KR100953362B1 - 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법 - Google Patents

전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 서브하모닉 발진과 같은 저조파 발진의 발생을 방지할 수 있는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법을 제공한다.
스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 나서의 경과 시간을 t로 하면, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때의 슬롭 전압(Vs)은 저항(13)의 저항값을 Roffset로 하고, 스위칭 트랜지스터(M1)의 온 저항을 Ron로 하며, 인덕터 전류(iL)의 골짜기 전류값을 iLvalley로 하고, 콘덴서(16)의 용량을 Cvs로 할 때, Vs = Vin-A×Vin×Roffset-Ron×iLvalley-A×Vin/Cvs×t로 되도록 하고, A/Cvs=Ron/L로 되도록 하면, dVs/dt = -Ron×Vin/L로 되고, 슬롭 전압(Vs)의 경사(dVs/dt)가 입력 전압(Vin)의 변동에 따라 가변하도록 한다.
Figure R1020070137774
스위칭 레귤레이터, 저항, 기준 전압 발생 회로, 오차 증폭 회로, 슬롭 전압 생성 회로

Description

전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법{CURRENT-MODE CONTROLLED SWITCHING REGULATOR AND CONTROL METHOD THEREFOR}
본 발명은 넓은 입출력 전압 범위로 동작하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터에 관한 것이다.
종래, 스위칭 레귤레이터는 전압 모드 제어 방식이 일반적이었다. 전압 모드 제어 방식의 스위칭 레귤레이터에서는 출력 전압과 기준 전압의 전압차에 따라 스위칭 소자에 대하여 PWM 제어를 수행함으로써 출력 전압을 안정화시키고 있었다. 그러나, 전압 모드 제어 방식의 스위칭 레귤레이터는 귀환 신호를 출력 전압으로부터 검출하고 있기 때문에, 출력 전압 변동에 대한 응답 속도가 늦어 출력 전압과 기준 전압의 전압차를 증폭하는 오차 증폭 회로의 위상 보상이 복잡하게 되는 등의 문제가 있었다.
이에, 이와 같은 결점을 극복하는 기술로서 근래에 전류 모드 제어 방식의 스위칭 레귤레이터가 많이 이용되게 되었다. 그러나, 전류 모드 제어 방식의 스위칭 레귤레이터에서는 PWM 제어의 온 듀티(on duty) 사이클이 50%를 초과하면, 서브하모닉(Subharmonics) 발진을 초래하여 제어 불가능한 것이 알려져 있다. 이 대책 으로서 일반적으로 PWM 제어에 슬롭 보상을 실행하여 서브하모닉 발진을 방지하고 있었다.
도 1은 이와 같은 슬롭 보상 회로를 구비한 전류 모드 제어형의 스위칭 레귤레이터의 예를 나타낸 도면으로, 도 1에서는 강압형의 스위칭 레귤레이터를 예로 하여 나타내고 있다.
도 1에 있어서, 스위칭 트랜지스터(105)가 온 함으로써, 인덕터(104), 평활용 콘덴서(102) 및 부하(101)에 전력이 공급되고, 스위칭 트랜지스터(105)가 오프 하면, 인덕터(104) 및 평활용 콘덴서(102)에 저장되어 있던 에너지가 부하(101)로 공급된다. 전류-전압 변환 회로(106)는 임피던스(Rsense)를 갖고 있으며, 인덕터(104)에 흐르는 전류(iL)를 상기 임피던스(Rsense)에 의해 전압 변환한 변환 전압(Vsense)(= Rsense×iL)을 출력한다.
또, 발진 회로(110)는 미리 결정된 기준 클록 신호(CLK)와 미리 결정된 톱니형 파 전압(Vramp)을 각각 생성하여 출력한다. 가산기(108)는 변환 전압(Vsense)에 톱니형 파 전압(Vramp)을 가산하여 슬롭 보상을 수행하고, 슬롭 전압(Vs)으로서 PWM 콤퍼레이터(107)의 비반전 입력단에 출력한다. 오차 증폭 회로(115)는 출력 전압(Vout)을 분압한 분압 전압(Vfb)과 미리 결정된 기준 전압(Vref)의 전압차를 증폭하여 생성한 오차 전압(Ve)을 PWM 콤퍼레이터(117)의 반전 입력단에 출력한다. PWM 콤퍼레이터(107)는 오차 전압(Ve)과 슬롭 전압(Vs)의 전압 비교를 실행하고, 오차 전압(Ve)이 슬롭 전압(Vs)을 초과하면, PWM 콤퍼레이터(107)는 RS 래치 회로(112)를 리세트하고 스위칭 트랜지스터(105)를 오프 시킨다. 이 때문에, 인덕터 전류(iL)의 피크 전류값은 오차 전압(Ve)에 따른 값이 된다.
분압 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)보다 큰 경우에는, 오차 전압(Ve)을 저하시킴으로써 출력 전압(Vout)을 저하시키고, 분압 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)보다 작은 경우에는, 오차 전압(Ve)을 상승시킴으로써 출력 전압(Vout)을 상승시키도록 하여 출력 전압(Vout)을 규제하고 있다.
상기와 같은 서브하모닉 발진을 방지하려면, 슬롭 전압(Vs)의 경사가 스위칭 트랜지스터(105)가 오프 하였을 때의 인덕터 전류(iL)의 경사의 1/2 이상이 되도록 슬롭 보상을 수행할 필요가 있었다.
구체적으로는, 도 1의 경우에 인덕터 전류(iL)의 경사(diL/dt)는 인덕터(104)의 인덕턴스를 L로 하면, 스위칭 트랜지스터(105)가 온 하고 있는 경우, 다음의 (a) 식과 같이 되고, 스위칭 트랜지스터(105)가 오프 하고 있는 경우에는, 다음의 (b) 식과 같이 된다.
diL/dt = (Vin-Vout)/L (a)
diL/dt = -Vout/L (b)
톱니형 파 전압(Vramp)의 경사를 슬롭 보상(Iramp)으로 하면, 이 때의 슬롭 보상(Iramp)은 다음의 (c) 식과 같이 된다.
Iramp＞Vout/2/L×Rsense (c)
또한, 승압형의 스위칭 레귤레이터에서는 상기 (a) 식은 다음의 (d) 식으로 되고, 상기 (b) 식은 다음의 (e) 식으로 되며, 상기 (c) 식은 다음의 (f) 식으로 된다.
diL/dt = Vin/L (d)
diL/dt = -(Vout-Vin)/L (e)
Iramp＞(Vout-Vin)/L/2×Rsense (f)
이와 같이, 슬롭 보상(Iramp)은 출력 전압(Vout)과 입력 전압(Vin)이란 변수를 이용하여 나타낼 수 있고, 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)이 일정값인 경우에는 문제가 없다. 그러나, 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vout)은 일반적으로 넓은 범위에서 변동하기 때문에, 슬롭 보상(Iramp)을 고정값으로 하는 경우에, 슬롭 보상(Iramp)은 예상되는 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vout)의 변동 범위 내의 최대치로 설정할 필요가 있었다. 그러나, 과도하게 슬롭 보상을 실행하면, 서브하모닉 발진과 같은 저조파 발진의 발생을 방지할 수 있지만, 전류 귀환을 수행함으로 인한 효과가 없어짐으로써 전압 모드 제어 방식과 같은 동작으로 되어 제어성이 악화된다는 문제가 있었다. 이 때문에, 입출력 전압에 따른 슬롭 제어량을 결정함으로써, 넓은 입출력 전압 범위로 적절한 슬롭 보상을 실행할 수 있도록 하고 있었다(예컨대, 일본 특허 공개 공보 2006-33958호 참조).
그러나, 이 경우, 입력 전압과 출력 전압에 따라 슬롭 보상량을 변화시키고 있기 때문에, 회로가 복잡하게 된다는 문제가 있었다. 또, 스위칭 레귤레이터의 범용 IC에서는 출력 전압을 분압한 분압 전압을 생성하기 위한 저항이 외장된 경우가 많아 출력 전압을 감시할 수 없는 경우가 많기 때문에, 출력 전압에 따른 슬롭 보상을 수행할 수 없다는 문제가 있었다.
본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로서, 강압형의 스위칭 레귤레이터에서는 입력 전압에만 따라 슬롭 전압의 경사를 변화시키도록 하고, 승압형의 스위칭 레귤레이터에서는 출력 전압에만 따라 슬롭 전압의 경사를 변화시키도록 하여 서브하모닉 발진과 같은 저조파 발진의 발생을 방지할 수 있는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 강압하여 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자와,
상기 출력 전압을 미리 결정된 비율로 분압한 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하는 오차 증폭 회로부와,
상기 입력 전압에 따른 경사의 슬롭 전압을 생성하여 출력하는 슬롭 전압 생성 회로부와,
상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며, 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 스위칭 제어 회로부
를 구비하는 것이다.
구체적으로는, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는 상기 스위칭 소자가 오프되어 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사로 되도록, 상기 입력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 슬롭 전압을 생성하도록 하였다.
또한, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는,
일단이 상기 입력 전압에 접속된 콘덴서와,
일단이 상기 콘덴서의 타단에 접속된 저항과,
상기 저항의 타단과 접지 전압의 사이에 접속되어 상기 입력 전압에 따른 전류를 흘리는 전류원과,
상기 스위칭 소자가 온 하여 도통 상태로 된 후 미리 결정된 시간 동안, 상기 콘덴서의 타단에 상기 스위칭 소자의 출력단의 전압을 인가하는 전압 공급 회로 와,
상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되면, 상기 콘덴서에 충전된 전하를 방전시키는 방전 회로
를 구비하고,
상기 저항과 상기 전류원의 접속부로부터 상기 슬롭 전압을 출력하도록 하였다.
이 경우, 상기 스위칭 제어 회로부는,
상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로와,
미리 결정된 펄스폭의 클록 신호를 생성하여 출력하는 발진 회로와,
상기 스위칭 소자를 온 시키기 위한 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 상기 스위칭 소자를 오프 시키기 위한 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력되고, 상기 클록 신호 및 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 제어 회로
를 구비하고,
상기 전압 공급 회로는 상기 발진 회로로부터의 클록 신호에 따라 상기 콘덴서의 타단에 상기 스위칭 소자의 출력단의 전압을 인가하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 제어 회로는 세트 신호로서 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 리세트 신호로서 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력된 RS 플립플롭 회로로 구성되도록 하였다.
또한, 본 발명에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 승압하여 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자와,
상기 출력 전압을 미리 결정된 비율로 분압한 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하는 오차 증폭 회로부와,
상기 출력 전압에 따른 경사의 슬롭 전압을 생성하여 출력하는 슬롭 전압 생성 회로부와,
상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며, 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 스위칭 제어 회로부
를 구비하는 것이다.
구체적으로는, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는 상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사로 되도록, 상기 출력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 상기 슬롭 전압을 생성하도록 하였다.
또한, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는,
일단이 접지 전압에 접속된 콘덴서와,
일단이 상기 콘덴서의 타단에 접속된 저항과,
상기 입력 전압과 상기 저항의 타단 사이에 접속되어 상기 출력 전압에 따른 전류를 흘리는 전류원과,
상기 스위칭 소자가 온 하여 도통 상태로 된 후 미리 결정된 시간 동안, 상기 콘덴서에 상기 인덕터와 상기 스위칭 소자의 접속부의 전압을 인가하는 전압 공급 회로와,
상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되면, 상기 콘덴서에 충전된 전하를 방전시키는 방전 회로
를 구비하고,
상기 전류원과 상기 저항의 접속부로부터 상기 슬롭 전압을 출력하도록 하였다.
이 경우, 상기 스위칭 제어 회로부는,
상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 이 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로와,
미리 결정된 펄스폭의 클록 신호를 생성하여 출력하는 발진 회로와,
상기 스위칭 소자를 온 시키기 위한 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 상기 스위칭 소자를 오프 시키기 위한 상기 전압 비교 회로로부터의 펄 스 신호가 입력되고, 상기 클록 신호 및 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 제어 회로
를 구비하고,
상기 전압 공급 회로는 상기 발진 회로로부터의 클록 신호에 따라 상기 콘덴서에 상기 인덕터와 상기 스위칭 소자의 접속부의 전압을 인가하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 제어 회로는 세트 신호로서 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 리세트 신호로서 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력된 RS 플립플롭 회로로 구성되도록 하였다.
또한, 상기 오차 증폭 회로부, 슬롭 전압 생성 회로부 및 스위칭 제어 회로부는 하나의 IC에 집적되도록 하였다.
또한, 본 발명에 다른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법은 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 입력 단자에 입력된 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자
를 구비하고,
출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 미리 결정된 정전압으로 되도록 상기 스위칭 소자에 대한 스위칭 제어를 실행하여 상기 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 강압하여 상기 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법에 있어서,
상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하기 위한 펄스 신호를 생성하기 위하여 사용하는 슬롭 전압의 경사를 상기 입력 전압에 따라 가변하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 출력 단자의 전압을 미리 결정된 비율로 분압하고,
상기 분압된 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하며,
상기 입력 전압에 따른 경사의 슬롭 전압을 생성하고,
상기 증폭하여 얻어진 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며,
상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하도록 하였다.
또한, 상기 스위칭 소자가 오프하여 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사가 되도록, 상기 입력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 슬롭 전압을 생성하도록 하였다.
또한, 본 발명에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법은 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 입력 단자에 입력된 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자
를 구비하고,
출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 미리 결정된 정전압으로 되도록 상기 스위칭 소자에 대한 스위칭 제어를 실행하여 상기 입력 단자에 입력된 입력 전 압을 미리 결정된 정전압으로 승압하여 상기 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법에 있어서,
상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하기 위한 펄스 신호를 생성하기 위하여 사용하는 슬롭 전압의 경사를 상기 출력 전압에 따라 가변하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 출력 단자의 전압을 미리 결정된 비율로 분압하고,
상기 분압된 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하며,
상기 출력 전압에 따른 경사의 슬롭 전압을 생성하고,
상기 증폭하여 얻어진 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며,
상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하도록 하였다.
또한, 상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사로 되도록, 상기 출력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 슬롭 전압을 생성하도록 하였다.
본 발명의 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법에 의하면, 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하기 위한 펄스 신호를 생성하기 위하여 사용하는 슬롭 전압의 경사를 강압형의 경우에는 상기 입력 전압에 따라 가변하고, 승압형의 경우에는 상기 출력 전압에 따라 가변하도록 함으로써 간단한 회로로 넓은 입출력 전압 범위에서도 적절한 슬롭 보상을 수행할 수 있기 때문에, 서브 하모닉 발진과 같은 저조파 발진의 발생을 방지할 수 있다.
다음에, 도면에 나타내는 실시예에 근거하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
제1 실시예.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 2의 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터(이하, 스위칭 레귤레이터라 함)(1)는 직류 전원(20)으로부터 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 결정된 정전압으로 강압하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(21)에 출력하는 강압형의 스위칭 레귤레이터를 이루고 있다.
스위칭 레귤레이터(1)는 입력 단자(IN)로부터 입력되는 전류의 출력 제어를 수행하는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(M1)와, 정류용의 다이오드(D1)와, 인덕터(L1)와, 평활용의 콘덴서(C1)와, 출력 단자(OUT)로부터 출력되는 전압(Vout)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하여 출력하는 출력 전압 검출용의 저항(2, 3)을 구비하고 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터(1)는 미리 결정된 기준 전압(Vref)을 생성하여 출력하는 기준 전압 발생 회로(4)와, 상기 분압 전압(Vfb)과 상기 기준 전압(Vref)의 전압 비교를 실행하고, 상기 전압차를 증폭하여 오차 전압(Ve)을 생성하여 출력하는 오차 증폭 회로(5)와, 슬롭 전압(Vs)을 생성하여 출력하는 슬롭 전압 생성 회로(6)를 구비하고 있다.
또, 스위칭 레귤레이터(1)는 오차 증폭 회로(5)로부터의 오차 전압(Ve)과 슬롭 전압(Vs)의 전압 비교를 실행하고, 오차 전압(Ve)에 따른 펄스폭을 갖는 PWM 제어를 수행하기 위한 펄스 신호(Spw)를 생성하여 출력하는 PWM 콤퍼레이터(7)와, 미리 결정된 클록 신호(CLK)를 생성하여 출력하는 발진 회로(8)와, 세트 입력단(S)에 발진 회로(8)로부터의 클록 신호(CLK)가 입력되고 리세트 입력단(R)에 PWM 콤퍼레이터(7)로부터의 펄스 신호(Spw)가 입력되는 RS 플립플롭 회로(9)와, 상기 RS 플립플롭 회로(9)로부터의 출력 신호(Sq)에 따라 스위칭 트랜지스터(M1)의 스위칭 제어를 수행하기 위한 제어 신호를 생성하여 스위칭 트랜지스터(M1)를 구동하는 인버터(10)를 구비하고 있다.
한편, 슬롭 전압 생성 회로(6)는 인버터(11), 전압-전류 변환 회로(12), 저항(13), PMOS 트랜지스터(14, 15) 및 콘덴서(16)로 구성된다. 또한, 스위칭 트랜지스터(M1)는 스위칭 소자를 이루고, 다이오드(D1)는 정류 소자를 이루며, 저항(2, 3), 기준 전압 발생 회로(4) 및 오차 증폭 회로(5)는 오차 증폭 회로부를 이룬다. 또, 슬롭 전압 생성 회로(6)는 슬롭 전압 생성 회로부를 이루고, PWM 콤퍼레이터(7), 발진 회로(8), RS 플립플롭 회로(9) 및 인버터(10)는 스위칭 제어 회로부를 이룬다. 또, PWM 콤퍼레이터(7)는 전압 비교 회로를 이루고, RS 플립플롭 회로(9)는 제어 회로를 이루며, 전압-전류 변환 회로(12)는 전류원을 이루고, PMOS 트랜지스터(14)는 전압 공급 회로를 이루며, PMOS 트랜지스터(15)는 방전 회로를 이룬다. 또, 도 2의 스위칭 레귤레이터(1)에서는 인덕터(L1), 다이오드(D1), 콘덴서(C1) 및 저항(2, 3)을 제외한 각 회로는 하나의 IC에 집적되어 있다.
입력 전압(Vin)과 다이오드(D1)의 캐소드 사이에는 스위칭 트랜지스터(M1) 가 접속되고, 다이오드(D1)의 애노드는 접지 전압에 접속된다. 스위칭 트랜지스터(M1)의 드레인과 출력 단자(OUT)의 사이에 인덕터(L1)가 접속되고, 출력 단자(OUT)와 접지 전압의 사이에 저항(2)과 저항(3)의 직렬 회로 및 콘덴서(C1)가 병렬로 접속된다. 저항(2)과 저항(3)의 접속부 전압인 분압 전압(Vfb)은 오차 증폭 회로(5)의 비반전 입력단에 입력되고, 오차 증폭 회로(5)의 반전 입력단에는 기준 전압(Vref)이 입력된다. 또, PWM 콤퍼레이터(7)의 비반전 입력단에는 오차 증폭 회로(5)로부터의 오차 전압(Ve)이 입력되고, PWM 콤퍼레이터(7)의 반전 입력단에는 슬롭 전압(Vs)이 입력된다. RS 플립플롭 회로(9)의 출력 신호(Sq)는 인버터(10)에 의해 신호 레벨이 반전되어 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트에 입력된다.
슬롭 전압 생성 회로(6)에 있어서, 스위칭 트랜지스터(M1)의 드레인과 PWM 콤퍼레이터(7)의 반전 입력단 사이에는, PMOS 트랜지스터(14) 및 저항(13)이 직렬로 접속되고, PWM 콤퍼레이터(7)의 반전 입력단과 접지 전압의 사이에는 전압-전류 변환 회로(12)가 접속된다. 전압-전류 변환 회로(12)는 제어 신호 입력단에 입력 전압(Vin)이 입력되고, 입력 전압(Vin)에 따른 전류(islope)를 저항(13)으로부터 접지 전압의 방향으로 흘리는 것이다. 저항(13)과 전압-전류 변환 회로(12)의 접속부가 슬롭 전압 생성 회로(6)의 출력단을 이루고, 상기 접속부로부터 슬롭 전압(Vs)이 출력된다. 인버터(11)는 클록 신호(CLK)의 신호 레벨을 반전시켜 PMOS 트랜지스터(14)의 게이트에 출력한다. 또, 입력 전압(Vin)과 PMOS 트랜지스터(14)의 드레인 사이에는, PMOS 트랜지스터(15)와 콘덴서(16)가 병렬로 접속되고, PMOS 트랜지스터(15)의 게이트에는 RS 플립플롭 회로(9)의 출력 신호(Sq)가 입력된다.
이와 같은 구성에 있어서, 오차 전압(Ve)이 슬롭 전압(Vs) 이하이면, PWM 콤퍼레이터(7)는 저레벨의 신호를 출력하고, RS 플립플롭 회로(9)는 클록 신호(CLK)가 고레벨로 되어 있는 동안, 고레벨의 신호를 출력하고, 스위칭 트랜지스터(M1)는 인버터(10)에 의해 온 되어 도통 상태로 된다. 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하면, 인덕터(L1), 평활용 콘덴서(C1) 및 부하(21)에 전력이 공급되고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하면, 인덕터(L1) 및 평활용 콘덴서(C1)에 저축되어 있던 에너지가 부하(21)에 공급된다.
오차 증폭 회로(5)는 출력 전압(Vout)을 분압한 분압 전압(Vfb)과 미리 결정된 기준 전압(Vref)의 전압차를 증폭하여 생성한 오차 전압(Ve)을 PWM 콤퍼레이터(7)의 비반전 입력단에 출력한다. PWM 콤퍼레이터(7)는 오차 전압(Ve)과 슬롭 전압 생성 회로(6)로부터의 슬롭 전압(Vs)의 전압 비교를 실행하고, 오차 전압(Ve)이 슬롭 전압(Vs)을 초과하면, PWM 콤퍼레이터(7)는 RS 플립플롭 회로(9)를 리세트하고 스위칭 트랜지스터(M1)를 오프 시킨다. 이 때문에, 인덕터 전류(iL)의 피크 전류값은 오차 전압(Ve)에 따른 값이 된다.
분압 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)보다 큰 경우에는, 오차 전압(Ve)을 상승시킴으로써 출력 전압(Vout)을 저하시키고, 분압 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)보다 작은 경우에는, 오차 전압(Ve)을 저하시킴으로써 출력 전압(Vout)을 상승시키도록 하여 출력 전압(Vout)을 규제하고 있다.
다음에, 도 3은 도 2의 각부의 파형예를 나타낸 타이밍 도이며, 도 3을 참조하면서 도 2의 슬롭 전압 생성 회로(6)의 동작에 대하여 설명한다.
전압-전류 변환 회로(12)는 입력 전압(Vin)에 따른 전류(islope)를 생성하여 출력하고, 상기 전류(islope)는 (A×Vin)로 된다. 또한 A는 미리 결정된값이다. 저항(13)에 의해 입력 전압(Vin)에 더해지는 오프셋(offset) 전압(Voffset)은 저항(13)의 저항값을 Roffset로 하면, 다음의 (1) 식과 같이 된다.
Voffset = Vin-islope×Roffset (1)
콘덴서(16)의 일단에는 입력 전압이 인가되고, 클록 신호(CLK)가 고레벨로 되어 PMOS 트랜지스터(14)가 온 하면, 콘덴서(16)의 타단에는 PMOS 트랜지스터(14)를 통하여 스위칭 트랜지스터(M1)의 드레인 전압(VA)이 인가된다. 이 때문에, 콘덴서(16)의 양단 전압에 전압차가 발생하고 이 전압차로 콘덴서(16)가 충전된다. 스위칭 트랜지스터(M1)의 온 저항을 Ron으로 하고, 인덕터 전류(iL)의 골짜기 전류값을 iLvalley로 하면, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하였을 때의 스위칭 트랜지스터(M1)의 드레인 전압(VA)은 VA = Vin-Ron×iLvalley로 된다.
PMOS 트랜지스터(14)가 오프 하여 차단 상태로 되면, 전압-전류 변환 회로(12)에 의해 콘덴서(16)의 전하가 방출되고, 콘덴서(16)의 용량을 Cvs로 하면, 콘덴서(16)의 전압 경사는 (-A×Vin/Cvs)로 된다.
따라서, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 나서의 경과 시간을 t로 하면, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때의 슬롭 전압(Vs)은 다음의 (2) 식과 같이 된다.
Vs = Vin-A×Vin×Roffset-Ron×iLvalley-A×Vin/Cvs×t (2)
인덕터(L1)의 인덕턴스를 L로 하여
A/Cvs = Ron/L (3)
로 되도록 하면, 상기 (2) 식으로부터 다음의 (4) 식을 얻을 수 있다.
dVs/dt = -Ron×Vin/L (4)
한편, RS 플립플롭 회로(9)의 출력 신호(Sq)가 저레벨로 되면, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하고 PMOS 트랜지스터(15)가 온 하고, 콘덴서(16)에 충전된 전하가 완전히 방전되어 리세트된다.
여기서, 상기 설명에서는 온 저항(Ron)이 일정하고, 전류원을 이루는 전압-전류 변환 회로(12)로 생성한 전류(islope)가 islope = A×Vin이라고 하여 상기 (3) 식을 얻었지만, 온 저항(Ron)은 일반적으로 스위칭 트랜지스터(M1)의 온도와 온(ON) 시의 게이트 전압에 따라 변동한다.
따라서, islope = B×Ron×Vin로 하여(다만, B는 미리 결정된값이다), 전류(islope)가 온 저항(Ron)의 변동을 포함하도록 하면, 상기 (2) 식은 다음의 (5) 식과 같이 된다.
Vs = Vin-B×Ron×Vin×Roffset-Ron×iLvalley-B×Ron×Vin/Cvs×t (5)
B/Cvs = 1/L (6)
로 되도록 하면, 상기 (5) 식으로부터 다음의 (7) 식을 얻을 수 있다.
dVs/dt = -Ron×Vin/L (7)
이와 같이, 슬롭 전압(Vs)의 경사(dVs/dt)는 입력 전압(Vin)의 변동에 따라 가변한다는 것을 알 수 있다.
다음에, 도 4는 도 2의 전압-전류 변환 회로(12)의 회로예를 나타낸 도면이 다.
도 4에 있어서, 전압-전류 변환 회로(12)는 입력 전압(Vin)에 따른 전류(islope)를 생성하는 전류원을 이루고 있고, 오차 증폭 회로(31, 32), PMOS 트랜지스터(33, 34), NMOS 트랜지스터(35~37) 및 저항(38, 39)으로 구성되어 있다.
입력 전압(Vin)과 접지 전압의 사이에는 PMOS 트랜지스터(33), NMOS 트랜지스터(35) 및 저항(38)이 직렬로 접속되고, PMOS 트랜지스터(33)의 게이트는 접지 전압에 접속되며, NMOS 트랜지스터(35)의 게이트는 오차 증폭 회로(31)의 출력단에 접속된다. 오차 증폭 회로(31)에 있어서, 비반전 입력단에는 입력 전압(Vin)이 입력되고, 반전 입력단은 NMOS 트랜지스터(35)와 저항(38)의 접속부에 접속된다.
또, 입력 전압(Vin)과 접지 전압의 사이에는 저항(39), PMOS 트랜지스터(34) 및 NMOS 트랜지스터(36)가 직렬로 접속되고, PMOS 트랜지스터(34)의 게이트는 오차 증폭 회로(32)의 출력단에 접속된다. 오차 증폭 회로(32)에 있어서, 비반전 입력단은 PMOS 트랜지스터(33)와 NMOS 트랜지스터(35)의 접속부에 접속되고, 반전 입력단은 저항(39)과 PMOS 트랜지스터(34)의 접속부에 접속된다. NMOS 트랜지스터(36 및 37)는 전류 미러 회로를 형성하고, NMOS 트랜지스터(36, 37)의 각 게이트는 접속되며 그 접속부는 NMOS 트랜지스터(36)의 드레인에 접속된다. NMOS 트랜지스터(36, 37)의 각 소스는 접지 전압에 접속되고, NMOS 트랜지스터(37)의 드레인으로부터 접지 전압으로 전류(islope)가 흐른다.
오차 증폭 회로(31)는 반전 입력단의 전압이 비반전 입력단의 전압인 입력 전압(Vin)으로 되도록, NMOS 트랜지스터(35)의 동작 제어를 수행하여 NMOS 트랜지 스터(35)에 흐르는 전류를 제어한다. 저항(38 및 39)은 각각 미리 결정된 저항값을 가지고 있으며, 이 저항값은 변동하지 않는 것으로 한다. 저항(38)의 저항값을 R38로 하고, 저항(39)의 저항값을 R39로 한다. PMOS 트랜지스터(33)는 스위칭 트랜지스터(M1)와 동일한 프로세스 공정으로 형성되고, 게이트에는 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때를 상정한 전압이 입력된다. 여기서, PMOS 트랜지스터(33)는 스위칭 트랜지스터(M1)의 1/n의 트랜지스터 사이즈이며, 온 저항은 n×Ron인 것으로 한다.
저항(38)에는 Vin/R(38)의 전류가 흐르고, PMOS 트랜지스터(33)에도 Vin/R(38)의 전류가 흐르기 때문에, PMOS 트랜지스터(33)의 양단 전압차는 n×Ron×(Vin/R(38))로 된다. 또, 오차 증폭 회로(32)는 저항(39)의 양단 전압차가 n×Ron×(Vin/R(38))로 되도록 PMOS 트랜지스터(34)의 동작 제어를 실행하기 때문에, 저항(39)에는 Ron×n×Vin/R(38)/R(39)의 전류가 흐른다. 따라서, 전류 미러 회로를 형성하는 NMOS 트랜지스터(37)의 드레인 전류는 Ron×n×Vin/R(38)/R(39)로 되고, B = n/R(38)/R(39)로 하면, 전류(islope)는 다음의 (8) 식과 같이 된다.
islope = B×Ron×Vin (8)
또한, 상기 설명에서는 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때에 흐르는 전류를 전압으로 변환하기 때문에, 스위칭 트랜지스터(M1)의 온 저항을 사용하였지만, 인덕터(L1)에 직렬로 스위칭 트랜지스터(M1)의 출력 전류를 검출하기 위한 센스 저항을 접속하고, 이 센스 저항을 사용하여 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때 흐르는 전류를 전압으로 변환하도록 하여도 좋다. 이 경우, 도 4의 전류- 전압 변환 회로(12)에 있어서, PMOS 트랜지스터(33) 대신에, 센스 저항과 동일한 온도 특성을 지닌 저항을 사용하도록 하면 된다.
이와 같이, 본 제1 실시예에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터는 슬롭 전압(Vs)의 경사를 입력 전압(Vin)의 변동에 따라 변화시키도록 하였으므로, 간단한 회로로 넓은 입출력 전압 범위에서도 적절한 슬롭 보상을 실행할 수 있기 때문에, 서브하모닉 발진과 같은 저조파 발진의 발생을 방지할 수 있다.
제2 실시예.
상기 제1 실시예에서는 강압형의 스위칭 레귤레이터를 예로 하여 설명하였지만, 본 발명은 승압형의 스위칭 레귤레이터에도 적용할 수 있고, 이와 같이 한 것을 본 발명의 제2 실시예로 한다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 전류 모드 제어형의 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다. 또한 도 5에서는 도 2와 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고 있다.
도 5의 스위칭 레귤레이터(1a)는 직류 전원(20)으로부터 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 결정된 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(21)에 출력하는 승압형의 스위칭 레귤레이터를 이루고 있다.
스위칭 레귤레이터(1a)는 NMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(M11)와, 정류용의 다이오드(D11)와, 인덕터(L1)와, 평활용의 콘덴서(C1)와, 출력 단자(OUT)로부터 출력되는 전압(Vout)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하여 출력하는 출력 전압 검출용의 저항(2, 3)을 구비한다. 또한, 스위칭 레귤레이터(1a)는 미리 결정된 기준 전압(Vref)을 생성하여 출력하는 기준 전압 발생 회로(4)와, 상기 분압 전압(Vfb)과 상기 기준 전압(Vref)의 전압 비교를 실행하고 그 전압차를 증폭하여 오차 전압(Ve)을 생성하여 출력하는 오차 증폭 회로(5)와, 슬롭 전압(Vs)을 생성하여 출력하는 슬롭 전압 생성 회로(6a)를 구비한다.
또, 스위칭 레귤레이터(1a)는 오차 증폭 회로(5)로부터의 오차 전압(Ve)과 슬롭 전압(Vs)의 전압 비교를 실행하고, 오차 전압(Ve)에 따른 펄스폭을 갖는 PWM 제어를 수행하기 위한 펄스 신호(Spw)를 생성하여 출력하는 PWM 콤퍼레이터(7)와, 미리 결정된 클록 신호(CLK)를 생성하여 출력하는 발진 회로(8)와, 세트 입력단(S)에 발진 회로(8)로부터의 클록 신호(CLK)가 입력되고 리세트 입력단(R)에 상기 PWM 콤퍼레이터(7)로부터의 펄스 신호(Spw)가 입력된 RS 플립플롭 회로(9)를 구비한다.
한편, 슬롭 전압 생성 회로(6a)는 인버터(51), 전압-전류 변환 회로(52), 저항(53), NMOS 트랜지스터(54, 55, 57) 및 콘덴서(56, 58)로 구성된다. 또한, 스위칭 트랜지스터(M11)는 스위칭 소자를 이루고, 다이오드(D11)는 정류 소자를 이룬다. 또, 슬롭 전압 생성 회로(6a)는 슬롭 전압 생성 회로부를 이루고, PWM 콤퍼레이터(7), 발진 회로(8) 및 RS 플립플롭 회로(9)는 스위칭 제어 회로부를 이룬다. 또, 전압-전류 변환 회로(52)는 전류원을 이루고, NMOS 트랜지스터(54)는 전압 공급 회로를 이루며, NMOS 트랜지스터(55)는 방전 회로를 이룬다. 또, 도 5의 스위칭 레귤레이터(1a)에서는 인덕터(L1), 다이오드(D11), 콘덴서(C1) 및 저항(2, 3)을 제외한 각 회로는 하나의 IC에 집적되어 있다.
입력 전압(Vin)과 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인 사이에는 인덕터(L1)가 접속되고, 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인에 다이오드(D11)의 애노드가 접속되고, 출력 단자(OUT)에 다이오드(D11)의 캐소드가 접속된다. 출력 단자(OUT)와 접지 전압의 사이에 저항(2)과 저항(3)의 직렬 회로 및 콘덴서(C1)가 병렬로 접속된다. 저항(2)과 저항(3)의 접속부 전압인 분압 전압(Vfb)은 오차 증폭 회로(5)의 반전 입력단에 입력되고, 오차 증폭 회로(5)의 비반전 입력단에는 기준 전압(Vref)이 입력된다. 또, PWM 콤퍼레이터(7)의 반전 입력단에는 오차 증폭 회로(5)로부터의 오차 전압(Ve)이 입력되고, PWM 콤퍼레이터(7)의 비반전 입력단에는 슬롭 전압(Vs)이 입력된다. RS 플립플롭 회로(9)의 출력 신호(Sq)는 스위칭 트랜지스터(M11)의 게이트에 입력되고, 인버터(51)로 신호 레벨이 반전되어 NMOS 트랜지스터(55 및 57)의 각 게이트에 각각 입력된다.
슬롭 전압 생성 회로(6a)에 있어서, 입력 전압(Vin)과 접지 전압의 사이에 전압-전류 변환 회로(52), 저항(53) 및 콘덴서(56)가 직렬로 접속되고, 콘덴서(56)에 NMOS 트랜지스터(55)가 병렬로 접속된다. 저항(53) 및 콘덴서(56)의 접속부와 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인 사이에는 NMOS 트랜지스터(54)가 접속되고, NMOS 트랜지스터(54)의 게이트에는 클록 신호(CLK)가 입력된다. 또, 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인과 접지 전압의 사이에는 NMOS 트랜지스터(57)와 콘덴서(58)가 직렬로 접속되고, NMOS 트랜지스터(57)와 콘덴서(58)의 접속부에는 전압-전류 변환 회로(52)의 제어 신호 입력단이 접속된다. 전압-전류 변환 회로(52)와 저항(53)의 접속부로부터 PWM 콤퍼레이터(7)의 비반전 입력단에 슬롭 전압(Vs)이 출력된다.
이와 같은 구성에 있어서, 스위칭 트랜지스터(M11)가 온 하여 도통 상태로 되면, 직류 전원(20)으로부터 인덕터(L1)에 전력이 공급되고, 스위칭 트랜지스터(M11)가 오프 하여 차단 상태로 되면, 입력 전압(Vin)에 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 가산되어 출력 단자(OUT)로부터 출력된다. RS 플립플롭 회로(9)는 클록 신호(CLK)가 고레벨로 되면 세트되어 출력 신호(Sq)를 고레벨로 하고, 스위칭 트랜지스터(M11)가 온 하여 도통 상태로 된다. 오차 증폭 회로(5)는 분압 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)으로 되도록 오차 전압(Ve)을 출력한다. PWM 콤퍼레이터(7)는 슬롭 전압(Vs)과 오차 전압(Ve)의 전압 비교를 실행하고, 슬롭 전압(Vs)이 오차 전압(Ve)보다 커지면, RS 플립플롭 회로(9)를 리세트하고 스위칭 트랜지스터(M11)를 오프 시켜 차단 상태로 한다.
다음에, 도 6은 도 5의 각부의 파형예를 나타낸 타이밍 도이며, 도 6을 참조하면서 슬롭 전압 생성 회로(6a)에 의한 슬롭 전압(Vs)의 생성에 대하여 설명한다.
NMOS 트랜지스터(57)와 콘덴서(58)의 접속부는 출력 전압(Vout)과 동일한 전압으로 되므로, 전압-전류 변환 회로(52)는 출력 전압(Vout)에 따른 전류(islope)를 생성하여 출력하고, 상기 전류(islope)는 (D×Vout)로 된다. 또한 D는 미리 결정된값이다. 저항(53)에 의해 인가되는 오프셋(offset) 전압(Voffset)은 저항(53)의 저항값을 Roffset로 하면, 다음의 (9) 식과 같이 된다.
Voffset = islope×Roffset (9)
출력 전압(Vout)은 스위칭 트랜지스터(M11)가 오프 하고 있을 때의 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인 전압(VB)이며, 스위칭 트랜지스터(M11)가 오프 하고 있을 때에 NMOS 트랜지스터(57)을 온 시킴으로써, 콘덴서(58)의 양단 전압은 출력 전압(Vout)으로 유지되어 islope = D×Vout로 된다.
NMOS 트랜지스터(54)는 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인 전압(VB)을 발진 회로(8)로부터의 클록 신호(CLK)가 고레벨인 동안 콘덴서(56)에 샘플링한다. 스위칭 트랜지스터(M11)의 온 저항을 Ron으로 하면, 샘플링된 스위칭 트랜지스터(M11)의 드레인 전압(VB)은 VB = Ron×iLvalley로 된다. 또한, ilvalley는 인덕터 전류(iL)의 골짜기 전류값을 나타내고 있다.
NMOS 트랜지스터(54)가 오프 하여 차단 상태로 되면, 전류원을 이루는 전압-전류 변환 회로(52)에 의해 콘덴서(56)가 충전되고, 콘덴서(56)의 용량값을 Cvs로 하면, 콘덴서(56)의 전압 경사는 (D×Vout/Cvs)로 된다. 따라서, 스위칭 트랜지스터(M11)가 온 하고 나서의 경과 시간을 t로 하면, 스위칭 트랜지스터(M11)가 온 하고 있을 때의 슬롭 전압(Vs)은 다음의 (10) 식과 같이 된다.
Vs = D×Vout×Roffset＋Ron×iLvalley＋D×Vout/Cvs×t (10)
인덕터(L1)의 인덕턴스를 L로 하여
D/Cvs = Ron/L (11)
로 되도록 하면, 상기 (10) 식으로부터 다음의 (12) 식을 얻을 수 있다.
dVs/dt = Ron×Vout/L (12)
한편, 스위칭 트랜지스터(M11)가 오프 하면, NMOS 트랜지스터(55)가 온 하여 콘덴서(56)에 충전된 전하를 방전시키고, 콘덴서(56)의 전압을 접지 전압에 리 세트 한다.
여기서, 상기 설명에서는 온 저항(Ron)이 일정한 것으로 하고, 전류원을 이루는 전압-전류 변환 회로(52)로 생성한 전류(islope)가 islope = D×Vout인 것으로 하여 상기 (11) 식을 얻었지만, 온 저항(Ron)은 일반적으로 스위칭 트랜지스터(M11)의 온도와 온 시의 게이트 전압에 따라 변동한다.
따라서, islope = E×Ron×Vout로 하여(다만, E는 미리 결정된값이다), 전류(islope)가 온 저항(Ron)의 변동을 포함하도록 하면, 상기 (10) 식은 다음의 (13) 식과 같이 된다.
Vs = E×Ron×Vout×Roffset＋Ron×iLvalley＋E×Ron×Vout/Cvs×t (13)
E/Cvs = 1/L (14)
로 되도록 하면, 상기 (13) 식으로부터 다음의 (15) 식을 얻을 수 있다.
dVs/dt = Ron×Vout/L (15)
이와 같이, 슬롭 전압(Vs)의 경사(dVs/dt)는 출력 전압(Vout)의 변동에 따라 가변한다는 것을 알 수 있다.
다음에, 도 7은 도 5의 전압-전류 변환 회로(52)의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 7에 있어서, 전압-전류 변환 회로(52)는 출력 전압(Vout)에 따른 전류(islope)를 생성하는 전류원을 이루고, 오차 증폭 회로(61, 62), PMOS 트랜지스터(63~66), NMOS 트랜지스터(67~69) 및 저항(70, 71)으로 구성된다.
PMOS 트랜지스터(63 및 64)는 전류 미러 회로를 형성하고, 각 소스가 입력 전압(Vin)에 각각 접속되며 각 게이트가 접속되고, 그 접속부가 PMOS 트랜지스터(63)의 드레인에 접속된다. PMOS 트랜지스터(63)의 드레인과 접지 전압의 사이에는 NMOS 트랜지스터(67) 및 저항(70)이 직렬로 접속되고, NMOS 트랜지스터(67)와 저항(70)의 접속부는 오차 증폭 회로(61)의 반전 입력단에 접속된다. 오차 증폭 회로(61)의 비반전 입력단에는 출력 전압(Vout)에 상당하는 전압이 입력되고, 오차 증폭 회로(61)의 출력단은 NMOS 트랜지스터(67)의 게이트에 접속된다. 또한, 상술한 바와 같이 오차 증폭 회로(61)의 비반전 입력단에는 출력 전압(Vout)에 상당하는 전압이 입력되지만, 아래에 오차 증폭 회로(61)의 비반전 입력단에는 출력 전압(Vout)이 입력되는 것으로 하여 설명한다.
PMOS 트랜지스터(64)의 드레인과 접지 전압의 사이에는 NMOS 트랜지스터(68)가 접속되고, NMOS 트랜지스터(68)의 게이트에는 입력 전압(Vin)이 입력된다.
PMOS 트랜지스터(65 및 66)는 전류 미러 회로를 형성하고, 각 소스가 입력 전압(Vin)에 각각 접속되며 각 게이트가 접속되고 그 접속부가 PMOS 트랜지스터(65)의 드레인에 접속된다. PMOS 트랜지스터(65)의 드레인과 접지 전압의 사이에는 NMOS 트랜지스터(69) 및 저항(71)이 직렬로 접속되고, NMOS 트랜지스터(69)와 저항(71)의 접속부는 오차 증폭 회로(62)의 반전 입력단에 접속된다. 오차 증폭 회로(62)의 비반전 입력단은 PMOS 트랜지스터(64)와 NMOS 트랜지스터(68)의 접속부에 접속되고, 오차 증폭 회로(62)의 출력단은 NMOS 트랜지스터(69)의 게이트에 접속된다. PMOS 트랜지스터(66)의 드레인으로부터 전류(islope)가 출력된다.
이와 같은 구성에 있어서, 오차 증폭 회로(61)는 비반전 입력단과 반전 입력단의 전압이 동일하게 되도록 NMOS 트랜지스터(67)의 동작 제어를 실행한다. 또, 저항(70 및 71)은 저항값이 변동하지 않는 정저항(定抵抗)으로 하고, 저항(70)의 저항값을 R70, 저항(71)의 저항값을 R71로 한다. NMOS 트랜지스터(68)는 스위칭 트랜지스터(M11)와 동일한 프로세스 공정에 의해 생성된 트랜지스터로서, 게이트에는 입력 전압(Vin)이 입력되고 스위칭 트랜지스터(M11)의 1/n의 사이즈를 가지고 있으며, NMOS 트랜지스터(68)의 온 저항은 (Ron×n)으로 된다.
오차 증폭 회로(61)의 비반전 입력단에는 출력 전압(Vout)이 입력되고, 저항(70)의 양단 전압은 Vout로 된다. 따라서, 저항(70)에는 Vout/R70의 전류가 흐른다. NMOS 트랜지스터(68)에는 PMOS 트랜지스터(63 및 64)의 전류 미러 회로에 의해 Vout/R70의 전류가 흐른다. 이 때문에, NMOS 트랜지스터(68)의 양단 전압은 (Ron×n×Vout/R70)으로 된다. 오차 증폭 회로(62)는 저항(71)의 양단 전압이 (Ron×n×Vout/R70)으로 되도록 NMOS 트랜지스터(69)의 동작 제어를 실행하기 때문에, 저항(71)에는 (Ron×n×Vout/R70/R71)의 전류가 흐른다. 따라서, 전류(islope)는 E = n/R70/R71로 하면, 다음의 (16) 식과 같이 된다.
islope = E×Ron×Vout (16)
이와 같이, 본 제2 실시예에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터는 슬롭 전압(Vs)의 경사를 출력 전압(Vout)의 변동에 따라 변화하도록 하였으므로, 간단한 회로로 넓은 입출력 전압 범위에서도 적절한 슬롭 보상을 실행할 수 있기 때문에, 서브하모닉 발진과 같은 저조파 발진의 발생을 방지할 수 있다.
또한, 상기 제1 및 제2 실시예에서는 스위칭 트랜지스터가 온 하였을 때에 흐르는 전류를 전압으로 변환하기 위하여 스위칭 트랜지스터의 온 저항을 사용하였지만, 인덕터(L1)에 직렬로 센스 저항을 접속하도록 하여도 좋다. 또, 정류 다이오드 대신에 스위칭 트랜지스터와 역상으로 스위칭하는 동기 정류용 트랜지스터를 사용한 동기 정류 방식으로 하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 종래의 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 3은 도 2의 각부의 파형예를 나타낸 타이밍 도.
도 4는 도 2의 전압-전류 변환 회로(12)의 회로예를 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 6은 도 5의 각부의 파형예를 나타낸 타이밍 도.
도 7은 도 5의 전압-전류 변환 회로(52)의 회로예를 나타낸 도면.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
　1, 1a : 스위칭 레귤레이터 2, 3 : 저항
　4 : 기준 전압 발생 회로 　5 : 오차 증폭 회로
　6, 6a : 슬롭 전압 생성 회로 　7 : PWM 콤퍼레이터
　8 : 발진 회로 　 9 : 플립플롭 회로
　10, 11 : 인버터 　 12, 52 : 전압-전류 변환 회로
　13, 53 : 저항 　14, 15 : PMOS 트랜지스터
　16, 56, 58 : 콘덴서 　 20 : 직류 전원
　54, 55, 57 : NMOS 트랜지스터 　M1, M11 : 스위칭 트랜지스터
　D1, D11 : 다이오드 　C1 : 콘덴서
　L1 : 인덕터

Claims (17)

  1. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 강압하여 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
    상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자와,
    상기 출력 전압을 미리 결정된 비율로 분압한 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하는 오차 증폭 회로부와,
    상기 출력 전압에는 관계없이 입력 전압에 따라 가변되는 경사를 갖는 슬롭(slope) 전압을 생성하여 출력하는 슬롭 전압 생성 회로부와,
    상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며, 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 스위칭 제어 회로부
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는 상기 스위칭 소자가 오프되어 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경 사로 되도록, 상기 입력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 슬롭 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는,
    일단이 상기 입력 전압에 접속된 콘덴서와,
    일단이 상기 콘덴서의 타단에 접속된 저항과,
    상기 저항의 타단과 접지 전압의 사이에 접속되어 상기 입력 전압에 따른 전류를 흘리는 전류원과,
    상기 스위칭 소자가 온 하여 도통 상태로 되고 나서의 미리 결정된 시간 동안, 상기 콘덴서의 타단에 상기 스위칭 소자의 출력단의 전압을 인가하는 전압 공급 회로와,
    상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되면, 상기 콘덴서에 충전된 전하를 방전시키는 방전 회로
    를 구비하고,
    상기 저항과 상기 전류원의 접속부로부터 상기 슬롭 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로부는,
    상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로와,
    미리 결정된 펄스폭의 클록 신호를 생성하여 출력하는 발진 회로와,
    상기 스위칭 소자를 온 시키기 위한 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 상기 스위칭 소자를 오프 시키기 위한 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력되고, 상기 클록 신호 및 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 제어 회로
    를 구비하고,
    상기 전압 공급 회로는 상기 발진 회로로부터의 클록 신호에 따라 상기 콘덴서의 타단에 상기 스위칭 소자의 출력단의 전압을 인가하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제어 회로는 세트 신호로서 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 리세트 신호로서 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력되는 RS 플립플롭 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  6. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 승압하여 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
    상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자와,
    상기 출력 전압을 미리 결정된 비율로 분압한 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하는 오차 증폭 회로부와,
    상기 입력 전압에는 관계없이 출력 전압에 따라 가변되는 경사를 갖는 슬롭 전압을 생성하여 출력하는 슬롭 전압 생성 회로부와,
    상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며, 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 스위칭 제어 회로부
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  7. 제6항에 있어서, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는 상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사로 되도록, 상기 출력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 상기 슬롭 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 슬롭 전압 생성 회로부는,
    일단이 접지 전압에 접속된 콘덴서와,
    일단이 상기 콘덴서의 타단에 접속된 저항과,
    상기 입력 전압과 상기 저항의 타단 사이에 접속되어 상기 출력 전압에 따른 전류를 흘리는 전류원과,
    상기 스위칭 소자가 온 하여 도통 상태로 되고 나서의 미리 결정된 시간 동안, 상기 콘덴서에 상기 인덕터와 상기 스위칭 소자의 접속부의 전압을 인가하는 전압 공급 회로와,
    상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되면, 상기 콘덴서에 충전된 전하를 방전시키는 방전 회로
    를 구비하고,
    상기 전류원과 상기 저항의 접속부로부터 상기 슬롭 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  9. 제8항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로부는,
    상기 오차 증폭 회로부로부터의 출력 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 이 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로와,
    미리 결정된 펄스폭의 클록 신호를 생성하여 출력하는 발진 회로와,
    상기 스위칭 소자를 온 시키기 위한 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 상기 스위칭 소자를 오프 시키기 위한 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력되고, 상기 클록 신호 및 상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 제어 회로
    를 구비하고,
    상기 전압 공급 회로는 상기 발진 회로로부터의 클록 신호에 따라 상기 콘덴서에 상기 인덕터와 상기 스위칭 소자의 접속부의 전압을 인가하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제어 회로는 세트 신호로서 상기 발진 회로로부터의 클록 신호가 입력되고, 리세트 신호로서 상기 전압 비교 회로로부터의 펄스 신호가 입력되는 RS 플립플롭 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 오차 증폭 회로부, 슬롭 전압 생성 회로부 및 스위칭 제어 회로부는 하나의 IC에 집적되는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터.
  12. 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
    상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 입력 단자에 입력된 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자
    를 구비하고,
    출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 미리 결정된 정전압으로 되도록 상기 스위칭 소자에 대한 스위칭 제어를 실행하여 상기 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 강압하여 상기 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하기 위한 펄스 신호를 생성하기 위하여 사용하는 슬롭 전압의 경사를 상기 출력 전압에는 관계없이 상기 입력 전압에 따라 가변하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 출력 단자의 전압을 미리 결정된 비율로 분압하고,
    상기 분압된 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하며,
    상기 입력 전압에 따른 경사의 슬롭 전압을 생성하고,
    상기 증폭하여 얻어진 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며,
    상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법.
  14. 　제12항 또는 제13항에 있어서, 상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사가 되도록, 상기 입력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 슬롭 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법.
  15. 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하는 스위칭 소자와,
    상기 스위칭 소자의 스위칭에 의해 입력 단자에 입력된 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와
    상기 인덕터의 방전을 수행하는 정류 소자
    를 구비하고,
    출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 미리 결정된 정전압으로 되도록 상기 스위칭 소자에 대한 스위칭 제어를 실행하여 상기 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 승압하여 상기 출력 단자로부터 출력 전압으로서 출력하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하기 위한 펄스 신호를 생성하기 위하여 사용하는 슬롭 전압의 경사를 상기 입력 전압에는 관계없이 상기 출력 전압에 따라 가변하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 출력 단자의 전압을 미리 결정된 비율로 분압하고,
    상기 분압된 분압 전압과 미리 결정된 기준 전압의 전압차를 증폭하며,
    상기 출력 전압에 따른 경사의 슬롭 전압을 생성하고,
    상기 증폭하여 얻어진 전압과 상기 슬롭 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과에 따른 듀티 사이클의 펄스 신호를 생성하며,
    상기 펄스 신호에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법.
  17. 제15항 또는 제16항에 있어서, 상기 스위칭 소자가 오프 하여 차단 상태로 되었을 때의 상기 인덕터에 흐르는 전류 변화량의 1/2 이상의 경사로 되도록, 상기 출력 전압이 클 수록 상기 경사를 크게 하여 슬롭 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법.
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