３４がオフ状態に制御された後にスイッチ素
子３２，１２がオン状態に制御されるため、変換効率を
向上させることができると共にノイズの発生を防止する
ことができる。また、トランス３３における二次巻線３
３ｃの誘起電圧でＦＥＴ３４のオン／オフを制御するこ
とにより、ＦＥＴ３４のスイッチング制御回路を極めて
簡易に構成することができる。また、出願人が既に提案
している充電技術（特願平１１−３０６２４４号）を適
用することもできる。この場合、トランス３３に複数の
二次巻線を設け、各二次巻線から放出されるフライホイ
ール電流ＩF を各コンデンサＣ１〜Ｃ４に別々に供給す
ることで、電気エネルギーを各コンデンサＣ１〜Ｃ４に
最も効率よく蓄電させることができる。

【００６７】なお、本発明は、上記した発明の実施の形
態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、降圧型コンバータ１では、本発明における
チョークコイルの蓄積エネルギー放出完了を検出するた
めに、トランス１３の二次巻線１３ｂに誘起する電圧Ｖ
LBを監視しているが、これに限らず、転流ダイオード１
４（電源装置１ＧにおいてはＦＥＴ３４）を流れるフラ
イホイール電流ＩF を監視する構成を採用することもで
きる。この場合、例えば、転流ダイオード１４のカソー
ド、およびトランス１３における一次巻線１３ａの巻始
め側端子間にカレントトランスを配設すればよく、この
際には、トランス１３に代えてチョークコイルを用いる
ことができる。ただし、本発明における検出手段として
トランス１３を採用する構成の場合、トランス１３に二
次巻線１３ｂを追加するだけでよいため、カレントトラ
ンスを別途用いる構成と比較して、コストの上昇を抑え
ることができる。また、充電装置１Ｅ，１Ｆでは、出力
電圧ＶO を平滑するためのコンデンサを用いない構成を
採用したが、平滑用コンデンサを配設してもよい。さら
に、本発明の実施の形態に係る充電装置１Ｅ，１Ｆで
は、電気二重層コンデンサやイオン電池を充電する例に
ついて説明したが、これに限らず、他の種類のコンデン
サおよび電池などを充電することができるのは勿論であ
る。

【００６８】

【発明の効果】以上のように、本発明に係る降圧型コン
バータによれば、制御回路が、検出手段によって蓄積エ
ネルギーの放出完了が検出された後にスイッチ素子の両
端間電圧が最も低下した時点でスイッチ素子をオン状態
に制御することにより、０ボルトスイッチを実現するこ
とができ、これにより、装置の変換効率の格段の向上、
発生ノイズの低減、および装置の小型化を図ることがで
きる。また、制御回路が、装置内素子の温度が上昇した
ときに、所定値を小さくして、スイッチ素子を流れる電
流がその小さくした所定値に達した時点でスイッチ素子
をオフ状態に制御することにより、温度上昇に起因する
装置内素子の破損を防止することができる。

【００６９】また、制御回路が、蓄電手段の蓄電電圧が
所定電圧を超えた状態では、所定値を小さくして、スイ
ッチ素子を流れる電流がその小さくした所定値に達した
時点でスイッチ素子をオフ状態に制御することにより、
蓄電手段の過充電を防止することができ、これにより、
蓄電手段の破損や短寿命化を防止することができる。

【００７０】さらに、チョークコイルが、スイッチ素子
および蓄電手段の間に接続された一次巻線と、二次巻線
とを有し、その二次巻線で検出手段を構成することによ
り、簡易な構成でありながら蓄積エネルギーの放出状態
を確実に検出することができる。この場合、検出手段を
二次巻線で構成したことにより、カレントトランスなど
を用いる構成と比較して、装置のコストを抑えることが
できる。

【００７１】また、チョークコイルの両巻線をスイッチ
素子と蓄電素子との間に接続すると共に第２の巻線を転
流用素子と蓄電素子との間に接続したり、チョークコイ
ルの第２の巻線をスイッチ素子と蓄電素子との間に接続
すると共に両巻線を転流用素子と蓄電素子との間に接続
したり、チョークコイルの第１の巻線をスイッチ素子と
蓄電素子との間に接続すると共に第１の巻線に磁気結合
する第２の巻線を転流用素子と蓄電素子との間に接続し
たりすることにより、入力電圧や出力電圧の電圧値に左
右されずに、確実に０ボルトスイッチを行うことができ
る。

【００７２】また、スイッチ素子のオフ時にオン状態に
移行してチョークコイルから蓄積エネルギーを放出させ
る電界効果型トランジスタで転流用素子を構成すること
によりスイッチング損失を極力小さくすることができ
る。この場合、電界効果型トランジスタを検出手段の検
出結果としての検出信号によってスイッチング制御する
ことで、極めて簡易に構成することができると共に確実
にスイッチング制御することができる。

【００７３】また、そのインダクタンス値が制御可能な
可変インダクタでチョークコイルを構成することによ
り、０ボルトスイッチを行う際の共振回路の共振条件を
無段階で調整することができる。

【００７４】また、本発明に係る降圧コンバータによれ
ば、制御回路が複数の主回路各々における各スイッチ素
子のオン／オフの位相を異ならせるように制御すること
により、蓄電素子を充電する電流に重畳される出力リッ
プルを低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図２】降圧型コンバータ１の動作を説明するための信
号波形図等であって、（ａ）はスイッチ素子１２の動作
状態を示す動作状態図、（ｂ）は電流Ｉ1 の電流波形
図、（ｃ）は電圧ＶLBの電圧波形図、（ｄ）はフライホ
イール電流ＩF の電流波形図、（ｅ）は電圧Ｖ2 の電圧
波形図である。

【図８】充電装置１Ｅの動作を説明するための過渡現象
を除いた概念的な信号波形図等であって、（ａ）はスイ
ッチ素子１２の動作状態を示す動作状態図、（ｂ）は充
電電流Ｉ1 の電流波形図、（ｃ）は電圧ＶLBの電圧波形
図、（ｄ）はフライホイール電流ＩF の電流波形図、
（ｅ）は電流ＩC1の電流波形図である。

【図１１】電源装置１Ｇの回路図である。

【図１２】従来の充電装置４１の回路図である。

【符号の説明】１，１Ａ〜１Ｄ降圧型コンバータ１Ｅ，１Ｆ充電装置１Ｇ電源装置２，２ａ〜２ｅ主回路１０，１２ｃ，Ｃ１〜Ｃ４コンデンサ１１，２１カレントトランス１２，２２，３２スイッチ素子１２ａ寄生容量１３，１６，１７，２３，３１，３３トランス１３ａ一次巻線１３ｂ二次巻線１４，２４転流ダイオード１５，２５，３５制御回路１６ａ，１７ａ第１巻線１６ｂ，１７ｂ第２巻線３４ＦＥＴＣＡコンデンサＣ５電解コンデンサＶLB 電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H730 AA02 AA14 AA15 AS17 BB13 BB23 BB52 BB72 BB82 EE02 EE08 EE10 EE14 EE23 FD01 FD31 FD41 FD61

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチ素子、チョークコイル、蓄電手
段、および前記スイッチ素子のオン期間に前記チョーク
コイルに蓄積された蓄積エネルギーを前記蓄電手段に放
出させる転流用素子を有する主回路と、前記スイッチ素
子のスイッチングを制御する制御回路とを備えた降圧型
コンバータにおいて、前記蓄積エネルギーの放出状態を検出する検出手段を備
え、前記制御回路は、前記検出手段の検出結果に基づい
て前記蓄積エネルギーの放出完了を判別した時およびそ
の判別時から所定時間経過時のいずれかの時点で前記ス
イッチ素子をオン状態に制御することを特徴とする降圧
型コンバータ。
【請求項２】前記制御回路は、前記スイッチ素子を流
れる電流が所定値に達したときに前記スイッチ素子をオ
フ状態に制御することを特徴とする請求項１記載の降圧
型コンバータ。
【請求項３】前記制御回路は、電流が流れることによ
って発熱する装置内素子の温度に基づいて前記所定値を
可変することを特徴とする請求項２記載の降圧型コンバ
ータ。
【請求項４】前記制御回路は、前記蓄電手段の蓄電電
圧が所定電圧を超えた状態では、前記所定値を可変する
ことを特徴とする請求項２または３記載の降圧型コンバ
ータ。
【請求項５】前記制御回路は、前記蓄電手段の蓄電電
圧が所定電圧を超えた状態では、前記蓄電電圧が前記所
定電圧を超える以前のオン時間よりも短くなるように、
前記スイッチ素子のオン時間を制御することを特徴とす
る請求項２または３記載の降圧型コンバータ。
【請求項６】前記チョークコイルは、トランスの一次
巻線で構成され、前記検出手段は、前記トランスの二次
巻線の誘起電圧に基づいて前記蓄積エネルギーの放出状
態を検出することを特徴とする請求項１から５のいずれ
かに記載の降圧型コンバータ。
【請求項７】前記転流用素子は、電界効果型トランジ
スタで構成されていることを特徴とする請求項１から６
のいずれかに記載の降圧型コンバータ。
【請求項８】前記電界効果型トランジスタは、前記検
出手段の前記検出結果としての検出信号によってスイッ
チング制御されることを特徴とする請求項７記載の降圧
型コンバータ。
【請求項９】前記蓄電手段は、電気二重層コンデンサ
およびイオン電池のいずれかで構成されていることを特
徴とする請求項１から８のいずれかに記載の降圧型コン
バータ。
【請求項１０】前記蓄電手段は、前記電気二重層コン
デンサと、電解コンデンサとを並列接続して構成されて
いることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載
の降圧型コンバータ。
【請求項１１】前記制御回路は、前記スイッチ素子に
等価的に並列接続された容量性素子に前記チョークコイ
ルによる前記蓄積エネルギーの放出時において蓄積され
ている蓄積電荷の一部または全部が放出された状態のと
きに、当該スイッチ素子をオン状態に制御することを特
徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の降圧型コ
ンバータ。
【請求項１２】前記制御回路は、少なくとも前記容量
性素子、前記チョークコイルおよび前記蓄電手段による
共振現象によって当該容量性素子の前記蓄積電荷の一部
または全部が放出された状態のときに、当該スイッチ素
子をオン状態に制御することを特徴とする請求項１１記
載の降圧型コンバータ。
【請求項１３】前記制御回路は、前記蓄積エネルギー
の放出完了の時点から前記スイッチ素子をオン状態に制
御するまでの時間を調整可能に構成されていることを特
徴とする請求項１１または１２記載の降圧型コンバー
タ。
【請求項１４】前記共振現象における共振条件を調整
可能な調整手段を備えていることを特徴とする請求項１
２または１３記載の降圧型コンバータ。
【請求項１５】前記調整手段は、そのインダクタンス
値が可変制御可能で前記チョークコイルとして機能する
可変インダクタで構成されていることを特徴とする請求
項１４記載の降圧型コンバータ。
【請求項１６】前記調整手段は、前記スイッチ素子に
並列接続されるコンデンサであることを特徴とする請求
項１４記載の降圧型コンバータ。
【請求項１７】前記容量性素子の両端間における共振
電圧の振幅値を調整可能な振幅値調整回路を備えている
ことを特徴とする請求項１２から１４のいずれかに記載
の降圧型コンバータ。
【請求項１８】前記振幅値調整回路は、前記チョーク
コイルとして機能する直列接続された第１の巻線および
第２の巻線を有し当該第２の巻線を介して前記蓄積エネ
ルギーを放出するオートトランスで構成されていること
を特徴とする請求項１７記載の降圧型コンバータ。
【請求項１９】前記振幅値調整回路は、前記チョーク
コイルとして機能する第２の巻線、および当該第２の巻
線に直列接続された第１の巻線を有し当該第１および第
２の巻線を介して前記蓄積エネルギーを放出するオート
トランスで構成されていることを特徴とする請求項１７
記載の降圧型コンバータ。
【請求項２０】前記振幅値調整回路は、前記チョーク
コイルとして機能する第１の巻線とその第１の巻線に磁
気結合する第２の巻線とを有し当該第２の巻線を介して
前記蓄積エネルギーを放出する絶縁トランスで構成され
ることを特徴とする請求項１７記載の降圧型コンバー
タ。
【請求項２１】請求項１から２０のいずれかに記載の
降圧型コンバータを備えていることを特徴とする充電装
置。
【請求項２２】前記主回路をＮ個（Ｎは自然数）備
え、前記制御回路は、前記Ｎ個の主回路各々における前
記スイッチ素子のオンタイミングが互いに異なるように
制御することを特徴とする請求項２１記載の充電装置。
【請求項２３】前記制御回路は、前記Ｎ個の主回路各
々における前記スイッチ素子のオンタイミングをほぼ１
／Ｎ周期ずつシフトさせて制御することを特徴とする請
求項２２記載の充電装置。
【請求項２４】入力巻線および出力巻線を有するトラ
ンスと、前記入力巻線に直列接続されると共に前記制御
回路によって前記スイッチ素子に同期してスイッチング
制御されるメインスイッチング素子と、前記出力巻線側
に配設された請求項１から１０のいずれかに記載の降圧
型コンバータにおける前記主回路と、前記スイッチ素子
および前記メインスイッチング素子のスイッチングを制
御する制御回路とを備えていることを特徴とするフォワ
ード型スイッチング電源装置。
【請求項２５】スイッチ素子をオン状態に制御するこ
とによりチョークコイルを介して蓄電手段に電流を供給
すると共に当該チョークコイルにエネルギーを蓄積さ
せ、前記スイッチ素子をオフ状態に制御することにより
前記チョークコイルの蓄積エネルギーを転流用素子を介
して前記蓄電素子に供給する降圧型コンバータにおける
スイッチング制御方法において、前記チョークコイルに蓄積されたエネルギーの放出状態
を判別し、前記蓄積されたエネルギーの放出完了判別時
以降に前記スイッチ素子をオン状態に制御することを特
徴とするスイッチング制御方法。
【請求項２６】前記スイッチ素子を流れる電流が所定
値に達したときに前記スイッチ素子をオフ状態に制御す
ることを特徴とする請求項２５記載のスイッチング制御
方法。
【請求項２７】前記スイッチ素子に等価的に並列接続
された容量性素子に前記チョークコイルによる前記蓄積
エネルギーの放出時において蓄積されている蓄積電荷の
一部または全部が放出された状態のときに当該スイッチ
素子をオン状態に制御することを特徴とする請求項２５
または２６記載のスイッチング制御方法。