CN116800087A - 开关变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种开关变换器及其控制方法，包括：功率电路，被配置为在脉冲跨周期调制模式下操作，以根据输入电压产生输出电压；误差放大器，被配置为将输出电压的反馈电压与一基准电压相比较，以产生误差信号；第一比较器，被配置为将误差信号与第一参考信号相比较，以产生跨周期控制信号，跨周期控制信号用于控制功率电路的操作在跨周期区间和开关动作区间之间的改变；以及导通时间控制电路，被配置为在跨周期区间和开关动作区间之间的过渡区间中，根据输出电压和输入电压的差值自适应控制功率电路的低侧开关的导通时间，继而自适应控制电感器的充电时间，可以有效避免当输入电压较低时电路中的负电流，提高电路在轻负载下的转换效率。
Description
技术领域
本发明涉及电源技术领域，更具体地，涉及一种开关变换器及其控制方法。
背景技术
近年来，伴随着各种电池供电的可穿戴设备以及IoT设备兴起，对电源芯片也提出了更多的要求，需要电源芯片有更高的效率，能够实现更长时间的续航能力。如在穿戴设备中，传感器设备处于工作的时间较少，系统更多处于轻载甚至空载下，故而这类设备对极端轻负载下的效率尤为看重，其直接影响设备的续航能力。
通常采用DCDC转换器作为这类电子产品中常用的电源设备。DCDC产品具有较高的转换效率，并采用PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制方式进行控制。PWM控制方式具备工作频率固定，输出电压纹波小，稳定性好，且控制成熟等优点。但是由于转换器中的功率管在每个开关周期都要开启和断开，导致功率管的开关损耗较大，在轻载或者待机时所述转换器的整体效率较低，这严重限制了PWM控制方式的应用范围。
现有技术中，通常采用PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)控制方式、PSM(Pulse PSM Modulation，脉冲跨周期调制)控制方式等来防止DCDC转换器由重载变轻载时工作效率的下降。PFM控制方式和PSM控制方式的本质都是降低实质开关频率，从而提高轻载工作效率。
其中，PSM控制方式下，所述DCDC转换器在轻负载时进入PSM模式，进入PSM模式的判定标准是控制DCDC产品的脉宽调制波的置低时间变长。在进入PSM模式后，输出的PWM波会跳过一些时钟周期，从而减少开关频率。工作在PSM模式的转换器在轻负载下具有响应速度快、效率高、抗干扰能力强、电磁兼容特性好和鲁棒性强等优点，但是其性能在重载下变差。
在现有的技术中，针对工作范围很大且轻载和重载不断变换的系统和电子器件，为了改善在轻重载下的效率以及电路性能，具有PWM/PSM混合工作模式的DCDC产品被应用在电源管理技术中。但是当前的PSM控制方式仍然有很多问题待解决。例如，在BOOST系统工作在PSM模式时，当系统从跨周期区间切换到开关动作区间时，传统的定频谷值电流模控制方式的转换器控制下管导通固定的导通时间，然后设定一定的屏蔽时间，在屏蔽时间内禁止上管关断，导致在有些转换比下电感电流放电到零的时间可能会小于上管的屏蔽时间，出现电感电流为负的情况，降低轻负载模式下电路的转换效率。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种开关变换器及其控制方法，可以改善电路工作在PSM模式时的轻负载效率。
根据本发明实施例的一方面，提供了一种开关变换器，包括：功率电路，被配置为在脉冲跨周期调制模式下操作，以根据输入电压产生输出电压；误差放大器，被配置为将所述输出电压的反馈电压与一基准电压相比较，以产生误差信号；第一比较器，被配置为将所述误差信号与第一参考信号相比较，以产生跨周期控制信号，所述跨周期控制信号用于控制所述功率电路的操作在跨周期区间和开关动作区间之间的改变；以及导通时间控制电路，被配置为在所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间中，根据所述输出电压和所述输入电压的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间。
可选的，所述导通时间控制电路被配置为，根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生第一控制信号，其中，所述第一控制信号的脉冲宽度用于控制所述低侧开关在所述过渡区间内的导通时间。
可选的，所述开关变换器还包括：第二比较器，被配置为将所述误差信号与第二参考信号相比较，以产生第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述开关动作区间中所述低侧开关的导通时刻；以及振荡器电路，被配置为产生一时钟信号，所述时钟信号用于控制所述开关动作区间中所述低侧开关的关断时刻。
可选的，所述第二参考信号为锯齿波信号。
可选的，所述开关变换器还包括：电流采样电路，被配置为感测所述功率电路的高侧电流，以获得电流反馈信号；加法器电路，被配置为将所述电流反馈信号与一斜坡补偿信号相叠加，以产生所述第二参考信号。
可选的，所述导通时间控制电路还被配置为，根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生一使能控制信号，所述使能控制信号用于控制所述振荡器电路的启用或禁用，其中，所述第一控制信号的脉冲宽度以及所述使能控制信号的无效沿相对于所述跨周期控制信号的无效沿的延迟时间与所述输出电压和所述输入电压之间的差值正相关。
可选的，所述导通时间控制电路包括：
电流比较单元，被配置为获得表征所述输出电压和所述输入电压之间的差值的输出电流；
斜坡电压生成单元，连接至所述电流比较单元的输出，被配置为在所述跨周期控制信号的控制下，根据所述输出电流获得一斜坡电压；以及
逻辑输出单元，被配置为根据所述斜坡电压输出所述第一控制信号和使能控制信号。
可选的，所述电流比较单元包括：串联连接于所述输出电压和第一电流源的第一端之间的第一晶体管、第二晶体管和第一电阻器，所述第一晶体管的控制端和第二端短接，所述第二晶体管的控制端用于接收所述输出电压；串联连接于所述输出电压和所述第一电流源的第一端之间的第三晶体管、第四晶体管和第二电阻器，所述第三晶体管的控制端和第二端短接，所述第四晶体管的控制端用于接收所述输入电压；所述第一电流源的第二端接地；第五晶体管，所述第五晶体管的第一端与所述输出电压连接，所述第五晶体管的控制端与所述第三晶体管的控制端连接以构成电流镜；以及第二电流源，所述第二电流源连接于所述输出电压和所述第五晶体管的第二端之间，其中，所述第五晶体管和所述第二电流源的公共节点用于提供所述输出电流。
可选的，所述斜坡电压生成单元包括：串联连接于所述电流比较单元的输出与地之间的第六晶体管和第七晶体管，所述第六晶体管和所述第七晶体管的控制端用于接收所述跨周期控制信号；以及一电容器，所述电容器的第一端与所述第六晶体管和所述第七晶体管的中间节点连接，所述电容器的第二端接地，其中，所述第六晶体管和所述第七晶体管被配置为根据所述跨周期控制信号对所述电容器进行充放电操作，以在所述电容器的第一端产生所述斜坡电压。
可选的，所述逻辑输出单元包括：第一反相器，所述第一反相器具有用于接收所述斜坡电压的输入端；第二反相器，所述第二反相器具有与所述第一反相器的输出端连接的输入端；或门电路，所述或门电路具有与所述第一反相器的输出端连接的第一输入端、与所述跨周期控制信号连接的第二输入端以及用于输出所述使能控制信号的输出端；以及或非门电路，所述或非门电路具有与所述第二反相器的输出端连接的第一输入端、与所述跨周期控制信号连接的第二输入端以及用于输出所述第一控制信号的输出端。
根据本发明实施例的另一方面，提供了一种开关变换器的控制方法，包括：在脉冲跨周期调制模式下操作功率电路，以根据输入电压产生输出电压；将所述输出电压的反馈电压与一基准电压相比较，以产生误差信号；将所述误差信号与第一参考信号相比较，以产生跨周期控制信号，以用于在所述脉冲跨周期调制模式下控制所述功率电路的操作在跨周期区间和开关动作区间之间的改变；以及在所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间中，根据所述输出电压和所述输入电压的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间。
可选的，所述根据所述输出电压和所述输入电压的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间的步骤包括：根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生第一控制信号，其中，所述第一控制信号的脉冲宽度用于控制所述低侧开关在所述过渡区间内的导通时间。
可选的，所述控制方法还包括：在所述开关动作区间产生一时钟信号，并根据所述时钟信号控制所述开关动作区间下所述低侧开关的关断时刻；以及将所述误差信号与第二参考信号相比较以产生第二控制信号，并根据所述第二控制信号控制所述开关动作区间下所述低侧开关的导通时刻。
可选的，所述控制方法还包括：根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生一使能控制信号，所述使能控制信号用于控制所述时钟信号的有效和无效，其中，所述第一控制信号的脉冲宽度以及所述使能控制信号的无效沿相对于所述跨周期控制信号的无效沿的延迟时间与所述输出电压和所述输入电压之间的差值正相关。
可选的，根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生所述第一控制信号和所述使能控制信号的步骤包括：响应于所述输出电压产生第一电流；响应于所述输入电压产生第二电流；响应于所述第一电流和所述第二电流之间的差值而产生输出电流；在所述跨周期控制信号的控制下利用所述输出电流对电容器进行充放电而产生斜坡电压；以及将所述斜坡电压逻辑转换而得到所述第一控制信号和使能控制信号。
综上所述，本发明实施例的开关变换器及其控制方法在PSM模式的跨周期区间和开关动作区间之间的过渡区间中，通过检测输入电压和输出电压，并根据输入电压和输出电压之间的差值自适应控制功率电路中的电感器在过渡区间的充电时间，与传统的控制方案相比，本发明的控制方法可以有效避免当输入电压较低时电路中的负电流，提高电路在轻负载下的转换效率。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为根据本发明实施例的一种开关变换器的示意性电路图。
图2为根据本发明实施例的开关变换器的导通时间控制电路的示意性电路图。
图3为根据本发明实施例的导通时间控制电路的工作波形图。
图4a和图4b分别示出了现有技术的开关变换器以及本发明实施例的开关变换器在输入电压较低时的工作波形图。
图5a和图5b分别示出了现有技术的开关变换器以及本发明实施例的开关变换器在输入电压较高时的工作波形图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
本发明实施例首先提供了一种可操作在脉冲跨周期调制模式(以下简称为PSM模式)下的开关变换器，以将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。进一步的，本实施例的开关变换器可操作在脉冲跨周期调制模式和脉冲宽度调制模式(以下简称为PWM模式)的结合，当开关变换器的负载为重载时，开关变换器操作在PWM模式下；当开关变换器的负载为轻载时，开关变换器操作在PSM模式下。根据本实施例的教导，当开关变换器操作在PSM模式下时，其进一步包括跨周期区间和开关动作区间，其中开关变换器的功率电路在跨周期区间的多个开关周期内不执行开关操作，相应的，开关变换器的功率电路的开关动作区间的多个开关周期内执行开关动作。进一步的，本实施例的PSM模式还包括位于跨周期区间与开关动作区间之间的过渡区间，以及在所述过渡区间内开关变换器可根据输出电压VOUT和输入电压VIN之间的差值自适应控制功率电路中的低侧开关的导通时间，继而自适应调节电感器的充电时间，从而解决了当开关变换器由跨周期区间切换到开关动作区间时，出现电感电流为负或者电感电流峰值过大的问题，改善了开关变换器在轻负载下的效率。
图1为根据本发明实施例的一种开关变换器的示意性电路图。如图1所示，升压变换器100包括功率电路和控制电路110。其中功率电路是普通的定频谷值电流模同步整流方式的升压型开关调节器的输出电路，对施加到输入端的输入电压VIN进行升压，从输出端提供输出电压VOUT。但是本发明对此不做限制，可以关联任何类型的DC-DC转换器架构来使用本发明公开的各种概念，例如根据功率电路的拓扑分类，包括降压型(Buck)转换器、升压型(Boost)转换器、反激型(Flyback)转换器和降压-升压型(Buck-Boost)转换器等。此外，虽然在本发明实施例的图例中利用高侧开关装置和低侧开关装置的互补PWM控制，但是本发明所描述的概念能够在仅使用单个开关装置的功率转换器中实施，并且/或者在应用多于两个脉冲宽度调制的功率转换器中实施。
如图1所示，功率电路包括开关管Q1(又称为低侧开关管)、开关管Q2(又称为高侧开关管)以及电感器L1。其中，低侧开关管Q1和高侧开关管Q2的漏极彼此连接，二者的公共端形成开关节点LX，低侧开关管Q1的源极与接地端连接，高侧开关管Q2的源极与输出电压VOUT连接。电感器L1的第一端与输入电压VIN连接，其第二端与开关节点LX连接。应理解，在本实施例中开关管Q1为主功率管，开关管Q2为整流管，开关管Q1和Q2可以是任何类型的场效应管，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，在不背离本发明所教导的范围内，还可以是本领域技术人员已知范围内的其他类型的场效应管和、或其他类型的晶体管。
开关变换器100还包括输出电容Co，输出电容Co被设置在开关变换器100的输出端和接地端之间以在其两端产生输出电压VOUT。电阻器R1和R2组成的分压网络用于得到输出电压VOUT的反馈电压VFB。
控制电路110用于产生施加到开关管Q1和Q2的栅极的驱动信号，控制开关管Q1和Q2的开关状态，以给负载提供能量。在本实施例中，控制电路110通过反复使得开关管Q1和Q2交替地导通/截止，利用电感器L1进行能量转换，从而使得输入电压VIN被升压，被升压后地电压通过电感器L1、输出电容Co被平滑化，作为输出电压VOUT被输出。
其中，开关变换器100的控制电路110可以被集成在一个半导体衬底上的LSI芯片。在本实施例中，开关管Q1和Q2可以被设置在控制电路110的外部，但是也可以设置于控制电路的内部。
在本实施例中，开关变换器100的控制电路110进一步包括误差放大器121、比较器122、比较器123、逻辑控制电路124、振荡器电路125以及导通时间控制电路140。
其中，误差放大器121的正输入端用于接收所述反馈电压VFB，误差放大器121的负输入端用于接收一基准电压VREF，误差放大器121被配置为将所述反馈电压VFB与所述基准电压VREF相比较，以产生误差信号VERR，信号VERR表示反馈电压VFB与基准电压VREF之间的差值。
比较器122的正输入端用于接收所述误差信号VERR，比较器122的负输入端用于接收参考信号VPSM，比较器122被配置为将所述误差信号VERR与所述参考信号VPSM相比较，以产生跨周期控制信号PSM。其中，跨周期控制信号PSM用于控制功率电路是否在跨周期区间操作，示例的，当跨周期控制信号PSM有效(例如为高电平)时，功率电路在跨周期区间操作；以及当跨周期控制信号PSM无效(例如为低电平)时，功率电路退出跨周期区间。在一种示例性的实施方式中，比较器122可以通过迟滞比较器实现。
比较器123的正输入端用于接收一参考信号Vramp，比较器123的负输入端用于接收所述误差信号VERR，比较器123被配置为将所述误差信号VERR与所述参考信号Vramp相比较，以产生第二控制信号TRIP。
进一步的，所述参考信号Vramp为锯齿波信号。更进一步的，所述控制电路110还包括电流采样电路131以及加法器电路132。其中所述电流采样电路131被配置为感测所述功率电路的高侧电流，以获得电流反馈信号。所述加法器电路132被配置为将所述电流反馈信号与一斜坡补偿信号Vslope相叠加，以获得所述参考信号Vramp。更进一步的，所述斜坡补偿信号Vslope可以由振荡器125来提供。
进一步的，所述控制电路110中还包括过零检测电路133，过零检测电路133被配置为接收所述电流反馈信号，并在所述电流反馈信号表征所述电感器L1中的电感电流过零时产生过零检测信号VZCD。在一种示例性的实施方式中，过零检测电路133也可以与电流检测电路131被设置在同一模块中，本发明对此不做限制。
所述导通时间控制电路140用于接收所述跨周期控制信号PSM，并被配置为在检测到所述跨周期控制信号PSM的无效沿(即跨周期控制信号PSM由高电平切换为低电平的下降沿)时，根据所述输出电压VOUT和所述输入电压VIN产生第一控制信号PSM_TON。其中所述第一控制信号PSM_TON的脉冲宽度与所述输出电压VOUT和所述输入电压VIN之间的差值相关，如以下的详细描述。
逻辑控制电路124用于实现系统的逻辑控制功能，其连接到比较器122、比较器123、导通时间控制电路140、过零检测电路133的输出以及来自振荡器电路125的时钟信号CLK。逻辑控制电路124的输出与低侧开关管Q1和高侧开关管Q2的栅极连接，并且操作这些晶体管以便功率电路在PSM模式下向负载输出电能。示例的，逻辑控制电路124接收来自比较器122、比较器123、导通时间控制电路140、过零检测电路133以及振荡器电路125的输出，并且生成互补的高侧驱动器信号HSDR和低侧驱动器信号LSDR，并根据这两个信号生成栅极控制信号驱动高侧开关管Q2和低侧开关管Q1的栅极。在一种示例性的实施方式中，控制电路110还包括与高侧开关管Q2和低侧开关管Q1对应的高侧驱动器126和低侧驱动器127，高侧驱动器信号HSDR和低侧驱动器信号LSDR作为输入被提供至高侧驱动器126和低侧驱动器127。
取决于逻辑控制电路124的输出，电流将从输入电压VIN流过电感器L1，以及流过高侧开关管Q2(在周期的输送电能期间的一部分期间)或者低侧开关管Q1(在周期的并未输送电能期间的一部分期间)。当低侧开关管Q1导通时(因此在周期的并未输送电能的一部分期间)，输入电压VIN对电感器L1进行充电，因此电感器L1的电流上升；当高侧开关管Q2导通时(因此在周期的输送电能的一部分期间)，电感器L1中储存的电流流向负载，因此电感电流L1的电流下降。
逻辑控制电路124还用于根据所述跨周期控制信号PSM控制所述功率电路的操作在PSM模式的跨周期区间和开关动作区间之间的改变。示例的，当所述跨周期控制信号PSM有效(例如为高电平)时，逻辑控制电路124控制所述功率电路操作在所述跨周期区间；当所述跨周期控制信号PSM无效(例如为低电平)时，所述逻辑控制电路124控制所述功率电路退出跨周期区间，进入过渡区间和所述开关动作区间。
以及，所述逻辑控制电路124还用于在所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间，根据所述第一控制信号PSM_TON的脉冲宽度控制所述功率电路中的低侧开关管Q1的导通时间。由于第一控制信号PSM_TON的脉冲宽度与输出电压VOUT和输入电压VIN之间的差值相关，因此在本实施例的所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间中，低侧开关管Q1的导通时间可以根据所述输出电压VOUT和所述输入电压VIN之间的差值自适应地调整，结果是过渡区间的电感器L1的电感电流的充电时间相应地被调整，从而避免了电感电流的峰值过高或者在高侧晶体管Q2导通时电感电流变成负的情况的发生。
图2为根据本发明实施例的开关变换器100的导通时间控制电路140的示意性电路图。如图2所示，导通时间控制电路140包括电流比较单元141、斜坡电压生成单元142以及逻辑输出单元143。其中电流比较单元141被配置为获得表征所述输出电压VOUT和所述输入电压VIN之间的差值的输出电流Io。所述斜坡电压生成单元142连接至所述电流比较单元141的输出，被配置为在所述跨周期控制信号PSM的控制下，根据所述输出电流Io获得一斜坡电压V1。其中所述斜坡电压V1的斜率与所述输出电流Io的大小相关。所述逻辑输出单元142被配置为根据所述斜坡电压V1输出所述第一控制信号PSM_TON和使能控制信号PSM_Delay。
进一步的，所述电流比较单元141包括PMOS晶体管MP1-MP3、NMOS晶体管MN1和MN2、电阻器RS1和RS2以及电流源101和102。其中PMOS晶体管MP1、NMOS晶体管MN1和电阻器RS1串联连接于所述输出电压VOUT和电流源101的第一端之间的第一电流支路，所述第一电流支路用于响应于输出电压VOUT产生第一电流I11。其中PMOS晶体管MP1的源极与输出电压VOUT连接，PMOS晶体管MP1的栅极和漏极短接在一起，NMOS晶体管MN1的漏极与PMOS晶体管MP1的漏极连接，NMOS晶体管MN1的栅极与输出电压VOUT连接，NMOS晶体管MN1的源极与电阻器RS1的第一端连接，电阻器RS1的第二端与电流源101的第一端连接，电流源101的第二端接地。PMOS晶体管MP2、NMOS晶体管MN2和电阻器RS2串联连接于所述输出电压VOUT和电流源101的第一端之间的第二电流支路，所述第二电流支路响应于输出电压VIN产生第二电流I12。其中PMOS晶体管MP2的源极与输出电压VOUT连接，PMOS晶体管MP2的栅极和漏极短接在一起，NMOS晶体管MN2的漏极与PMOS晶体管MP2的漏极连接，NMOS晶体管MN2的栅极与输入电压VIN连接，NMOS晶体管MN2的源极与电阻器RS2的第一端连接，电阻器RS2的第二端与电流源101的第一端连接。PMOS晶体管MP3的源极与输出电压VOUT连接，PMOS晶体管MP3的栅极与PMOS晶体管MP2的栅极和漏极连接。电流源102的第一端与输出电压VOUT连接，电流源102的第二端与PMOS晶体管MP3的漏极连接，二者的公共节点用于提供所述输出电压Io。
斜坡电压生成单元142包括PMOS晶体管MP4、NMOS晶体管MN3以及电容器C1。其中PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN3串联连接于电流比较单元141的输出与地之间。其中，PMOS晶体管MP4的源极与电流比较单元141的输出连接，PMOS晶体管MP4的漏极与NMOS晶体管MN3的漏极连接，NMOS晶体管MN3的源极与地连接，PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN3的栅极与跨周期控制信号PSM连接，电容器C1的第一端与PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN3的漏极的公共节点连接，电容器C1的第二端与地连接。其中PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN3被配置为根据所述跨周期控制信号PSM对电容器C1进行充放电操作，以在电容器C1的第一端产生所述斜坡电压V1。
逻辑输出单元143包括反相器IN1和INV2、或非门电路NOR1以及或门电路OR1。其中反相器INV1的输入端用于接收所述斜坡电压V1，反相器INV1的输出端与反相器INV2的输入端连接。或非门电路NOR1的第一输入端与反相器INV2的输出端连接，或非门电路NOR1的第二输入端与跨周期控制信号PSM连接，或非门电路NOR1的输出端用于输出所述第一控制信号PSM_TON。或门电路OR1的第一输入端与反相器INV1的输出端连接，或门电路OR1的第二输入端与跨周期控制信号PSM连接，或门电路OR1的输出端用于输出所述使能控制信号PSM_Delay。
图3为根据本发明实施例的导通时间控制电路的工作波形图。在本实施例中，NMOS晶体管MN1、NMOS晶体管MN2、电阻器RS1、电阻器RS2以及电流源101组成跨导放大器，其中设置电阻器RS1和RS2的阻值远大于1/gm，其中gm表示输入管对MN1和MN2的跨导，则该跨导放大器的增益约为1/RS，其中RS1＝RS2＝RS。则可以得到流过PMOS晶体管MP2的电流为：
其中，I1为电流源101提供的电流，RS为电阻器RS1和RS2的阻值。设置电流镜MP2和MP3的电流比例为1:N，其中参数N为大于0的整数，则可以得到流过PMOS晶体管MP3的电流为N*IMP2，最终得到输出电流为：
如图3所示，在时间t1，跨周期控制信号PSM由低电平变为高电平，开关变换器100的功率电路进入跨周期区间，同时PMOS晶体管MP4关断且NMOS晶体管MN3导通，对电容器C1进行放电，因此斜坡电压V1为低电平，结果使能控制信号PSM_Delay为由低电平变为高电平，第一控制信号PSM_TON维持为低电平状态。在时间t2，跨周期控制信号PSM由高电平变为低电平，功率电路的跨周期区间结束，电路开始进入开关动作区间。由于此时反相器INV1的输出依旧为高电平，因此或门电路OR1的输出维持为高电平；同时由于反相器INV2的输出依旧为低电平，结果或非门NOR1的输出由低电平翻转为高电平。同时NMOS晶体管MN3关断且PMOS晶体管MP4导通，输出电流Io开始给电容器C1进行充电，斜坡电压V1开始上升。此时，电容器C1的充电速度与输出电压VOUT与输入电压VIN之间的差值成比例。在时间t3，斜坡电压V1达到了反相器INV1和INV2的翻转阈值，反相器INV1和INV2的输出发生翻转，结果使能控制信号PSM_Delay和控制信号PSM_TON由高电平翻转为低电平。其中控制信号PSM_TON的脉冲宽度以及使能控制信号PSM_Delay的无效沿(即下降沿)相对跨周期控制信号PSM的无效沿(即下降沿)的延迟时间为时间t2-t3，随着输出电压VOUT与输入电压VIN之间的差值越大，输出电流Io随之减小，因此电容器C1的充电速度也减小，最终时间t2-t3也就越大，由此可知，控制信号PSM_TON的脉冲宽度以及使能控制信号PSM_Delay的无效沿相对于跨周期控制信号PSM的无效沿的延迟时间与输出电流Io成比例，也就与输出电压VOUT和输入电压VIN之间的差值成比例。
图4a和图4b分别示出了现有技术的开关变换器以及本发明实施例的开关变换器在输入电压较低时的工作波形图。在图4a和图4b中，IL表示电感器的电流波形，PSM表示跨周期区间和开关动作区间的跨周期控制信号，PSM_TON为导通时间控制电路140的输出信号，其在跨周期区间和开关动作区间之间的过渡区间产生，其脉冲宽度用于控制过渡区间中功率电路的低侧开关的导通时间，CLK为振荡器电路125输出的时钟信号，其用于在开关动作区间中控制功率电路的低侧开关的关断时刻，TRIP表示比较器123的输出，其用于在开关动作区间中控制功率电路的低侧开关的导通时刻，HSDR表示高侧驱动器信号，用于控制高侧开关的导通。如图4a所示，在传统的开关变换器中，在跨周期控制信号PSM由高电平翻转为低电平的过渡区间(例如跨周期控制信号PSM下降沿出现后的首个开关周期)中采用固定的导通时间导通功率电路的低侧开关，由于电感电流的充放电斜率与输入电压和输出电压相关，例如升压变换器中电感电流IL的充电斜率为VIN/L，电感电流IL的放电斜率为(VOUT-VIN)/L。在输入电压VIN较低的工作条件下，电感电流的上升速率较慢而下降速率较快，如果此时低侧开关的导通时间(即时间t1至t2)较短，会导致电感的峰值电流较小，而当电感电流放电较快时，会导致电感放电到零的时间小于高侧开关的屏蔽时间，即当高侧开关关断前电感电流已经为负值，继而在电路中出现输出端至输入端的反向电流，降低电路的轻载转换效率。
如图4b所示，在本实施例的开关变换器中，在跨周期控制信号PSM由高电平翻转为低电平的过渡区间(例如跨周期控制信号PSM下降沿出现后的首个开关周期)中根据输入电压VIN和输出电压VOUT之间的差值自适应控制低侧开关的导通时间，从而可以在输入电压VIN较小而输出电压VOUT较大的工作条件下，增大低侧开关的导通时间(即时间t1至t2)，从而可以增大电感的峰值电流，当电感电流放电时，可以使得电感电流放电到零的时间大于高侧开关的屏蔽时间，从而可以在电感电流放电到零时通过电路中的过零检测模块将高侧开关关断，避免电路中出现负电流，提高电路的轻载效率。
在过渡区间之后，开关变换器进入正常的开关动作区间，并在开关动作区间中的多个周期中比较器123的输出TRIP、时钟信号CLK以及过零检测电路133的输出来控制功率电路中的开关切换。具体的，在时间t4，比较器123的输出信号TRIP翻转为高电平，继而控制功率电路中低侧开关Q1导通，作为低侧开关Q1导通的结果，电感器L1中的电感电流IL线性上升；在时间t5，时钟信号CLK中的窄脉冲出现，继而控制功率电路中的低侧开关Q1关断，以及在合适的死区时间之后控制功率电路中的高侧开关Q2导通，作为低侧开关Q1关断以及高侧开关Q2导通的结果，电感器L1中的电流IL线性下降；在时间t6，电感电流IL下降到零，过零检测电路133输出有效的过零检测信号VZCD，结果控制功率电路中的高侧开关Q2关断。
图5a和图5b分别示出了现有技术的开关变换器以及本发明实施例的开关变换器在输入电压较高时的工作波形图。在图5a和图5b中，IL表示电感器的电流波形，PSM表示跨周期区间和开关动作区间的跨周期控制信号，PSM_TON为导通时间控制电路140的输出信号，其在跨周期区间和开关动作区间之间的过渡区间产生，其脉冲宽度用于控制过渡区间中功率电路的低侧开关的导通时间，CLK为振荡器电路125输出的时钟信号，其用于在开关动作区间中控制功率电路的低侧开关的关断时刻，TRIP表示比较器123的输出，其用于在开关动作区间中控制功率电路的低侧开关的导通时刻，HSDR表示高侧驱动器信号，用于控制高侧开关的导通。如图5a所示，在传统的开关变换器中，在跨周期控制信号PSM由高电平翻转为低电平的过渡区间(例如跨周期控制信号PSM下降沿出现后的首个开关周期)中采用固定的导通时间导通功率电路的低侧开关，由于电感电流的充放电斜率与输入电压和输出电压相关，例如电感电流IL的充电斜率为VIN/L，电感电流IL的放电斜率为(VOUT-VIN)/L。在输入电压VIN较高的工作条件下，电感电流的上升速率较快而下降速率较慢，如果此时低侧开关的导通时间(即时间t1至t2)仍为固定值，会导致电感的峰值电流较大。
如图5b所示，在本实施例的开关变换器中，在跨周期控制信号PSM由高电平翻转为低电平的过渡区间(例如跨周期控制信号PSM下降沿出现后的首个开关周期)中根据输入电压VIN和输出电压VOUT之间的差值自适应控制低侧开关的导通时间，从而可以在输入电压VIN较高的工作条件下，减小低侧开关的导通时间(即时间t1至t2)，从而可以减小电感的峰值电流，保证电感的峰值电流的恒定。
根据本发明实施例的另一方面，提供了一种开关变换器的控制方法，该控制方法包括在PSM模式下操作功率电路，以根据输入电压VIN产生输出电压VOUT；将所述输出电压VOUT的反馈电压VFB与基准电压VREF相比较，以产生误差信号VERR；将所述误差信号VERR与参考信号VPSM相比较，以产生跨周期控制信号PSM，以用于在所述PSM模式下控制所述功率电路的操作在跨周期区间和开关动作区间之间的改变；以及在所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间中，根据所述输出电压VOUT和所述输入电压VIN的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间。
综上所述，本发明实施例的开关变换器及其控制方法在PSM模式的跨周期区间和开关动作区间之间的过渡区间中，通过检测输入电压和输出电压，并根据输入电压和输出电压之间的差值自适应控制功率电路中的电感器在过渡区间的充电时间，与传统的控制方案相比，本发明的控制方法可以有效避免当输入电压较低时电路中的负电流，提高电路在轻负载下的转换效率。
此外，本发明的开关变换器在应用于工作范围很大且输入电压不断波动的系统和电子器件时，可以避免不同输入电压条件下，电感负电流和电感峰值电流过大的问题，可以减小电感峰值电流的剧烈波动，提高电路的稳定性和转换效率。
在以上的描述中，对公知的结构要素和步骤并没有做出详细的说明。但是本领域技术人员应当理解，可以通过各种技术手段，来实现相应的结构要素和步骤。另外，为了形成相同的结构要素，本领域技术人员还可以设计出与以上描述的方法并不完全相同的方法。另外，尽管在以上分别描述各实施例，但是这不意味着各个实施例中的措施不能有利地结合使用。
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
Claims (12)
1.一种开关变换器，包括：
功率电路，被配置为在脉冲跨周期调制模式下操作，以根据输入电压产生输出电压；
误差放大器，被配置为将所述输出电压的反馈电压与一基准电压相比较，以产生误差信号；
第一比较器，被配置为将所述误差信号与第一参考信号相比较，以产生跨周期控制信号，所述跨周期控制信号用于控制所述功率电路的操作在跨周期区间和开关动作区间之间的改变；以及
导通时间控制电路，被配置为在所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间中，根据所述输出电压和所述输入电压的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间。
2.根据权利要求1所述的开关变换器，其中，所述导通时间控制电路被配置为，
根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生第一控制信号，
其中，所述第一控制信号的脉冲宽度用于控制所述低侧开关在所述过渡区间内的导通时间。
3.根据权利要求2所述的开关变换器，还包括：
第二比较器，被配置为将所述误差信号与第二参考信号相比较，以产生第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述开关动作区间中所述低侧开关的导通时刻；以及
振荡器电路，被配置为产生一时钟信号，所述时钟信号用于控制所述开关动作区间中所述低侧开关的关断时刻。
4.根据权利要求3所述的开关变换器，其中，所述第二参考信号为锯齿波信号，
所述开关变换器还包括：
电流采样电路，被配置为感测所述功率电路的高侧电流，以获得电流反馈信号；以及
加法器电路，被配置为将所述电流反馈信号与一斜坡补偿信号相叠加，以产生所述第二参考信号。
5.根据权利要求3所述的开关变换器，其中，所述导通时间控制电路还被配置为，
根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生一使能控制信号，所述使能控制信号用于控制所述振荡器电路的启用或禁用，
其中，所述第一控制信号的脉冲宽度以及所述使能控制信号的无效沿相对于所述跨周期控制信号的无效沿的延迟时间与所述输出电压和所述输入电压之间的差值正相关。
6.根据权利要求5所述的开关变换器，其中，所述导通时间控制电路包括：
电流比较单元，被配置为获得表征所述输出电压和所述输入电压之间的差值的输出电流；
斜坡电压生成单元，连接至所述电流比较单元的输出，被配置为在所述跨周期控制信号的控制下，根据所述输出电流获得一斜坡电压；以及
逻辑输出单元，被配置为根据所述斜坡电压输出所述第一控制信号和使能控制信号。
7.根据权利要求6所述的开关变换器，其中，所述电流比较单元包括：
串联连接于所述输出电压和第一电流源的第一端之间的第一晶体管、第二晶体管和第一电阻器，所述第一晶体管的控制端和第二端短接，所述第二晶体管的控制端用于接收所述输出电压；
串联连接于所述输出电压和所述第一电流源的第一端之间的第三晶体管、第四晶体管和第二电阻器，所述第三晶体管的控制端和第二端短接，所述第四晶体管的控制端用于接收所述输入电压；
所述第一电流源的第二端接地；
第五晶体管，所述第五晶体管的第一端与所述输出电压连接，所述第五晶体管的控制端与所述第三晶体管的控制端连接以构成电流镜；以及
第二电流源，所述第二电流源连接于所述输出电压和所述第五晶体管的第二端之间，
其中，所述第五晶体管和所述第二电流源的公共节点用于提供所述输出电流，
所述斜坡电压生成单元包括：
串联连接于所述电流比较单元的输出与地之间的第六晶体管和第七晶体管，所述第六晶体管和所述第七晶体管的控制端用于接收所述跨周期控制信号；以及
一电容器，所述电容器的第一端与所述第六晶体管和所述第七晶体管的中间节点连接，所述电容器的第二端接地，
其中，所述第六晶体管和所述第七晶体管被配置为根据所述跨周期控制信号对所述电容器进行充放电操作，以在所述电容器的第一端产生所述斜坡电压，
所述逻辑输出单元包括：
第一反相器，所述第一反相器具有用于接收所述斜坡电压的输入端；
第二反相器，所述第二反相器具有与所述第一反相器的输出端连接的输入端；
或门电路，所述或门电路具有与所述第一反相器的输出端连接的第一输入端、与所述跨周期控制信号连接的第二输入端以及用于输出所述使能控制信号的输出端；以及
或非门电路，所述或非门电路具有与所述第二反相器的输出端连接的第一输入端、与所述跨周期控制信号连接的第二输入端以及用于输出所述第一控制信号的输出端。
8.一种开关变换器的控制方法，包括：
在脉冲跨周期调制模式下操作功率电路，以根据输入电压产生输出电压；
将所述输出电压的反馈电压与一基准电压相比较，以产生误差信号；
将所述误差信号与第一参考信号相比较，以产生跨周期控制信号，以用于在所述脉冲跨周期调制模式下控制所述功率电路的操作在跨周期区间和开关动作区间之间的改变；以及
在所述跨周期区间和所述开关动作区间之间的过渡区间中，根据所述输出电压和所述输入电压的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其中，所述根据所述输出电压和所述输入电压的差值自适应控制所述功率电路的低侧开关的导通时间的步骤包括：
根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生第一控制信号，
其中，所述第一控制信号的脉冲宽度用于控制所述低侧开关在所述过渡区间内的导通时间。
10.根据权利要求9所述的控制方法，还包括：
在所述开关动作区间产生一时钟信号，并根据所述时钟信号控制所述开关动作区间下所述低侧开关的关断时刻；以及
将所述误差信号与第二参考信号相比较以产生第二控制信号，并根据所述第二控制信号控制所述开关动作区间下所述低侧开关的导通时刻。
11.根据权利要求10所述的控制方法，还包括：
根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生一使能控制信号，所述使能控制信号用于控制所述时钟信号的有效和无效，
其中，所述第一控制信号的脉冲宽度以及所述使能控制信号的无效沿相对于所述跨周期控制信号的无效沿的延迟时间与所述输出电压和所述输入电压之间的差值正相关。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其中，根据所述跨周期控制信号、所述输入电压和所述输出电压产生所述第一控制信号和所述使能控制信号的步骤包括：
响应于所述输出电压产生第一电流；
响应于所述输入电压产生第二电流；
响应于所述第一电流和所述第二电流之间的差值而产生输出电流；
在所述跨周期控制信号的控制下利用所述输出电流对电容器进行充放电而产生斜坡电压；以及
将所述斜坡电压逻辑转换而得到所述第一控制信号和使能控制信号。
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