CN117155072A - 开关变换器及其控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种开关变换器及其控制电路，该控制电路被配置为基于开关变换器的输入电压和输出电压在第一与第二状态之间切换开关变换器中的第一开关。控制电路包括：导通控制电路，其被配置为确定一持续时间，并在持续时间期满时产生期满信号；以及逻辑电路，其被配置为基于期满信号将第一开关从第二状态切换到第一状态。其中，导通控制电路中还包括时间调整模块，其被配置为在输出电压大于预定阈值时基于输出电压的反馈电压与预定的第一参考电压之间的误差产生调整信号，调整信号用以改变期满信号的产生时刻，以调节持续时间的长度，从而可以在负载跳变时及时调整开关元件的关断时间，以减小输出电压的过冲，提高负载的动态响应速度。

Description

开关变换器及其控制电路
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，更具体地涉及一种开关变换器及其控制电路。
背景技术
现代便携式电子设备通常设置有诸如电池的电源，其用作装置内的各种电子部件的直流(DC)。然而，通常这些部件将具有不同的电压要求，因此这类装置通常采用一个或多个电压转换器，该电压转换器将与电源相关联的标称电压降低到适合于不同电子部件的电压。
现有的电压转换器通常采用线性调节器和开关变换器这两种。在线性调节器中，输出电压通过调节无源元件(例如可变电阻)进行调节，以控制电流从电压源到负载的连续流动。开关变换器通过将电流连通或断开来控制输出电压，通常采用一个或者多个开关以及电感和电容部件来存储和传递能量到负载端，调节器通过控制开关元件的导通和断开，来调节输送到负载端的电压大小，从而控制通过电感以不连续电流脉冲形式输送的电量。所述电感和电容将输送的电流脉冲转化成稳定的负载电流，以便调控负载电压。最终，根据表示输出电压和负载电流的反馈信号通过调节开关元件的导通和关断时间来实现调节输出电压。
以电流模式工作的开关变换器可以提供良好的线性和负载瞬态信号抑制，并且在故障状态(例如输出短路)期间具有很好的限流能力，因此得到了广泛的应用。
现有的恒定关断时间控制(Constant Off-time，CFT)架构的开关变换器存在以下不足：当输出负载由重载切换为轻载时，开关变换器需要降低输出电压。然而，由于开关元件的关断时间受到限制，会导致开关变换器的电感电流无法快速降低，继而使得输出电压的瞬间上升，导致输出电压过冲，影响系统的性能和稳定性。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关变换器及其控制电路，可以在负载跳变时基于输出电压的反馈电压与预定的第一参考电压之间的误差动态调节功率电路中开关元件的关断时间，以减小输出电压的过冲，提高负载的动态响应速度。
根据本发明实施例的一方面，提供了一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括连接到开关节点的第一开关，所述控制电路被配置为基于所述开关变换器的输入电压和输出电压在第一与第二状态之间切换所述第一开关，所述控制电路包括：导通控制电路，其被配置为确定一持续时间，并在所述持续时间期满时产生期满信号；以及逻辑电路，其被配置为基于所述期满信号将所述第一开关从所述第二状态切换到所述第一状态，其中，所述导通控制电路包括：时间调整模块，其被配置为在所述输出电压大于预定阈值时基于所述输出电压的反馈电压与预定的第一参考电压之间的误差产生调整信号，所述调整信号用以改变所述期满信号的产生时刻，以调节所述持续时间的长度。
可选的，所述导通控制电路还被配置为，在所述输出电压小于所述预定阈值时维持所述持续时间为一恒定值。
可选的，所述导通控制电路还包括：使能控制比较器，其被配置为在所述输出电压的反馈电压大于预定的第二参考电压时产生第一电平的使能控制信号，所述时间调整模块基于所述第一电平的使能控制信号来产生所述调整信号。
可选的，所述导通控制电路还包括：参考电压生成模块，其被配置为产生表征所述持续时间的第三参考电压；以及定时器模块，其被配置为在所述第一开关从第二状态切换到第一状态时通过第一交流小信号元件对一电容器进行充电以产生斜坡电压，并在所述斜坡电压上升到所述第三参考电压时产生所述期满信号，其中，所述调整信号通过改变所述第三参考电压以改变所述期满信号的产生时刻。
可选的，所述参考电压生成模块包括：串联连接于电源电压和地之间的第二交流小信号元件和第三交流小信号元件，所述第二交流小信号元件配置为提供与所述输入电压相关的第一电流，所述第三交流小信号元件配置为提供与所述输出电压以及所述第一开关的占空比相关的第二电流；以及连接于所述第二交流小信号元件和第三交流小信号元件之间的第一节点和地之间的电阻器，其中，所述电阻器配置为基于所述第一电流和所述第二电流在所述第一节点处产生所述第三参考电压，以及所述调整信号通过在所述第一节点处提供补偿电流来改变所述第三参考电压。
可选的，所述时间调整模块包括：跨导放大器，其被配置为将所述输出电压的反馈电压和所述第一参考电压之间的误差转换成误差电流；电流镜单元，其被配置为产生所述误差电流的镜像电流；以及传输门单元，其被配置为受控于所述第一电平的所述使能控制信号而开启，以根据所述镜像电流产生所述调整信号。
可选的，所述时间调整模块还包括：电流偏置单元，其被配置为基于所述输入电压、所述输出电压以及所述第一开关的占空比向所述跨导放大器产生一偏置电流，其中，所述电流偏置单元包括：串联连接于电源电压和地之间的第四交流小信号元件和第五交流小信号元件，所述第四交流小信号元件配置为提供与所述输入电压相关的第一电流，所述第五电流配置为提供与所述输出电压以及所述第一开关的占空比相关的第二电流，其中，所述第四交流小信号元件和所述第五交流小信号元件之间的第二节点用于提供所述偏置电流。
可选的，所述使能控制比较器通过迟滞比较器实现。
可选的，所述控制电路还包括：误差放大器，其被配置为获得所述输出电压的反馈电压与基准电压之间的误差放大信号；电流检测电路，其被配置为获得表征所述开关变换器的电感电流峰值的电流检测信号；以及峰值比较器，其被配置为将所述误差放大信号与所述电流检测信号相比较，以获得一控制信号，其中，所述逻辑电路配置为基于所述控制信号将所述第一开关从第一状态切换到第二状态。
根据本发明实施例的另一方面，提供了一种开关变换器，包括：输入端，接收输入电压；连接到负载的输出端，提供输出电压；与所述输入端和输出端连接的功率电路，所述功率电路采用至少一个电感元件以及至少第一开关调节提供给所述负载的电流；以及上述的控制电路，所述控制电路连接到所述第一开关且经配置以基于所述输入电压及所述输出电压在第一及第二状态之间切换所述第一开关。
本发明实施例的开关变换器的控制电路在导通控制电路中设置有时间调整模块，该时间调整模块可以在输出电压大于预定阈值时基于反馈电压与预定的第一参考电压之间的误差来改变期满信号的产生时刻，继而可以调节功率电路中的开关元件的关断时间的持续时间长度，从而可以在负载跳变时，能够更加快速地调节功率电路中的开关元件的关断时间，加快电感电流的下降，从而减小输出电压的过冲，提高负载的动态响应速度。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1为传统的开关变换器的示意性电路图。
图2为传统的开关变换器在负载变化时的输出波形图。
图3为根据本发明实施例的开关变换器的示意性电路图。
图4为根据本发明实施例的导通控制电路的示意性电路图。
图5为根据本发明实施例的导通控制电路的工作波形图。
图6为根据本发明实施例的开关变换器与传统的开关变换器在负载变化时的波形对比图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，在图中可能未示出某些公知的部分。
在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如部件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。
应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
在本申请的上下文中，当晶体管处于“断开(off)状态”或“断开”时，晶体管阻挡电流和/或基本不传导电流。相反，当晶体管从处于“导通(on)状态”或“导通”时，晶体管能够显著地传导电流。举例来说，在一个实施例中，高压晶体管包括N沟道金属氧化物半导体(NMOS)场效应晶体管(FET)，其中高压被提供在晶体管的第一端子(即漏极)和第二端子(即源极)之间。在一些实施例中，当调节提供到负载的能量时，可以使用集成控制器电路来驱动功率开关。另外，出于本公开内容的目的，本申请中的“接地”或“接地电势”是指如下参考电压或电势，相对于参考电压或电势来定义或测量电子电路或集成电路(IC)的所有其他电压或电势。
图1为传统的开关变换器的示意性电路图。如图1所示，开关变换器100包括功率电路、误差放大器131、电流检测电路110、峰值比较器132、定时器120、逻辑电路140以及驱动电路140。
功率电路连接于输入端和输出端之间，采用至少一个电感元件以及至少一个开关元件调节提供给连接于输出端的负载的电流，从而根据输入电压VIN向负载提供稳定连续的输出电压VOUT。示例的，该功率电路包括串联连接于输入端和地之间的开关S1和S2，电感器L1连接在开关S1和S2之间的开关节点Lx和输出端之间。输出电容Co连接在所述输出端和地之间，用于对输出电压VOUT进行平滑滤波。
开关变换器100还包括分压电阻Ra和Rb，分压电阻Ra和Rb串联连接在输出端和地之间，二者的中间节点用于提供输出电压VOUT的反馈电压VFB。误差放大器131具有连接至所述反馈电压VFB的负输入端、接收基准电压VBG的正输入端、以及用于输出反馈电压VFB与基准电压VBG之差(或误差)的误差放大信号Vc的输出端。
电流检测电路110被配置为在所述功率电路中的开关元件导通期间，通过检测流经功率电路中的至少一个电感元件的电流，以获得表征所述至少一个电感元件的电感电流的电流检测信号Vs。上述采样可以通过采样电阻器、电流互感器或电流镜等方式实现，而且，电流检测电路110也可以通过采样流过各个开关元件的电流来估算流过电感元件的电流并获取电流检测信号Vs。
开关变换器100被配置为利用峰值电流来控制功率电路在连续传导模式(CCM)下的操作。特别地，每个开关周期均包括接通时间Ton和关断时间Toff，在接通时间Ton中，来自输入端的电流在电感元件和开关元件中流动，从而使得能量能够被存储在所述至少一个电感元件中。在峰值电流控制模式中，基于所述电流检测电路110感测的电压使用合适的反馈控制回路来控制接通时间周期Ton的持续时间。示例的，峰值比较器132具有接收所述电流检测信号Vs的正输入端，接收所述误差放大信号Vc的负输入端，以及用于输出控制信号SC的输出端。其中，所述控制信号SC用于控制接通时间Ton的持续时间。示例的，峰值比较器132被配置为在电流检测信号Vs升高到误差放大信号Vc时产生控制信号SC以将功率电路中的开关S1从接通状态切换到关断状态。
在关断时间Toff中，先前存储在电感元件中的能量被传递到负载端。特别地，关断时间Toff的持续时间可以是固定的。示例的，定时器120用于为电路提供开关定时的内部时钟，以控制功率电路中的开关周期的持续时间。进一步的，定时器120被配置为产生期满信号ST，以在优选的开关周期期满时将开关S1从关断状态切换到导通状态。示例的，逻辑电路140经配置以基于控制信号SC及期满信号ST来产生脉宽调制信号PWM，然后通过驱动电路150来驱动开关S1的导通和关断。示例的，所述逻辑电路140可以通过边缘触发的RS触发器来实现，其基于所述控制信号SC来产生无效的脉宽调制信号PWM，并基于所述期满信号ST来产生有效的脉宽调制信号PWM。
图2为传统的开关变换器100在负载变化时的输出波形图。在图2中，ILOAD表示输出负载的负载电流，IL表示开关变换器中流经电感器L1的电感电流，VOUT表示输出电压。如图2所示，当外部负载由重载变为轻载时，负载电流ILOAD将迅速降低，然而传统的开关变换器100由于关断时间Toff的限制，电感电流IL无法迅速降低，继而在电路中出现电感电流IL大于负载电流ILOAD的情况，导致输出电压VOUT出现过冲，降低系统的稳定性。
图3为本发明实施例的开关变换器的示意性电路图。如图3所示，开关变换器200包括具有一个或多个开关元件和滤波器元件(例如，电感和/或电容等)的功率电路，所述一个或多个开关元件和滤波器元件被配置为响应于开关驱动信号来调节开关变换器输入端至输出端的电能传输，以将输入电压VIN转换成稳定连续的输出电压VOUT。
在一些实施例中，按照功率电路的拓扑分类，可以将开关变换器200划分为降压型(buck)变换器、升压型(boost)变换器、反激型(flyback)变换器和降压-升压型(buck-boost)变换器。
在一种示例性的实施方式中，功率电路通过降压拓扑架构实现，包括开关S1、开关S2和电感器L1。开关S1和开关S2连接在电压供应节点(例如，输入电压VIN)和地之间，电感器L1的第一端与开关S1和S2之间的开关节点Lx连接，电感器L1的第二端与输出节点VOUT连接。开关S1和S2(也分别称为高侧及低侧开关)可为任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等，例如，N沟道MOSFET，其分别由栅极驱动信号HSD和LSD来控制，以在第一状态与第二状态(例如，接通及关断状态)之间交替地操作。此外，本实施例的功率电路还包括连接在输出节点VOUT和接地节点之间的输出电容Co。
应当指出，尽管在本实施例中将MOSFET用于开关元件，在不偏离本发明原理的前提下，可以使用任何其他类型的合适开关元件。此外，本实施例虽然以同步降压变换器进行说明，但是，本发明不以此为限制，本发明同样适用于非同步降压变换器，本领域技术人员也可以采用整流二极管代替上述实施例中的开关S2。
开关变换器200还包括耦合到开关元件S1和S2的控制电路210，控制电路210用于产生施加到开关元件S1和S2的脉宽调制信号PWM，以通过驱动电路216控制开关元件S1和S2的开关状态，以向负载供给能量。驱动电路216被配置为基于所述脉宽调制信号PWM产生分别施加到开关元件S1和S2的栅极的驱动信号HSD和LSD。在另一实施例中，驱动电路216可以为控制电路210的一部分或可与控制电路210分离。
在本实施例中，控制电路210通过反复使得开关元件S1和S2交替地接通/关断，利用电感器L1进行能量转换，从而使得输入电压VIN被降压，被降压后的电压通过电感器L1、输出电容Co被平滑化，作为输出电压VOUT被输出。
其中，开关变换器200的控制电路210可以被集成在一个半导体衬底上的LSI芯片。在本实施例中，开关元件S1和S2可以被设置在控制电路210的外部，但是也可以设置于控制电路的内部。
开关变换器200被配置为利用峰值电流来控制功率电路在连续传导模式(CCM)下的操作。特别地，每个开关周期均包括接通时间Ton和关断时间Toff，在接通时间Ton中，开关S1接通，且开关S2关断，来自输入端的电流在电感元件和开关元件中流动，从而使得能量能够被存储在所述至少一个电感元件中，电感元件中的电流上升。在关断时间Toff中，开关S1关断，且开关S2接通，先前存储在电感元件中的能量被传递到负载端或输入端，因此电感元件中的电流下降。
在本实施例中，控制电路210进一步包括误差放大器211、峰值比较器212、电流检测电路213、导通控制电路214及逻辑电路215。
误差放大器211的正输入端用于接收所述输出电压VOUT的反馈电压VFB，误差放大器211的负输入端用于接收一基准电压VBG，误差放大器211被配置为将所述反馈电压VFB与所述基准电压VBG相比较，以产生误差放大信号Vc，信号Vc表示反馈电压VFB与基准电压VBG之间的差值。在一种示例性的实施方式中，开关变换器200还包括设置在输出端的分压网络，所述分压网络通过电阻器Ra和Rb构成，并在二者的公共节点得到所述输出电压VOUT的反馈电压VFB。
峰值比较器212的正输入端用于接收表征开关变换器200中的电感器L1的电感电流峰值的电流检测信号Vs，峰值比较器212的负输入端用于接收所述误差放大信号Vc，其经配置以在电流检测信号Vs升高到误差放大信号Vc时产生控制信号SC以将开关S1从接通状态切换到关断状态。在一个实施例中，电流检测信号Vs与流过开关S1并通过电流检测电路213获得的电流成比例，例如，可以通过电流检测电路213来检测流经功率电路中的至少一个电感元件的电流，以获得所述电流检测信号Vs。上述检测可以通过采样电阻器、电流互感器或电流镜等方式实现，而且，电流检测电路213也可以通过采样流过各个开关元件的电流来估算流过电感元件的电流并获取电流检测信号Vs。例如，在本实施例中，电流检测电路213可以通过感测跨接在高侧开关S1两端之间的感测电阻器(未示出)来获得所述电流检测信号Vs。
所述导通控制电路214被配置为产生期满信号ST，并在开关周期时间期满时将开关S1从关断状态切换到接通状态。所述逻辑电路215进一步被配置为基于所述控制信号SC和所述期满信号ST来产生脉宽调制信号PWM，并通过驱动电路216根据所述脉宽调制信号PWM产生栅极驱动信号HSD和LSD，以驱动所述开关S1和S2的接通/关断。例如，所述逻辑电路215可以为边缘触发的SR触发器，其基于期满信号ST提供有效(例如，高电平)的脉宽调制信号PWM，并基于控制信号SC提供无效(例如，低电平)的脉宽调制信号PWM。
在本实施例中，在每个开关周期期满时导通控制电路214产生所述期满信号ST(例如高电平脉冲)，所述开关S2从接通状态切换到关断状态，并经过合适的死区时间后所述开关S1从关断状态切换到接通状态，输入电压VIN对电感器L1进行充电，因此电感器L1上的电流IL不断上升，反馈电压VFB与基准电压VBG经过误差放大器211的放大后输入峰值比较器212的负输入端，电流检测信号Vs被提供至峰值比较器212的正输入端，随着电感电流IL的上升，当电流检测信号Vs升高到误差放大信号Vc时，峰值比较器212产生所述控制信号SC，所述开关S1从接通状态切换到关断状态，并经过合适的死区时间后所述开关S2从关断状态切换到接通状态，电感器L1中存储的电流流向负载，因此电感器L1中的电流IL下降。
其中，所述导通控制电路214中进一步还包括一时间调整模块(未示出)，所述时间调整模块被配置为在负载跳变时基于所述输出电压VOUT的反馈电压VFB与预定的第一参考电压VREF1之间的误差产生调整信号，所述调整信号用以改变所述期满信号ST的产生时刻，以调节开关周期的持续长度，继而调节所述开关S1的关断时间Toff的持续长度，以实现在开关变换器200的负载跳变时，例如，负载从重载快速跳变到轻载，能更加快速地调节开关S1的关断时间长度，从而改善输出电压VOUT的过冲，提高开关变换器的动态响应速度。
此外，所述导通控制电路214还进一步被配置为，当外部负载不发生跳变时，则不对所述期满信号ST的产生时刻进行调节，以将开关周期的持续时间维持为恒定值。
图4为根据本发明实施例的导通控制电路的示意性电路图。如图4所示，本实施例的导通控制电路214包括参考电压生成模块241、使能控制比较器242、时间调整模块243以及定时器模块244。
其中，参考电压生成模块241被配置为产生表征开关周期的持续时间的参考电压VREF3。示例的，所述参考电压生成模块241包括串联连接于电源电压和地之间的交流小信号元件205和交流小信号元件206，以及连接于交流小信号元件205和206之间的节点221和地之间的电阻器R1。其中，交流小信号元件205被配置为提供与输入电压VIN相关的电流I1。示例的，所述电流I1＝GM2×VIN，其中GM2表示交流小信号元件205的跨导。交流小信号元件206被配置为提供与输出电压VOUT及开关S1的占空比D相关的电流I2。示例的，电流I2＝GM3×D×VOUT，其中GM3表示交流小信号元件206的跨导。其中，所述电阻器R1被配置为基于所述电流I1和I2在节点221处产生所述参考电压VREF3。
所述定时器模块244包括串联连接于电源电压和地之间的交流小信号元件207和电容器C1，连接于电容器C1的第一端和地之间的开关K1，以及比较器208。其中，交流小信号元件207被配置为在开关S1从关断状态切换到接通状态时开始对电容器C1进行充电，以在电容器C1的一端产生斜坡电压RAMP，所述比较器208的正输入端用于接收所述斜坡电压RAMP，所述比较器208的负输入端用于接收所述参考电压VREF3，比较器208被配置为在所述斜坡电压RAMP上升到参考电压VREF3时产生所述期满信号ST。此外，所述期满信号ST也被提供至所述开关K1的控制端，开关K1被配置为基于所述期满信号ST将电容器C1上的电荷对地放电。
使能控制比较器242的正输入端用于接收所述输出电压VOUT的反馈电压VFB，使能控制比较器242的负输入端用于接收预定的参考电压VREF2。使能控制比较器242被配置为基于所述反馈电压VFB与参考电压VREF2之间的比较结果产生使能控制信号Enable。示例的，所述使能控制比较器242被配置为在所述反馈电压VFB大于参考电压VREF2时产生第一电平(例如，高电平)的使能控制信号Enable；以及在反馈电压VFB小于参考电压VREF2时产生第二电平(例如，低电平)的使能控制信号Enable。在一种示例性的实施方式中，所述使能控制比较器242可以通过具有迟滞功能的比较器(例如，迟滞比较器)来实现。
所述时间调整模块243被配置为在所述输出电压VOUT大于预定阈值，例如，所述反馈电压VFB大于参考电压VREF2时，基于所述第一电平的使能控制信号Enable来产生一调整信号Is，并通过所述调整信号Is来改变所述参考电压VREF3，以改变所述期满信号ST的产生时刻，继而调节开关周期的持续时间长度，最终调节所述开关S1的关断时间Toff的持续时间长度。所述时间调整模块243还被配置为在所述输出电压VOUT小于所述预定阈值，例如，所述反馈电压VFB小于参考电压VREF2时，基于所述第二电平的使能控制信号Enable而不提供所述调整信号Is，以使得所述期满信号ST的产生时刻不被改变，以维持所述关断时间Toff的持续时间为一恒定值。
示例的，所述时间调整模块243被配置为在所述反馈电压VFB大于所述参考电压VREF2时，基于反馈电压VFB与参考电压VREF1之间的误差来获得所述调整信号Is。在一种示例性的实施方式中，所述调整信号Is为电流信号，所述时间调整模块243通过在所述参考电压生成模块241的节点221注入一补偿电流来改变所述参考电压VREF3。
具体的，如图4所示，时间调整模块243包括跨导放大器203、电流镜单元204以及传输门单元209。其中，所述跨导放大器203被配置为将所述反馈电压VFB与参考电压VREF1之间的误差转换成误差电流Ic1。电流镜单元204被配置为获得所述误差电流Ic1的镜像电流Ic2。所述传输门单元209连接于所述电流镜单元204的输出端及所述参考电压生成模块241之间，所述传输门单元209被配置为受控于所述使能控制信号Enable而开启或关闭，以输出或不输出所述调整信号Is。示例的，所述传输门单元209配置为基于所述第一电平的所述使能控制信号Enable而开启，以根据所述镜像电流Ic2得到所述调整信号Is，以及基于所述第二电平的所述使能控制信号Enable而关闭，以不输出所述调整信号Is。
在本实施例中，电流镜单元204进一步包括NMOS晶体管Mn1和Mn2构成的第一电流镜、PMOS晶体管Mp1和Mp2构成的cascode(共源共栅)结构、以及PMOS晶体管Mp3和Mp4构成的第二电流镜。其中，NMOS晶体管Mn1的栅极和漏极均与所述跨导放大器203的输出连接，NMOS晶体管Mn1和Mn2的源极与接地节点连接，NMOS晶体管Mn2的栅极与NMOS晶体管Mn1的栅极和漏极连接。PMOS晶体管Mp1和Mp2的源极与电源电压连接，PMOS晶体管Mp1和Mp2的栅极与一偏置电压VBP连接。PMOS晶体管Mp3的源极与PMOS晶体管Mp1的漏极连接，PMOS晶体管Mp3的栅极和漏极与NMOS晶体管Mn2的漏极连接，PMOS晶体管Mp4的源极与PMOS晶体管Mp2的漏极连接，PMOS晶体管Mp4的栅极与PMOS晶体管Mp3的栅极和漏极连接，PMOS晶体管Mp4的漏极用于输出所述误差电流Ic1的镜像电流Ic2。
此外，本实施例的时间调整模块243中还包括交流小信号元件201和202构成的电流偏置单元，该电流偏置单元被配置为基于所述输入电压VIN、所述输出电压VOUT以及开关S1的占空比D向所述跨导放大器203提供偏置电流Ib，以使得时间调整模块243在不同的输出情况下对参考电压VREF3的控制程度相同，避免开关变换器200在不同工况下的输出波动。示例的，所述交流小信号元件201被配置为提供与输入电压VIN相关的所述电流I1＝GM2×VIN，交流小信号元件202被配置为提供与输出电压VOUT及开关S1的占空比D相关的所述电流I2＝GM3×D×VOUT，并且在所述交流小信号元件201和202之间的节点223向跨导放大器203提供所述偏置电流Ib。
图5为根据本发明实施例的导通控制电路的工作波形图。在图5中分别示出了使能控制信号Enable、参考电压VREF3、斜坡电压RAMP以及期满信号ST的波形示意图。下面结合图4和图5对本实施例的导通控制电路的原理进行说明。如图5所示，在每个开关周期中，当开关S1从接通状态切换为关断状态时，定时器模块244中的交流小信号元件207开始对电容器C1进行充电，以在电容器C1的一端产生线性上升的斜坡电压RAMP，以及在斜坡电压RAMP上升到参考电压VREF3时，定时器模块244产生一窄脉冲的期满信号ST。其中，在时刻t1之前，反馈电压VFB小于参考电压VREF2，使能控制信号Enable为低电平，时间调整模块243中的传输门单元209被关闭，此时参考电压VREF3为恒定的第一电压值，因此期满信号ST的产生时刻不被改变，以使得开关S1的关断时间Toff的持续时间为一恒定值。在时刻t1，反馈电压VFB大于参考电压VREF2，使能控制信号Enable翻转为高电平，时间调整模块243中的传输门单元209被开启，调整信号Is被提供至参考电压生成模块241中的节点221，以使得参考电压VREF3被调整为与反馈电压VFB及参考电压VREF1之间的误差相关的第二电压值，结果期满信号ST的产生时刻被改变，从而使得开关S1的关断时间Toff的持续时间相应地被调整。在时刻t1到t2之间，随着输出电压VOUT的恢复，反馈电压VFB与参考电压VREF1之间的误差越来越小，最终参考电压VREF3再次被恢复到第一电压值，因此期满信号ST的产生时刻不再被改变，结果开关S1的关断时间Toff的持续时间恢复到所述恒定值。
图6为根据本发明实施例的开关变换器与传统的开关变换器在负载变化时的波形对比图。在图6中，ILOAD表示输出负载的负载电流，IL表示开关变换器中流经电感器L1的电感电流，VOUT表示输出电压，并且实线表示传统开关变换器在负载变化时的电感电流及输出电压变化波形图，虚线表示本发明实施例的开关变换器在负载变化时的电感电流及输出电压变化波形图。如图6所示，与传统的开关变换器相比，本发明实施例的开关变换器200在外部负载由重载变为轻载时，电感电流IL可以迅速地降低，从而能够大大减小输出电压VOUT出现的过冲，提高系统的动态响应速度。
本发明实施例的开关变换器的控制电路在导通控制电路中设置有时间调整模块，该时间调整模块可以在输出电压大于预定阈值时基于反馈电压与预定的第一参考电压之间的误差来改变期满信号的产生时刻，继而可以调节功率电路中的开关元件的关断时间的持续时间长度，从而可以在负载跳变时，能够更加快速地调节功率电路中的开关元件的关断时间，加快电感电流的下降，从而减小输出电压的过冲，提高负载的动态响应速度。
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (10)

1.一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括连接到开关节点的第一开关，所述控制电路被配置为基于所述开关变换器的输入电压和输出电压在第一与第二状态之间切换所述第一开关，所述控制电路包括：
导通控制电路，其被配置为确定一持续时间，并在所述持续时间期满时产生期满信号；以及
逻辑电路，其被配置为基于所述期满信号将所述第一开关从所述第二状态切换到所述第一状态，
其中，所述导通控制电路包括：
时间调整模块，其被配置为在所述输出电压大于预定阈值时基于所述输出电压的反馈电压与预定的第一参考电压之间的误差产生调整信号，所述调整信号用以改变所述期满信号的产生时刻，以调节所述持续时间的长度。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述导通控制电路还被配置为，在所述输出电压小于所述预定阈值时维持所述持续时间为一恒定值。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述导通控制电路还包括：
使能控制比较器，其被配置为在所述输出电压的反馈电压大于预定的第二参考电压时产生第一电平的使能控制信号，所述时间调整模块基于所述第一电平的使能控制信号来产生所述调整信号。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述导通控制电路还包括：
参考电压生成模块，其被配置为产生表征所述持续时间的第三参考电压；以及
定时器模块，其被配置为在所述第一开关从第二状态切换到第一状态时通过第一交流小信号元件对一电容器进行充电以产生斜坡电压，并在所述斜坡电压上升到所述第三参考电压时产生所述期满信号，
其中，所述调整信号通过改变所述第三参考电压以改变所述期满信号的产生时刻。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述参考电压生成模块包括：
串联连接于电源电压和地之间的第二交流小信号元件和第三交流小信号元件，所述第二交流小信号元件配置为提供与所述输入电压相关的第一电流，所述第三交流小信号元件配置为提供与所述输出电压以及所述第一开关的占空比相关的第二电流；以及
连接于所述第二交流小信号元件和第三交流小信号元件之间的第一节点和地之间的电阻器，
其中，所述电阻器配置为基于所述第一电流和所述第二电流在所述第一节点处产生所述第三参考电压，以及所述调整信号通过在所述第一节点处提供补偿电流来改变所述第三参考电压。
6.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述时间调整模块包括：
跨导放大器，其被配置为将所述输出电压的反馈电压和所述第一参考电压之间的误差转换成误差电流；
电流镜单元，其被配置为产生所述误差电流的镜像电流；以及
传输门单元，其被配置为受控于所述第一电平的所述使能控制信号而开启，以根据所述镜像电流产生所述调整信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述时间调整模块还包括：
电流偏置单元，其被配置为基于所述输入电压、所述输出电压以及所述第一开关的占空比向所述跨导放大器产生一偏置电流，
其中，所述电流偏置单元包括：
串联连接于电源电压和地之间的第四交流小信号元件和第五交流小信号元件，所述第四交流小信号元件配置为提供与所述输入电压相关的第一电流，所述第五电流配置为提供与所述输出电压以及所述第一开关的占空比相关的第二电流，
其中，所述第四交流小信号元件和所述第五交流小信号元件之间的第二节点用于提供所述偏置电流。
8.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述使能控制比较器通过迟滞比较器实现。
9.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
误差放大器，其被配置为获得所述输出电压的反馈电压与基准电压之间的误差放大信号；
电流检测电路，其被配置为获得表征所述开关变换器的电感电流峰值的电流检测信号；以及
峰值比较器，其被配置为将所述误差放大信号与所述电流检测信号相比较，以获得一控制信号，
其中，所述逻辑电路配置为基于所述控制信号将所述第一开关从第一状态切换到第二状态。
10.一种开关变换器，包括：
输入端，接收输入电压；
连接到负载的输出端，提供输出电压；
与所述输入端和输出端连接的功率电路，所述功率电路采用至少一个电感元件以及至少第一开关调节提供给所述负载的电流；以及
权利要求1-9任一项所述的控制电路，所述控制电路连接到所述第一开关且经配置以基于所述输入电压及所述输出电压在第一及第二状态之间切换所述第一开关。
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