JPH04205510A - プリレギュレート方式出力可変電源 - Google Patents
プリレギュレート方式出力可変電源Info
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- JPH04205510A JPH04205510A JP33938490A JP33938490A JPH04205510A JP H04205510 A JPH04205510 A JP H04205510A JP 33938490 A JP33938490 A JP 33938490A JP 33938490 A JP33938490 A JP 33938490A JP H04205510 A JPH04205510 A JP H04205510A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はプリレギュレート方式出力可変電源に関する。
従来例を第４図に示す。
第４図において、１はプリレギュレータ、２はドロッパ
方式レギュレータ部の要部となるドロッパ素子（トラン
ジスタ）、２′はドロッパ素子２にかかるコレクタ・エ
ミッタ電圧Ｖ。、を検出する検出器、３は負荷、４は負
荷電流検出器、５は基準電源、６は比較器である。
方式レギュレータ部の要部となるドロッパ素子（トラン
ジスタ）、２′はドロッパ素子２にかかるコレクタ・エ
ミッタ電圧Ｖ。、を検出する検出器、３は負荷、４は負
荷電流検出器、５は基準電源、６は比較器である。
この種の従来のプリレギュレート方式出力可変電源は高
効率・高安定化のために、検出器２′によりＶ。８を検
出して、ドロッパー素子（トランジスタ）２にかかる電
圧ｖｃ６が一定になるようにプリレギュレータ１の出力
Ｖｓを制御していた。
効率・高安定化のために、検出器２′によりＶ。８を検
出して、ドロッパー素子（トランジスタ）２にかかる電
圧ｖｃ６が一定になるようにプリレギュレータ１の出力
Ｖｓを制御していた。
以上の従来例を第５図の具体的回路及び第６図の特性に
より説明する。
より説明する。
プリレギュレータＰＷＭ方式スイッチングレギュレータ
１は、可変パルス幅発生器１ａ（第４図のｖｃ！ｌ検出
器２′に相当）、コンデンサ１ｂ、スイッチング素子（
トランジスタ）１ｃ。
１は、可変パルス幅発生器１ａ（第４図のｖｃ！ｌ検出
器２′に相当）、コンデンサ１ｂ、スイッチング素子（
トランジスタ）１ｃ。
トランスｌｄ、整流ダイオードｌｅ、チョークコイルＩ
ｆ、平滑コンデンサ１ｇより成る。
ｆ、平滑コンデンサ１ｇより成る。
動作は周知の如く、制御電圧Ｖ。、が変動した場合、例
えば高くなった場合は可変パルス幅発生器１ａの出力パ
ルス幅が狭くなり、スイッチング素子（トランジスタ）
ｌｃのＯＮ時間も狭くなる（短くなる）。するとトラン
ス１ｄの二次側の出力パルス幅も狭くなり、チョークコ
イルＩｆ及び平滑コンデンサ１ｇにより平滑された出力
電圧Ｖｓは低くなる。逆に制御電圧ｖｃ８が低くなると
、可変パルス幅発生器１ａの出力パルス幅が広くくなり
、スイッチング素子ＩＣのＯＮ時間も広くなり（長くな
る）、トランスｌｄの二次側の出力パルス幅も広くなり
、出力電圧ｖｃ、は高くなる。
えば高くなった場合は可変パルス幅発生器１ａの出力パ
ルス幅が狭くなり、スイッチング素子（トランジスタ）
ｌｃのＯＮ時間も狭くなる（短くなる）。するとトラン
ス１ｄの二次側の出力パルス幅も狭くなり、チョークコ
イルＩｆ及び平滑コンデンサ１ｇにより平滑された出力
電圧Ｖｓは低くなる。逆に制御電圧ｖｃ８が低くなると
、可変パルス幅発生器１ａの出力パルス幅が広くくなり
、スイッチング素子ＩＣのＯＮ時間も広くなり（長くな
る）、トランスｌｄの二次側の出力パルス幅も広くなり
、出力電圧ｖｃ、は高くなる。
ドロッパーレギュレータは負荷電流検出器４゜基準電圧
源５．比較器６．ドロッパー素子２より成る。
源５．比較器６．ドロッパー素子２より成る。
その動作は周知の如く、負荷電源Ｉｏが変化した場合、
例えば大きくなった場合、比較器６の十入力端子電圧は
低くなり、基準電圧源５と比較される。すると比較器６
の出力電圧は低くなり、ドロッパー素子２のエミッタ電
流が小さくなる。エミッタ電流は負淘電流ＩＯになるの
で、負荷電流■０は小さくなって変動を抑える。
例えば大きくなった場合、比較器６の十入力端子電圧は
低くなり、基準電圧源５と比較される。すると比較器６
の出力電圧は低くなり、ドロッパー素子２のエミッタ電
流が小さくなる。エミッタ電流は負淘電流ＩＯになるの
で、負荷電流■０は小さくなって変動を抑える。
逆に負荷電流が小さくなると、上記比較器６を介してエ
ミッタ電流が大きくなり、負荷電流１ｏは大きくなって
同じく変動を抑える。以上のドロッパーレギュレータの
動作により定電流制御がなされる。
ミッタ電流が大きくなり、負荷電流１ｏは大きくなって
同じく変動を抑える。以上のドロッパーレギュレータの
動作により定電流制御がなされる。
ここでプリレギュレータ１に注目すると、ドロッパー素
子２にかかる電圧ＶｃＩ＋が一定になるようにプリレギ
ュレータｌの出力電圧Ｖｓを制御しているので、Ｖｓは
負荷３にかかる電圧ＶＯよりも常にＶ。ｌｌだけ高い電
圧、すなわち、最小出力電圧Ｖｓ （ｗｉｎ）はＶｏ
（ｗｉｎ）よりｖｃ［ｌタケ高（、出力可変幅Ｖｓ （
ｗｉｄｅ） Ｇ＊Ｖｏ （ｗｉｄｅ）と同じになる。
子２にかかる電圧ＶｃＩ＋が一定になるようにプリレギ
ュレータｌの出力電圧Ｖｓを制御しているので、Ｖｓは
負荷３にかかる電圧ＶＯよりも常にＶ。ｌｌだけ高い電
圧、すなわち、最小出力電圧Ｖｓ （ｗｉｎ）はＶｏ
（ｗｉｎ）よりｖｃ［ｌタケ高（、出力可変幅Ｖｓ （
ｗｉｄｅ） Ｇ＊Ｖｏ （ｗｉｄｅ）と同じになる。
これは第５図の動作条件ではＶｓ＝５Ｖ〜５１ｖになり
、スイッチング周波数ｆ ｓ＝１００ＫＨｚ、最大パル
ス幅Ｐ、＝４μｓとするとパルス幅Ｐ、＝０．３９μｓ
〜４μｓに相当し、パルス幅の狭いところの実現が困難
である。
、スイッチング周波数ｆ ｓ＝１００ＫＨｚ、最大パル
ス幅Ｐ、＝４μｓとするとパルス幅Ｐ、＝０．３９μｓ
〜４μｓに相当し、パルス幅の狭いところの実現が困難
である。
この解決策の一つとして、可変パルス幅発生器１ａの出
力周波数ｆｓを入力電圧Ｖｉに応じて連続的に変えるた
めの動作切換スイッチ１ｈと出力周波数を決定する素子
の１つで入力電圧Ｖ ｉ （Ｖｃｇ）に応じて抵抗の変
化する可変抵抗１ｉを設けたものがある。
力周波数ｆｓを入力電圧Ｖｉに応じて連続的に変えるた
めの動作切換スイッチ１ｈと出力周波数を決定する素子
の１つで入力電圧Ｖ ｉ （Ｖｃｇ）に応じて抵抗の変
化する可変抵抗１ｉを設けたものがある。
すなわち、第６図に示すように入力電圧Ｖｉが低いうち
は動作切換スイッチｌｈをオフして、通常のＰＷＭ（パ
ルス幅変調）動作をさせ、Ｖｌが高（なってパルス幅Ｐ
ｗが狭（なってきたら動作切換スイッチ１ｈをオンにし
てＰＷＭ（パルス幅変調）＋ＦＭ （周波数変調）動作
をさせる。さらにＶｉが高くなってパルス幅Ｐｗが最小
限度を越えるとＦＭ動作に移りＶｓ安定化のための制御
を持続することにより、広い出力可変幅Ｖｓ （ｗｉｄ
ｅ）を確保する。
は動作切換スイッチｌｈをオフして、通常のＰＷＭ（パ
ルス幅変調）動作をさせ、Ｖｌが高（なってパルス幅Ｐ
ｗが狭（なってきたら動作切換スイッチ１ｈをオンにし
てＰＷＭ（パルス幅変調）＋ＦＭ （周波数変調）動作
をさせる。さらにＶｉが高くなってパルス幅Ｐｗが最小
限度を越えるとＦＭ動作に移りＶｓ安定化のための制御
を持続することにより、広い出力可変幅Ｖｓ （ｗｉｄ
ｅ）を確保する。
但し、上記従来技術は、第６図の如く、ＰＷＭ動作とＦ
Ｍ動作に移る動作点は不連続であり、そのために出力イ
ンピーダンスが変化したり、あるいは出力リップルが変
化したり等の不具合を生じる。また動作切換スイッチｌ
ｈを自動的に切換えるための周辺回路も必要である。
Ｍ動作に移る動作点は不連続であり、そのために出力イ
ンピーダンスが変化したり、あるいは出力リップルが変
化したり等の不具合を生じる。また動作切換スイッチｌ
ｈを自動的に切換えるための周辺回路も必要である。
また、上記従来技術はプリレギュレータ１の最小出力Ｖ
ｓ （ｍｉｎ） 、及び出力可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ
）の点について配慮がされておらず、最小出力Ｖ （ｍ
ｉｎ）が小さく、及び出力可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）
を広くする必要があるという問題があった。
ｓ （ｍｉｎ） 、及び出力可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ
）の点について配慮がされておらず、最小出力Ｖ （ｍ
ｉｎ）が小さく、及び出力可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）
を広くする必要があるという問題があった。
本発明の目的は以上の問題を解決することにある。
上記目的を達成するために、ドロッパー方式レギュレー
タ部のドロッパー素子２の電力損失ＰＤが一定になるよ
うにプリレギュレータ１の出力を制御して、プリレギュ
レータ１の最小出力Ｖｓ（ｗｉｎ）を上げ、さらに出力
可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）を狭くてもよいようにした
ものである。
タ部のドロッパー素子２の電力損失ＰＤが一定になるよ
うにプリレギュレータ１の出力を制御して、プリレギュ
レータ１の最小出力Ｖｓ（ｗｉｎ）を上げ、さらに出力
可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）を狭くてもよいようにした
ものである。
ドロッパー方式レギュレータ部のドロッパー素子２の電
力損失ＰＤを検出し、プリレギュレータｌにフィードバ
ックして、出力■０に無関係にドロッパー素子２の電力
損失Ｐ。が一定になるようにプリレギュレータ１の出力
Ｖｓを制御する。それによって、プリレギュレータ１の
出力Ｖｓはドロッパー素子２にかかる電圧Ｖ ＣＲをフ
ィードバック制御する方式よりも、最小出力Ｖｓ （ｍ
ｉｎ）を上げ、さらに出力可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）
を狭くてもよいようにすることができる。
力損失ＰＤを検出し、プリレギュレータｌにフィードバ
ックして、出力■０に無関係にドロッパー素子２の電力
損失Ｐ。が一定になるようにプリレギュレータ１の出力
Ｖｓを制御する。それによって、プリレギュレータ１の
出力Ｖｓはドロッパー素子２にかかる電圧Ｖ ＣＲをフ
ィードバック制御する方式よりも、最小出力Ｖｓ （ｍ
ｉｎ）を上げ、さらに出力可変幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）
を狭くてもよいようにすることができる。
〔実施例１
以下、本発明の実施例を第１図ないし第３図により説明
する。
する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
特性図、第３図は上記第１実施例の回路をより具体的に
示した回路図である。図中、第４図及び第６図に示した
従来例と同一符号は同−或いは共通する要素である。
特性図、第３図は上記第１実施例の回路をより具体的に
示した回路図である。図中、第４図及び第６図に示した
従来例と同一符号は同−或いは共通する要素である。
本実施例と第４図の従来例と異なる点は、■。
８検出器２′に代わりＰＤ検出器７を用い、プリレギュ
レータ１は電力損失ＰＤが一定になるようにＶｓを制御
している。
レータ１は電力損失ＰＤが一定になるようにＶｓを制御
している。
負荷３の変動等により負荷電流１ｏが変化すると電流検
出器４で電流を検出し、さらに電圧基準源５と比較器６
で比較することにより、その出力で出力電流１ｏの変化
（変動）を打消すようにドロッパー素子２に流れる電流
■８を定電流制御する。
出器４で電流を検出し、さらに電圧基準源５と比較器６
で比較することにより、その出力で出力電流１ｏの変化
（変動）を打消すようにドロッパー素子２に流れる電流
■８を定電流制御する。
ここで、ドロッパー素子２にかかる電圧ｖｃ８、及び流
れる電流■６により電力損失ＰＤ （ＰＤ＝Ｖｃｔ＋Ｘ
Ｉａ）を検出し、プリレギュレータ１にフィードバック
して電力損失ＰＤが一定になるように出力Ｖｓを制御す
る。
れる電流■６により電力損失ＰＤ （ＰＤ＝Ｖｃｔ＋Ｘ
Ｉａ）を検出し、プリレギュレータ１にフィードバック
して電力損失ＰＤが一定になるように出力Ｖｓを制御す
る。
以上の具体例を第３図により説明する。
プリレギュレータ１はＰＷＭ方式スイッチングレギュレ
ータで可変パルス幅発生器１ａ、コンデンサｌｂ、スイ
ッチング素子１ｃ、トランスｌｄ、整流ダイオードｌｅ
、チョークコイルＩｆ、平滑コンデンサ１ｇより成る。
ータで可変パルス幅発生器１ａ、コンデンサｌｂ、スイ
ッチング素子１ｃ、トランスｌｄ、整流ダイオードｌｅ
、チョークコイルＩｆ、平滑コンデンサ１ｇより成る。
動作は周知の如く、制御電圧Ｖ （ｖｃｘ：ｖｃＩｌ）
が変動した場合、例えば高くなった場合は可変パルス幅
発生器１ａの出力パルス幅Ｐｗが狭くなり、スイッチン
グ素子１ｃのオン時間も狭くなる。するとトランス１ｄ
の二次側の出力パルス幅も狭くなり、チョークコイルＩ
ｆ及び平滑コンデンサ１ｇにより平滑された出方電圧Ｖ
Ｓは低くなる。
が変動した場合、例えば高くなった場合は可変パルス幅
発生器１ａの出力パルス幅Ｐｗが狭くなり、スイッチン
グ素子１ｃのオン時間も狭くなる。するとトランス１ｄ
の二次側の出力パルス幅も狭くなり、チョークコイルＩ
ｆ及び平滑コンデンサ１ｇにより平滑された出方電圧Ｖ
Ｓは低くなる。
逆に制御電圧Ｖが低（なると同様な動作で出力電圧Ｖｓ
は高くなる。
は高くなる。
ドロッパーレギュレータは負荷電流検出器４゜基準電圧
源５．比較器６．ドロッパー素子２より成る。動作は周
知の如く、負荷電流Ｉｏが変動した場合、例えば大きく
なった場合、比較器６の十入力端子電圧は低くなり、基
準電圧ｆＡ５と比較される。すると比較器６の出力電圧
は低（なり、ドロッパー素子２のエミッタ電流が小さく
なる。エミッタ電流は負荷電流Ｉｏになるので、負荷電
流１ｏは小さ（なって変動を抑える。逆に負荷電流が小
さくなると同様な動作でエミッタ電流が大きくなり、負
荷電流工０は大きくなって同じく変動を抑える。
源５．比較器６．ドロッパー素子２より成る。動作は周
知の如く、負荷電流Ｉｏが変動した場合、例えば大きく
なった場合、比較器６の十入力端子電圧は低くなり、基
準電圧ｆＡ５と比較される。すると比較器６の出力電圧
は低（なり、ドロッパー素子２のエミッタ電流が小さく
なる。エミッタ電流は負荷電流Ｉｏになるので、負荷電
流１ｏは小さ（なって変動を抑える。逆に負荷電流が小
さくなると同様な動作でエミッタ電流が大きくなり、負
荷電流工０は大きくなって同じく変動を抑える。
本実施例は、ドロッパー素子２の電力損失ＰＤが一定に
なるようにプリレギュレータ１の出力電圧Ｖｓを制御す
ることにより、ＶｓはＰＤをｒｏで割った値よりもＶｏ
だけ高い電圧、すなわちＰＤは一定だからｒｏが小さく
てもＶｓはそれほど低くする必要がない。
なるようにプリレギュレータ１の出力電圧Ｖｓを制御す
ることにより、ＶｓはＰＤをｒｏで割った値よりもＶｏ
だけ高い電圧、すなわちＰＤは一定だからｒｏが小さく
てもＶｓはそれほど低くする必要がない。
これは第４図の動作条件ではＶｓ＝３０．４Ｖ〜５１Ｖ
になり、スイッチング周波数ｆ ５＝１００ＫＨｚ、最
大パルス幅Ｐ、＝４μｓとするとパルス幅Ｐｗ＝２．３
８μｓ〜４μｓに相当し、Ｖ ＣＢ一定の場合に比べて
最小パルス幅は広く、パルス変化幅も狭くてよい。した
がって実現容易である。ここでドロッパー素子２の電力
損失ＰＤは常に一定となるが、これはＶ。８が一定にな
るように制御する場合でもドロッパー素子２は最大電力
損失ＰＤ（ｍａｘ）時に放熱が問題ないように設計する
ので、結果的には同等であり、むしろ無駄がないといえ
る。
になり、スイッチング周波数ｆ ５＝１００ＫＨｚ、最
大パルス幅Ｐ、＝４μｓとするとパルス幅Ｐｗ＝２．３
８μｓ〜４μｓに相当し、Ｖ ＣＢ一定の場合に比べて
最小パルス幅は広く、パルス変化幅も狭くてよい。した
がって実現容易である。ここでドロッパー素子２の電力
損失ＰＤは常に一定となるが、これはＶ。８が一定にな
るように制御する場合でもドロッパー素子２は最大電力
損失ＰＤ（ｍａｘ）時に放熱が問題ないように設計する
ので、結果的には同等であり、むしろ無駄がないといえ
る。
本発明によれば最小出力電圧Ｖｏ （ｍｉｎ） 、及び
出力可変幅Ｖ Ｏ（ｗｉｄｅ）に対して、プリレギュレ
ータｌの最小出力電圧Ｖｓ （ｍｉｎ）は高く、出力変
可化幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）は狭く設定でざるので、出
力Ｖｓの仕様を緩くできる。
出力可変幅Ｖ Ｏ（ｗｉｄｅ）に対して、プリレギュレ
ータｌの最小出力電圧Ｖｓ （ｍｉｎ）は高く、出力変
可化幅Ｖ ｓ （ｗｉｄｅ）は狭く設定でざるので、出
力Ｖｓの仕様を緩くできる。
したがってプリレギュレータｌはＰＷＭ動作のみで行な
える結果、従来のようなＰＷＭ動作とＦＭ動作の複合動
作をさせる周辺回路も不要で、さらにＰＷＭ動作とＦＭ
動作の移行部での不連続点がないために、安定した回路
動作ができる効果がある。
える結果、従来のようなＰＷＭ動作とＦＭ動作の複合動
作をさせる周辺回路も不要で、さらにＰＷＭ動作とＦＭ
動作の移行部での不連続点がないために、安定した回路
動作ができる効果がある。
第１図は本発明の一実施例の電気回路図、第２図は従来
例と本発明の特性図、第３図は上記実施例をより具体化
した電気回路図、第４図は従来例の電気回路図、第５図
は上記従来例の具体的電気回路図、第６図は第５図の従
来例の特性図である。 １・・・プリレギュレータ（スイッチングレギュレータ
）、２・・ドロッパー素子、３・・・負荷、４・・負荷
電流検出器、５・・・基準電圧源、６・・・比較器、７
・・・ドロッパー素子電力損失検出器。
例と本発明の特性図、第３図は上記実施例をより具体化
した電気回路図、第４図は従来例の電気回路図、第５図
は上記従来例の具体的電気回路図、第６図は第５図の従
来例の特性図である。 １・・・プリレギュレータ（スイッチングレギュレータ
）、２・・ドロッパー素子、３・・・負荷、４・・負荷
電流検出器、５・・・基準電圧源、６・・・比較器、７
・・・ドロッパー素子電力損失検出器。
Claims (1)
- １、プリレギュレータとドロッパー方式レギュレータよ
り成るプリレギュレート方式出力可変電源において、ド
ロッパー方式レギュレータ部のドロッパー素子の電力損
失が一定になるようにプリレギュレータの出力を制御す
ることを特徴とするプリレギュレート方式出力可変電源
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33938490A JP2842941B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | プリレギュレート方式出力可変電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33938490A JP2842941B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | プリレギュレート方式出力可変電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04205510A true JPH04205510A (ja) | 1992-07-27 |
| JP2842941B2 JP2842941B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=18326959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33938490A Expired - Lifetime JP2842941B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | プリレギュレート方式出力可変電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2842941B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007323376A (ja) * | 2006-06-01 | 2007-12-13 | Rohm Co Ltd | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| JP2013162564A (ja) * | 2012-02-02 | 2013-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍ方式電流出力装置 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP33938490A patent/JP2842941B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007323376A (ja) * | 2006-06-01 | 2007-12-13 | Rohm Co Ltd | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| JP2013162564A (ja) * | 2012-02-02 | 2013-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍ方式電流出力装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2842941B2 (ja) | 1999-01-06 |
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