JPH1126178A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
- Publication number
- JPH1126178A JPH1126178A JP10115649A JP11564998A JPH1126178A JP H1126178 A JPH1126178 A JP H1126178A JP 10115649 A JP10115649 A JP 10115649A JP 11564998 A JP11564998 A JP 11564998A JP H1126178 A JPH1126178 A JP H1126178A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- discharge lamp
- voltage
- current
- ripple
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
- H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
- H05B41/2858—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the lamp against abnormal operating conditions
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/36—Controlling
- H05B41/38—Controlling the intensity of light
- H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
- H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
- H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/04—Dimming circuit for fluorescent lamps
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】チャージポンプ型の放電灯点灯装置において調
光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合でもランプ電
流の包絡線のリップルの増加を抑制する。 【解決手段】平滑コンデンサＣｅの両端電圧をスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を備えたインバータ回路により高周
波電力に変換する。インバータ回路の出力は共振回路を
通して放電灯Ｌｄに与えられる。整流回路ＤＢと共振回
路との間にコンデンサＣｉｎが接続される。フィードバ
ック回路ＦＢは、電流検出部ＳＩで検出したランプ電流
のリップルを低減するように制御回路ＣＮから出力され
る制御信号を許容範囲内で変調してスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 のオンオフをフィードバック制御する。また、
合成回路ＭＸは、フィードバック回路ＦＢに入力するラ
ンプ電流を調光信号Ｄｉｍに応じて補正することによっ
て、調光によるランプ電流のリップルの増加を抑制す
る。
光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合でもランプ電
流の包絡線のリップルの増加を抑制する。 【解決手段】平滑コンデンサＣｅの両端電圧をスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を備えたインバータ回路により高周
波電力に変換する。インバータ回路の出力は共振回路を
通して放電灯Ｌｄに与えられる。整流回路ＤＢと共振回
路との間にコンデンサＣｉｎが接続される。フィードバ
ック回路ＦＢは、電流検出部ＳＩで検出したランプ電流
のリップルを低減するように制御回路ＣＮから出力され
る制御信号を許容範囲内で変調してスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 のオンオフをフィードバック制御する。また、
合成回路ＭＸは、フィードバック回路ＦＢに入力するラ
ンプ電流を調光信号Ｄｉｍに応じて補正することによっ
て、調光によるランプ電流のリップルの増加を抑制す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源のような
比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換し、放
電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するもの
である。
比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換し、放
電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来より、商用電源のような比較的低周
波の交流電源を高周波交流に電力変換して放電灯を高周
波で点灯させるようにした放電灯点灯装置が提供されて
いる。この種の放電灯点灯装置には、入力電流歪の増加
を抑制しかつ入力力率を高力率に保つという技術的課題
がある。この技術的課題を解決するために、昇圧形のチ
ョッパ回路などを用いた力率改善回路により交流電源を
直流電力に電力変換し、この直流電力をインバータ回路
で高周波電力に変換する放電灯点灯装置が提案されてい
る。すなわち、放電灯点灯装置として、ＡＣ／ＤＣ変換
を行なうチョッパ回路とＤＣ／ＡＣ変換を行なうインバ
ータ回路との２段階の電力変換手段を用いたものが各種
提案されている。
波の交流電源を高周波交流に電力変換して放電灯を高周
波で点灯させるようにした放電灯点灯装置が提供されて
いる。この種の放電灯点灯装置には、入力電流歪の増加
を抑制しかつ入力力率を高力率に保つという技術的課題
がある。この技術的課題を解決するために、昇圧形のチ
ョッパ回路などを用いた力率改善回路により交流電源を
直流電力に電力変換し、この直流電力をインバータ回路
で高周波電力に変換する放電灯点灯装置が提案されてい
る。すなわち、放電灯点灯装置として、ＡＣ／ＤＣ変換
を行なうチョッパ回路とＤＣ／ＡＣ変換を行なうインバ
ータ回路との２段階の電力変換手段を用いたものが各種
提案されている。
【０００３】しかしながら、チョッパ回路は部品点数が
比較的多いから、放電灯点灯装置が大型化し、また部品
コストが増加するという問題が生じる。そこで、チョッ
パ回路とインバータ回路とを個別に備える構成の放電灯
点灯装置よりも部品点数を削減して小型化および低コス
ト化を図った各種構成が提案されている。
比較的多いから、放電灯点灯装置が大型化し、また部品
コストが増加するという問題が生じる。そこで、チョッ
パ回路とインバータ回路とを個別に備える構成の放電灯
点灯装置よりも部品点数を削減して小型化および低コス
ト化を図った各種構成が提案されている。
【０００４】図２１に示すものは、特開平４−１９３０
６７号公報に第６図として記載された放電灯点灯装置と
等価な構成である。この構成では、交流電源ＡＣをダイ
オードブリッジよりなる整流回路ＤＢで全波整流し、整
流回路ＤＢの直流出力端間に２個のダイオードＤ1 ，Ｄ
2 と平滑コンデンサＣｅとの直列回路を接続することに
より交流電源ＡＣを直流電源に変換している。また、平
滑コンデンサＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の直列回路を接続し、さらに、一方のスイッチ
ング素子Ｑ2 の両端間に直流カット用のコンデンサＣｃ
とインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路を
接続し、コンデンサＣｒｓの両端間に負荷である放電灯
Ｌｄを接続してある。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とコ
ンデンサＣｃとはハーフブリッジ形のインバータ回路を
構成し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御
回路からの制御信号によって交流電源ＡＣの周波数より
も十分に高い周波数で交互にオンオフするようにスイッ
チングされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳ
ＦＥＴを用いている。このインバータ回路により、平滑
コンデンサＣｅの両端電圧である直流電圧が高周波電力
に変換され、コンデンサＣｒｓとインダクタＬｒｓとか
らなる共振回路を通して放電灯Ｌｄに高周波電力が供給
される。ここに、共振回路と放電灯Ｌｄとにより負荷回
路が構成される。この構成では、入力電流歪の増加を防
止し入力力率を高力率に保つために、インバータ回路の
出力（インダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの接続
点）とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にコンデン
サＣｉｎを接続してある。
６７号公報に第６図として記載された放電灯点灯装置と
等価な構成である。この構成では、交流電源ＡＣをダイ
オードブリッジよりなる整流回路ＤＢで全波整流し、整
流回路ＤＢの直流出力端間に２個のダイオードＤ1 ，Ｄ
2 と平滑コンデンサＣｅとの直列回路を接続することに
より交流電源ＡＣを直流電源に変換している。また、平
滑コンデンサＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の直列回路を接続し、さらに、一方のスイッチ
ング素子Ｑ2 の両端間に直流カット用のコンデンサＣｃ
とインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路を
接続し、コンデンサＣｒｓの両端間に負荷である放電灯
Ｌｄを接続してある。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とコ
ンデンサＣｃとはハーフブリッジ形のインバータ回路を
構成し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御
回路からの制御信号によって交流電源ＡＣの周波数より
も十分に高い周波数で交互にオンオフするようにスイッ
チングされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳ
ＦＥＴを用いている。このインバータ回路により、平滑
コンデンサＣｅの両端電圧である直流電圧が高周波電力
に変換され、コンデンサＣｒｓとインダクタＬｒｓとか
らなる共振回路を通して放電灯Ｌｄに高周波電力が供給
される。ここに、共振回路と放電灯Ｌｄとにより負荷回
路が構成される。この構成では、入力電流歪の増加を防
止し入力力率を高力率に保つために、インバータ回路の
出力（インダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの接続
点）とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にコンデン
サＣｉｎを接続してある。
【０００５】図２１に示した回路の短時間内（スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの１サイクル程度の期
間）の動作について考察する場合には、等価回路を図２
２のように表すことができる。すなわち、ダイオードＤ
1 のアノードに電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）Ｖｇの
電源を接続し、ダイオードＤ2 のカソードに電圧Ｖｄｃ
の直流電源を接続し、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点に
コンデンサＣｉｎを介して電圧Ｖａの高周波電圧源を接
続したことになる。ここで、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ
ｇは電圧Ｖａの１サイクル程度の期間では一定とみなす
ことができ、平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃも一
定である。また、放電灯Ｌｄの印加電圧Ｖａの振幅はＶ
ｐとする。
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの１サイクル程度の期
間）の動作について考察する場合には、等価回路を図２
２のように表すことができる。すなわち、ダイオードＤ
1 のアノードに電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）Ｖｇの
電源を接続し、ダイオードＤ2 のカソードに電圧Ｖｄｃ
の直流電源を接続し、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点に
コンデンサＣｉｎを介して電圧Ｖａの高周波電圧源を接
続したことになる。ここで、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ
ｇは電圧Ｖａの１サイクル程度の期間では一定とみなす
ことができ、平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃも一
定である。また、放電灯Ｌｄの印加電圧Ｖａの振幅はＶ
ｐとする。
【０００６】この等価回路の動作は図２３（ａ）〜
（ｄ）に示す４状態に分けて考えることができる。図２
３（ａ）は図２４に示す期間の動作状態であり、この
期間は図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが正のピーク電
圧Ｖｐから低下する期間であって、ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 がともにオフでありコンデンサＣｉｎは放電しないか
ら（図２４（ｃ）にコンデンサＣｉｎの充放電電流Ｉｃ
を示す）、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４
（ｄ）のように一定電圧Ｖｃ．ｍｉｎに保たれる。この
電圧Ｖｃ．ｍｉｎは、電圧Ｖａの１サイクル内での最小
値であって、電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｐとの差に相当する。
期間にはコンデンサＣｉｎの両端電圧が一定であるか
ら、電圧Ｖａの低下とともに図２４（ａ）のようにダイ
オードＤ1 ，Ｄ 2 の接続点の電位Ｖｂも低下する。期間
はダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖ
ｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）まで継続
する。
（ｄ）に示す４状態に分けて考えることができる。図２
３（ａ）は図２４に示す期間の動作状態であり、この
期間は図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが正のピーク電
圧Ｖｐから低下する期間であって、ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 がともにオフでありコンデンサＣｉｎは放電しないか
ら（図２４（ｃ）にコンデンサＣｉｎの充放電電流Ｉｃ
を示す）、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４
（ｄ）のように一定電圧Ｖｃ．ｍｉｎに保たれる。この
電圧Ｖｃ．ｍｉｎは、電圧Ｖａの１サイクル内での最小
値であって、電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｐとの差に相当する。
期間にはコンデンサＣｉｎの両端電圧が一定であるか
ら、電圧Ｖａの低下とともに図２４（ａ）のようにダイ
オードＤ1 ，Ｄ 2 の接続点の電位Ｖｂも低下する。期間
はダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖ
ｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）まで継続
する。
【０００７】ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖｂ
が電圧Ｖｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）
と、図２３（ｂ）に示すように、ダイオードＤ1 がオン
になる期間になり、図２４（ｃ）のようにコンデンサ
Ｃｉｎに充電電流Ｉｃが流れる。交流電源ＡＣはインピ
ーダンスが十分に小さいから（電流容量が十分に大きい
から）、図２４（ａ）のようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 の
接続点の電位ＶｂはＶｇに保たれる。つまり、図２４
（ｂ）のように電圧Ｖａが低下すると、コンデンサＣｉ
ｎの両端電圧Ｖｃは図２４（ｄ）のように上昇する。電
圧Ｖａが負のピーク電圧−Ｖｐに達すると、コンデンサ
Ｃｉｎへの充電電流Ｉｃが停止するから、ダイオードＤ
1 はオフになり期間は終了する。このとき、コンデン
サＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内での
最大値Ｖｃ．ｍａｘになる。
が電圧Ｖｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）
と、図２３（ｂ）に示すように、ダイオードＤ1 がオン
になる期間になり、図２４（ｃ）のようにコンデンサ
Ｃｉｎに充電電流Ｉｃが流れる。交流電源ＡＣはインピ
ーダンスが十分に小さいから（電流容量が十分に大きい
から）、図２４（ａ）のようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 の
接続点の電位ＶｂはＶｇに保たれる。つまり、図２４
（ｂ）のように電圧Ｖａが低下すると、コンデンサＣｉ
ｎの両端電圧Ｖｃは図２４（ｄ）のように上昇する。電
圧Ｖａが負のピーク電圧−Ｖｐに達すると、コンデンサ
Ｃｉｎへの充電電流Ｉｃが停止するから、ダイオードＤ
1 はオフになり期間は終了する。このとき、コンデン
サＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内での
最大値Ｖｃ．ｍａｘになる。
【０００８】次に、期間では電圧Ｖａは図２４（ｂ）
のように負のピーク電圧−Ｖｐから上昇する。この期間
には、図２３（ｃ）のようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 は
ともにオフであり図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉ
ｎは放電しないから、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃ
は図２４に（ｄ）のように一定に保たれる（このときの
電圧は最大値Ｖｃ．ｍａｘである）。つまり、電圧Ｖａ
の上昇とともにダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖ
ｂは図２４（ａ）のように上昇する。期間はダイオー
ドＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖｂが、電圧Ｖｄｃに等し
くなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄｃ）時点まで継続す
る。
のように負のピーク電圧−Ｖｐから上昇する。この期間
には、図２３（ｃ）のようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 は
ともにオフであり図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉ
ｎは放電しないから、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃ
は図２４に（ｄ）のように一定に保たれる（このときの
電圧は最大値Ｖｃ．ｍａｘである）。つまり、電圧Ｖａ
の上昇とともにダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖ
ｂは図２４（ａ）のように上昇する。期間はダイオー
ドＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖｂが、電圧Ｖｄｃに等し
くなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄｃ）時点まで継続す
る。
【０００９】ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電位Ｖｂ
が電圧Ｖｄｃに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄ
ｃ）と、図２３（ｄ）のように、ダイオードＤ2 がオン
になる期間になる。この期間では、図２４（ｃ）の
ようにコンデンサＣｉｎからダイオードＤ2 を通して放
電電流Ｉｃが流れる。ここで、コンデンサＣ0 はインピ
ーダンスが十分に小さい（容量が十分に大きい）から図
２４（ａ）のようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電
位Ｖｂは電圧Ｖｄｃに保たれる。つまり、図２４（ｂ）
のように電圧Ｖａが上昇するに従って図２４（ｄ）のよ
うにコンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは低下する。電圧
Ｖａが正のピーク値Ｖｐに達すると、コンデンサＣｉｎ
の放電電流Ｉｃは停止するから、ダイオードＤ1 がオフ
になり期間が終了する。期間が終了した時点でコン
デンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内
での最小値Ｖｃ．ｍｉｎになり再び期間に戻る。
が電圧Ｖｄｃに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄ
ｃ）と、図２３（ｄ）のように、ダイオードＤ2 がオン
になる期間になる。この期間では、図２４（ｃ）の
ようにコンデンサＣｉｎからダイオードＤ2 を通して放
電電流Ｉｃが流れる。ここで、コンデンサＣ0 はインピ
ーダンスが十分に小さい（容量が十分に大きい）から図
２４（ａ）のようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点の電
位Ｖｂは電圧Ｖｄｃに保たれる。つまり、図２４（ｂ）
のように電圧Ｖａが上昇するに従って図２４（ｄ）のよ
うにコンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは低下する。電圧
Ｖａが正のピーク値Ｖｐに達すると、コンデンサＣｉｎ
の放電電流Ｉｃは停止するから、ダイオードＤ1 がオフ
になり期間が終了する。期間が終了した時点でコン
デンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内
での最小値Ｖｃ．ｍｉｎになり再び期間に戻る。
【００１０】以上のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 のオンオフに伴って期間〜が繰り返され、期間
には交流電源ＡＣからの入力電流が流れる。したがっ
て、交流電源ＡＣからはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
オンオフに伴って高周波的に電流を流すことができ、交
流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止フィルタ
を設けておけば、交流電源ＡＣから入力電流を連続的に
流すことが可能になって入力電流歪の増加を抑制するこ
とができる。また、上述の動作説明から容易にわかるよ
うに、入力電圧Ｖｇの大きさによって、上述した各期間
〜の時間長が変化する。たとえば、入力電圧Ｖｇが
ピーク値である期間（つまりＶｇ＝Ｖｄｃの期間）には
期間は生じないから、期間は電圧Ｖａの各半サ
イクルに相当する期間になり、期間の時間長が最大
になる。このように、入力電圧Ｖｇの絶対値にほぼ比例
して入力電流が流れるから、入力力率を高力率に維持す
ることができる。なお、上記説明ではダイオードＤ1 ，
Ｄ2 の順方向電圧降下は無視している。また、図２３に
おける抵抗Ｒは図２１におけるインバータ回路および共
振回路に相当する。
2 のオンオフに伴って期間〜が繰り返され、期間
には交流電源ＡＣからの入力電流が流れる。したがっ
て、交流電源ＡＣからはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
オンオフに伴って高周波的に電流を流すことができ、交
流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止フィルタ
を設けておけば、交流電源ＡＣから入力電流を連続的に
流すことが可能になって入力電流歪の増加を抑制するこ
とができる。また、上述の動作説明から容易にわかるよ
うに、入力電圧Ｖｇの大きさによって、上述した各期間
〜の時間長が変化する。たとえば、入力電圧Ｖｇが
ピーク値である期間（つまりＶｇ＝Ｖｄｃの期間）には
期間は生じないから、期間は電圧Ｖａの各半サ
イクルに相当する期間になり、期間の時間長が最大
になる。このように、入力電圧Ｖｇの絶対値にほぼ比例
して入力電流が流れるから、入力力率を高力率に維持す
ることができる。なお、上記説明ではダイオードＤ1 ，
Ｄ2 の順方向電圧降下は無視している。また、図２３に
おける抵抗Ｒは図２１におけるインバータ回路および共
振回路に相当する。
【００１１】次に、図２１の回路構成におけるインバー
タ回路の負荷としての共振回路の動作について考察す
る。期間ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 がともにオフで
あるから、インバータ回路の負荷にはコンデンサＣｉｎ
が含まれず、図２５（ａ）のような等価回路になる。こ
こで、コンデンサＣｃは共振回路の共振周波数に関与し
ない程度に十分に大きく設定されているから、共振周波
数はインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとによって決
定される。一方、期間ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 の
一方がオンになるから、コンデンサＣｉｎも共振に関与
し、図２５（ｂ）のような等価回路になる。つまり、共
振周波数はコンデンサＣｒｓ，Ｃｉｎの並列合成容量と
インダクタＬｒｓとによって決定される。このように、
電圧Ｖａの変化の１サイクルの間に共振回路の構成（以
下では共振モードという）が変化し、しかも上述のよう
に各期間〜の時間長が入力電圧Ｖｇの瞬時値によっ
て変化するから、交流電源ＡＣの電圧波形の１サイクル
内で放電灯Ｌｄに流れるランプ電流の包絡線は入力電圧
Ｖｇの瞬時値に応じて変化する。つまり、ランプ電流の
包絡線に含まれるリップル・波高率が増加し、放電灯Ｌ
ｄの寿命に悪影響を与えたり、光出力が変動してちらつ
きなどが生じることになる。
タ回路の負荷としての共振回路の動作について考察す
る。期間ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 がともにオフで
あるから、インバータ回路の負荷にはコンデンサＣｉｎ
が含まれず、図２５（ａ）のような等価回路になる。こ
こで、コンデンサＣｃは共振回路の共振周波数に関与し
ない程度に十分に大きく設定されているから、共振周波
数はインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとによって決
定される。一方、期間ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 の
一方がオンになるから、コンデンサＣｉｎも共振に関与
し、図２５（ｂ）のような等価回路になる。つまり、共
振周波数はコンデンサＣｒｓ，Ｃｉｎの並列合成容量と
インダクタＬｒｓとによって決定される。このように、
電圧Ｖａの変化の１サイクルの間に共振回路の構成（以
下では共振モードという）が変化し、しかも上述のよう
に各期間〜の時間長が入力電圧Ｖｇの瞬時値によっ
て変化するから、交流電源ＡＣの電圧波形の１サイクル
内で放電灯Ｌｄに流れるランプ電流の包絡線は入力電圧
Ｖｇの瞬時値に応じて変化する。つまり、ランプ電流の
包絡線に含まれるリップル・波高率が増加し、放電灯Ｌ
ｄの寿命に悪影響を与えたり、光出力が変動してちらつ
きなどが生じることになる。
【００１２】この種の問題を解決するために、定常点灯
時におけるランプ電流の波高率を抑制するようにスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの周波数（動作周波
数）やデューティ比を制御することが考えられている。
ただし、定常点灯時にランプ電流の波高率を小さくする
ように設定しても、調光点灯時における波高率の増加を
抑制することはできない。これは次の理由による。図２
６は上述した期間と期間とにおける各共振モー
ドでの出力ゲインの特性を示す図であって、図中ａは調
光状態での期間の特性、ｂは調光状態での期間
の特性、ｃは定格点灯時の期間の特性、ｄは定格点
灯時の期間の特性を示している。ここでは、定格点
灯時における期間の特性ｄと期間の特性ｃとの
交点付近の周波数ｆ0 をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
動作周波数として設定して放電灯Ｌｄを定常点灯させ
る。このような設定によって、共振モードの変化による
出力電流の変化が防止できるから、定常点灯時における
ランプ電流のリップルの増加を抑制することができる。
時におけるランプ電流の波高率を抑制するようにスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの周波数（動作周波
数）やデューティ比を制御することが考えられている。
ただし、定常点灯時にランプ電流の波高率を小さくする
ように設定しても、調光点灯時における波高率の増加を
抑制することはできない。これは次の理由による。図２
６は上述した期間と期間とにおける各共振モー
ドでの出力ゲインの特性を示す図であって、図中ａは調
光状態での期間の特性、ｂは調光状態での期間
の特性、ｃは定格点灯時の期間の特性、ｄは定格点
灯時の期間の特性を示している。ここでは、定格点
灯時における期間の特性ｄと期間の特性ｃとの
交点付近の周波数ｆ0 をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
動作周波数として設定して放電灯Ｌｄを定常点灯させ
る。このような設定によって、共振モードの変化による
出力電流の変化が防止できるから、定常点灯時における
ランプ電流のリップルの増加を抑制することができる。
【００１３】上述した共振回路の設定に加えて、入力電
圧に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を
変化させるように制御（動作周波数を変化させる制御を
周波数制御という）することも考えられている。周波数
制御の際の制御信号の周波数の変化の幅（これを制御信
号の変調幅という）は入力電圧の振幅に依存しており、
入力電圧の振幅はほぼ一定であるから、変調幅もほぼ一
定になる。上述のように共振回路を設定するとともにス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を入力電圧に応じて周波数制
御すれば、定常点灯におけるランプ電流のリップルを低
減し波高率を小さくすることができる。
圧に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を
変化させるように制御（動作周波数を変化させる制御を
周波数制御という）することも考えられている。周波数
制御の際の制御信号の周波数の変化の幅（これを制御信
号の変調幅という）は入力電圧の振幅に依存しており、
入力電圧の振幅はほぼ一定であるから、変調幅もほぼ一
定になる。上述のように共振回路を設定するとともにス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を入力電圧に応じて周波数制
御すれば、定常点灯におけるランプ電流のリップルを低
減し波高率を小さくすることができる。
【００１４】次に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作
周波数を変化させる周波数制御によって調光制御を行な
う場合について考察する。たとえば、動作周波数を定常
点灯時よりも高周波側である周波数ｆ1 に設定して調光
制御を行なうと、調光状態では期間の出力ゲイン
（図に□で示す）と、期間の出力ゲイン（図に■で
示す）との差が大きくなり、入力電圧のゼロクロス点付
近とピーク点付近とでの出力電流の差が大きくなる。ま
た、入力電圧に応じた周波数制御を併用するとしても、
調光度によらず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流
の波高率はあまり改善されず、調光点灯を行なうと放電
灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
周波数を変化させる周波数制御によって調光制御を行な
う場合について考察する。たとえば、動作周波数を定常
点灯時よりも高周波側である周波数ｆ1 に設定して調光
制御を行なうと、調光状態では期間の出力ゲイン
（図に□で示す）と、期間の出力ゲイン（図に■で
示す）との差が大きくなり、入力電圧のゼロクロス点付
近とピーク点付近とでの出力電流の差が大きくなる。ま
た、入力電圧に応じた周波数制御を併用するとしても、
調光度によらず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流
の波高率はあまり改善されず、調光点灯を行なうと放電
灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
【００１５】一方、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作
周波数ではなくデューティ比を制御することにより調光
する場合もある（この制御をデューティ制御という）。
デューティ制御では、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオ
ン期間の比率を調節する。このとき動作周波数は一定で
あるが、放電灯Ｌｄの等価インピーダンスは変化するか
ら、期間の出力ゲイン（図に△で示す）と、期間
の出力ゲイン（図に▲で示す）との差が大きくなり、
結局、入力電圧のゼロクロス点付近とピーク点付近とで
の出力電流の差が大きくなる。この場合も入力電圧に応
じた周波数制御を併用することができるが、調光度によ
らず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流の波高率は
あまり改善されず、周波数制御による調光制御の場合と
同様に放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
周波数ではなくデューティ比を制御することにより調光
する場合もある（この制御をデューティ制御という）。
デューティ制御では、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオ
ン期間の比率を調節する。このとき動作周波数は一定で
あるが、放電灯Ｌｄの等価インピーダンスは変化するか
ら、期間の出力ゲイン（図に△で示す）と、期間
の出力ゲイン（図に▲で示す）との差が大きくなり、
結局、入力電圧のゼロクロス点付近とピーク点付近とで
の出力電流の差が大きくなる。この場合も入力電圧に応
じた周波数制御を併用することができるが、調光度によ
らず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流の波高率は
あまり改善されず、周波数制御による調光制御の場合と
同様に放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
【００１６】要するに、調光制御のために周波数制御を
採用するかデューティ制御を採用するかにかかわらず、
調光時にはランプ電流のリップルが増加し波高率が大き
くなるから、調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪
影響を与える。
採用するかデューティ制御を採用するかにかかわらず、
調光時にはランプ電流のリップルが増加し波高率が大き
くなるから、調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪
影響を与える。
【００１７】ところで、放電灯Ｌｄは周囲温度に応じて
等価インピーダンスが変化し、低温時には等価インピー
ダンスが大きくなることが知られている。また、ランプ
電流が比較的少ない調光時には出力が同じ状態でも等価
インピーダンスが大きくなる。等価インピーダンスが大
きくなると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの
１サイクル内での２つの共振モードのゲインの差が一層
大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる電流の低周波リッ
プルがさらに増加することになる。つまり、周囲温度が
低い状態で調光すると放電が不安定になり、ちらつき、
移動縞、立ち消えなど照明に適していない現象が生じや
すくなる。このように調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの
寿命に悪影響があり、しかも低温時にはちらつきなどの
現象が生じやすくなる。
等価インピーダンスが変化し、低温時には等価インピー
ダンスが大きくなることが知られている。また、ランプ
電流が比較的少ない調光時には出力が同じ状態でも等価
インピーダンスが大きくなる。等価インピーダンスが大
きくなると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの
１サイクル内での２つの共振モードのゲインの差が一層
大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる電流の低周波リッ
プルがさらに増加することになる。つまり、周囲温度が
低い状態で調光すると放電が不安定になり、ちらつき、
移動縞、立ち消えなど照明に適していない現象が生じや
すくなる。このように調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの
寿命に悪影響があり、しかも低温時にはちらつきなどの
現象が生じやすくなる。
【００１８】図２７に示すものは別の構成例であって、
図２１に示した構成では放電灯ＬｄとコンデンサＣｒｓ
との一端を整流回路ＤＢの直流出力端の負極に接続して
いたが、この構成ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点に
接続している。また、コンデンサＣｉｎに代えてダイオ
ードＤ2 にコンデンサＣｉｍを並列接続することによっ
て、入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高力率に保つ
ようにしてある。この回路を図２１に対する図２２の等
価回路と同様な等価回路で示すと図２８のように表すこ
とができる。この等価回路ではインバータ回路を振幅が
ほぼ一定の電流Ｉａを出力する高周波電流源とみなして
いる。
図２１に示した構成では放電灯ＬｄとコンデンサＣｒｓ
との一端を整流回路ＤＢの直流出力端の負極に接続して
いたが、この構成ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点に
接続している。また、コンデンサＣｉｎに代えてダイオ
ードＤ2 にコンデンサＣｉｍを並列接続することによっ
て、入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高力率に保つ
ようにしてある。この回路を図２１に対する図２２の等
価回路と同様な等価回路で示すと図２８のように表すこ
とができる。この等価回路ではインバータ回路を振幅が
ほぼ一定の電流Ｉａを出力する高周波電流源とみなして
いる。
【００１９】図２８の等価回路でも、図２２の等価回路
と同様に動作を４状態に分けることができ、高周波電流
源から出力される電流Ｉａの１サイクルの間でダイオー
ドＤ 1 が導通する期間が最大になるのは、電源Ｖｇのピ
ーク時つまりＶｇ＝Ｖｄｃになるときであって、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの半サイクルの期間に
なる。
と同様に動作を４状態に分けることができ、高周波電流
源から出力される電流Ｉａの１サイクルの間でダイオー
ドＤ 1 が導通する期間が最大になるのは、電源Ｖｇのピ
ーク時つまりＶｇ＝Ｖｄｃになるときであって、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの半サイクルの期間に
なる。
【００２０】しかして、この回路構成では、ダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 がともにオフである期間には共振回路がＬｒ
ｓとコンデンサＣｒｓとコンデンサＣｉｍとの直列回路
になり、ダイオードＤ2 がオンになればコンデンサＣｉ
ｍが短絡されるから、共振回路はＬｒｓとコンデンサＣ
ｒｓとにより構成されることになる。結局、図２１に示
した構成と同様にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイ
クルの間に２つの共振モードがあるから、図２１の構成
と同様の問題を生じる。つまり、放電灯Ｌｄのランプ電
流の包絡線が入力電圧Ｖｇに応じて変化し、ランプ電流
の包絡線のリップルが増加し波高率が大きくなって放電
灯Ｌｄの寿命に悪影響を与える。
Ｄ1 ，Ｄ2 がともにオフである期間には共振回路がＬｒ
ｓとコンデンサＣｒｓとコンデンサＣｉｍとの直列回路
になり、ダイオードＤ2 がオンになればコンデンサＣｉ
ｍが短絡されるから、共振回路はＬｒｓとコンデンサＣ
ｒｓとにより構成されることになる。結局、図２１に示
した構成と同様にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイ
クルの間に２つの共振モードがあるから、図２１の構成
と同様の問題を生じる。つまり、放電灯Ｌｄのランプ電
流の包絡線が入力電圧Ｖｇに応じて変化し、ランプ電流
の包絡線のリップルが増加し波高率が大きくなって放電
灯Ｌｄの寿命に悪影響を与える。
【００２１】図２７の回路構成に加えてスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を制御することによりランプ
電流の波高率を低減することも考えられている（米国特
許第５４０４０８２号、米国特許第５４１０２２１
号）。つまり、入力電圧、出力電流、出力電圧などを検
出し、出力電流であるランプ電流の波高率を低減させる
ように周波数制御を行なうのである。しかしながら、こ
れらの構成も調光点灯時にはリップルが増加し波高率が
大きくなるという問題がある。
子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を制御することによりランプ
電流の波高率を低減することも考えられている（米国特
許第５４０４０８２号、米国特許第５４１０２２１
号）。つまり、入力電圧、出力電流、出力電圧などを検
出し、出力電流であるランプ電流の波高率を低減させる
ように周波数制御を行なうのである。しかしながら、こ
れらの構成も調光点灯時にはリップルが増加し波高率が
大きくなるという問題がある。
【００２２】つまり、米国特許第５４０４０８２号に記
載のものは入力電圧を検出して周波数制御するものであ
って、図２６を用いて説明したように、調光度に応じて
リップルや波高率が変化する。
載のものは入力電圧を検出して周波数制御するものであ
って、図２６を用いて説明したように、調光度に応じて
リップルや波高率が変化する。
【００２３】一方、米国特許第５４１０２２号に記載さ
れたものは、放電灯Ｌｄへの出力を検出してランプ電流
の波高率を低減するように周波数制御するものである。
この構成ではランプ電流の変動幅とスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の動作周波数の変調幅とが一定の比率になるよ
うに設定されている。
れたものは、放電灯Ｌｄへの出力を検出してランプ電流
の波高率を低減するように周波数制御するものである。
この構成ではランプ電流の変動幅とスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の動作周波数の変調幅とが一定の比率になるよ
うに設定されている。
【００２４】ところで、このような構成において放電灯
Ｌｄを調光点灯させたとすると、ランプ電流のリップル
が大きくなるのに対して、ランプ電流の絶対値が小さい
からリップルを除去することができる程度に制御信号の
変調幅を広くとることができなくなり、結局、調光点灯
時にはランプ電流のリップルを除去する効果が不十分に
なり波高率が比較的大きくなる。つまり、放電等Ｌｄの
ランプ寿命に悪影響を与え、光出力が変動するなどの問
題が生じる。
Ｌｄを調光点灯させたとすると、ランプ電流のリップル
が大きくなるのに対して、ランプ電流の絶対値が小さい
からリップルを除去することができる程度に制御信号の
変調幅を広くとることができなくなり、結局、調光点灯
時にはランプ電流のリップルを除去する効果が不十分に
なり波高率が比較的大きくなる。つまり、放電等Ｌｄの
ランプ寿命に悪影響を与え、光出力が変動するなどの問
題が生じる。
【００２５】一方、図２９に示す放電灯点灯装置も提案
されている（Wei Chen, Fred C. Lee and Tokushi Yama
uchi, “An Improved “Charge Pump ”Electronic Bal
lastwith Low THD and Low Creset Factor ”,IEEE APE
C '96 Conference Procedings, pp.622-627, 1996）。
この構成では、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整
流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備
え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介
して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサ
Ｃｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路が接続される。平滑コンデンサＣｅの負極側に
接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダク
タＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続され、
コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコンデン
サＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 との直
列回路が接続され、コンデンサＣ2 の両端間に放電灯Ｌ
ｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデンサ
Ｃｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間には
コンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダクタＬ
ｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ
2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続され
る。このダイオードＤｃ1 はダイオードＤ2 とカソード
が共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整流
回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダイ
オードＤｃ2 が並列接続される。この構成によって、イ
ンダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとからなる共振回路
と、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回
路との２段の共振回路を持つ構成になる。
されている（Wei Chen, Fred C. Lee and Tokushi Yama
uchi, “An Improved “Charge Pump ”Electronic Bal
lastwith Low THD and Low Creset Factor ”,IEEE APE
C '96 Conference Procedings, pp.622-627, 1996）。
この構成では、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整
流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備
え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介
して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサ
Ｃｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路が接続される。平滑コンデンサＣｅの負極側に
接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダク
タＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続され、
コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコンデン
サＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 との直
列回路が接続され、コンデンサＣ2 の両端間に放電灯Ｌ
ｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデンサ
Ｃｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間には
コンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダクタＬ
ｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ
2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続され
る。このダイオードＤｃ1 はダイオードＤ2 とカソード
が共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整流
回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダイ
オードＤｃ2 が並列接続される。この構成によって、イ
ンダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとからなる共振回路
と、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回
路との２段の共振回路を持つ構成になる。
【００２６】図２９に示すものは、軽負荷時（予熱期間
や始動期間）に平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃが
上昇するのを防止して構成部品への電圧ストレスを防止
するものである。また、ダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を設
けることによって波高率の増加を抑制している。これら
のダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 は、コンデンサＣｒｓの両
端電圧のピーク−ピーク電圧を平滑コンデンサＣｅの両
端電圧Ｖｄｃにクランプしており、コンデンサＣｒｓの
両端電圧は一定値でクランプされる。このことにより、
インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路へ
の入力電圧が一定振幅になるから、放電灯Ｌｄに供給さ
れる電流の包絡線はリップルが比較的少なく波高率が小
さくなる。また、コンデンサＣｒｓの両端電圧のピーク
−ピーク電圧は平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃに
制限されるから、コンデンサＣｉｎに印加される電圧の
包絡線は入力電圧に従う正弦波状となり、交流電源ＡＣ
からの入力電流の歪を少なくすることができる。図３０
はダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ 2 を用いない場合を示し、
（ａ）はコンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデ
ンサＣｉｎの両端電圧を示している。また、図３１はダ
イオードＤｃ1 ，Ｄｃ 2 を用いた場合を示し、（ａ）は
コンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデンサＣｉ
ｎの両端電圧を示している。両図中においてＶｄｃは平
滑コンデンサＣｅの両端電圧、Ｖｇは整流回路ＤＢの出
力電圧を示す。
や始動期間）に平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃが
上昇するのを防止して構成部品への電圧ストレスを防止
するものである。また、ダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を設
けることによって波高率の増加を抑制している。これら
のダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 は、コンデンサＣｒｓの両
端電圧のピーク−ピーク電圧を平滑コンデンサＣｅの両
端電圧Ｖｄｃにクランプしており、コンデンサＣｒｓの
両端電圧は一定値でクランプされる。このことにより、
インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路へ
の入力電圧が一定振幅になるから、放電灯Ｌｄに供給さ
れる電流の包絡線はリップルが比較的少なく波高率が小
さくなる。また、コンデンサＣｒｓの両端電圧のピーク
−ピーク電圧は平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃに
制限されるから、コンデンサＣｉｎに印加される電圧の
包絡線は入力電圧に従う正弦波状となり、交流電源ＡＣ
からの入力電流の歪を少なくすることができる。図３０
はダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ 2 を用いない場合を示し、
（ａ）はコンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデ
ンサＣｉｎの両端電圧を示している。また、図３１はダ
イオードＤｃ1 ，Ｄｃ 2 を用いた場合を示し、（ａ）は
コンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデンサＣｉ
ｎの両端電圧を示している。両図中においてＶｄｃは平
滑コンデンサＣｅの両端電圧、Ｖｇは整流回路ＤＢの出
力電圧を示す。
【００２７】上述したように、図２９に示した構成で
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御によらずにラン
プ電流の波高率の増加を抑制することができるが、デュ
ーティ制御により調光を行なうと次のような問題が生じ
る。ここで、デューティ制御では、両スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を１：１（デューティ比が５０
％）にした状態が定常点灯状態であり、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率を変えることにより調光
することができる。たとえば、動作周波数を変えずにス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を７：３に設定す
れば、コンデンサＣｒｓの両端電圧の振幅が小さくなる
からコンデンサＣｉｎを通して交流電源ＡＣから流れ込
む電流が減少する。つまり、交流電源ＡＣからの入力電
力と放電灯Ｌｄへの出力電力とがともに減少して平滑コ
ンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃはほぼ一定に保たれる。
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御によらずにラン
プ電流の波高率の増加を抑制することができるが、デュ
ーティ制御により調光を行なうと次のような問題が生じ
る。ここで、デューティ制御では、両スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を１：１（デューティ比が５０
％）にした状態が定常点灯状態であり、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率を変えることにより調光
することができる。たとえば、動作周波数を変えずにス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を７：３に設定す
れば、コンデンサＣｒｓの両端電圧の振幅が小さくなる
からコンデンサＣｉｎを通して交流電源ＡＣから流れ込
む電流が減少する。つまり、交流電源ＡＣからの入力電
力と放電灯Ｌｄへの出力電力とがともに減少して平滑コ
ンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃはほぼ一定に保たれる。
【００２８】しかしながら、調光点灯時にコンデンサＣ
ｒｓの両端電圧が減少するのに対して、平滑コンデンサ
Ｃｅの両端電圧Ｖｄｃが一定に保たれるから、コンデン
サＣｒｓの両端電圧はクランプされないことになる。つ
まり、コンデンサＣｒｓの両端電圧がクランプされない
から、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振
回路への入力電圧であるコンデンサＣｒｓの両端電圧の
波高値が大きくなり、結果的に放電灯Ｌｄへのランプ電
流の波高率が増加することになる。
ｒｓの両端電圧が減少するのに対して、平滑コンデンサ
Ｃｅの両端電圧Ｖｄｃが一定に保たれるから、コンデン
サＣｒｓの両端電圧はクランプされないことになる。つ
まり、コンデンサＣｒｓの両端電圧がクランプされない
から、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振
回路への入力電圧であるコンデンサＣｒｓの両端電圧の
波高値が大きくなり、結果的に放電灯Ｌｄへのランプ電
流の波高率が増加することになる。
【００２９】一方、ランプ電流の波高率の増加を抑制す
るために、図３２に示すように、ランプ電流を検出する
変流器よりなる電流検出部ＳＩを設け、検出したランプ
電流に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数
を制御することが考えられる。つまり、電流検出部ＳＩ
で検出したランプ電流を抵抗Ｒｄにより電圧に変換し、
抵抗ＲｌとダイオードＤａとコンデンサＣｄとからなる
遅延回路によりランプ電流の包絡線のリップルを抽出し
て、フィードバック回路ＦＢに設けた誤差増幅器Ａｍｐ
で基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、前記リップルと基準電圧
Ｖｒｅｆとの誤差を制御回路ＣＮに与え、制御回路ＣＮ
から出力される制御信号の周波数を上記誤差が小さくな
る方向に変化させるものである。この構成によって、放
電灯Ｌｄの定格点灯時にはランプ電流の波高率を低減す
ることができる。つまり、電流検出部ＳＩと抵抗Ｒｄと
遅延回路とにより検出部が構成される。
るために、図３２に示すように、ランプ電流を検出する
変流器よりなる電流検出部ＳＩを設け、検出したランプ
電流に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数
を制御することが考えられる。つまり、電流検出部ＳＩ
で検出したランプ電流を抵抗Ｒｄにより電圧に変換し、
抵抗ＲｌとダイオードＤａとコンデンサＣｄとからなる
遅延回路によりランプ電流の包絡線のリップルを抽出し
て、フィードバック回路ＦＢに設けた誤差増幅器Ａｍｐ
で基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、前記リップルと基準電圧
Ｖｒｅｆとの誤差を制御回路ＣＮに与え、制御回路ＣＮ
から出力される制御信号の周波数を上記誤差が小さくな
る方向に変化させるものである。この構成によって、放
電灯Ｌｄの定格点灯時にはランプ電流の波高率を低減す
ることができる。つまり、電流検出部ＳＩと抵抗Ｒｄと
遅延回路とにより検出部が構成される。
【００３０】ところが、図３３に示すように、制御回路
ＣＮに対して外部から調光信号Ｄｉｍを与えて調光制御
を行なおうとすると、ランプ電流の波高率が増大すると
いう問題が生じる。これは、放電灯Ｌｄを調光点灯させ
るとランプ電流が減少し、フィードバック回路ＦＢに入
力される電流が減少するからであって、上述したように
調光時にはダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 によるコンデンサ
Ｃｒｓの両端電圧のクランプがあまり有効ではなく、ラ
ンプ電流が比較的大きく変動するにもかかわらず、フィ
ードバック回路ＦＢの出力値が小さいことによってラン
プ電流の変動に対する制御信号の変調幅を規定の範囲で
確保することができず、結局、調光時にはランプ電流の
波高率を低減する効果を十分に得ることができないとい
う問題が生じる。
ＣＮに対して外部から調光信号Ｄｉｍを与えて調光制御
を行なおうとすると、ランプ電流の波高率が増大すると
いう問題が生じる。これは、放電灯Ｌｄを調光点灯させ
るとランプ電流が減少し、フィードバック回路ＦＢに入
力される電流が減少するからであって、上述したように
調光時にはダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 によるコンデンサ
Ｃｒｓの両端電圧のクランプがあまり有効ではなく、ラ
ンプ電流が比較的大きく変動するにもかかわらず、フィ
ードバック回路ＦＢの出力値が小さいことによってラン
プ電流の変動に対する制御信号の変調幅を規定の範囲で
確保することができず、結局、調光時にはランプ電流の
波高率を低減する効果を十分に得ることができないとい
う問題が生じる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】上述した各従来構成の
ように、インバータ回路の出力側と平滑コンデンサＣｅ
への充電経路との間にコンデンサＣｉｎ，Ｃｉｍを挿入
した形式の放電灯点灯装置をチャージポンプ型と総称し
ている。この種のチャージポンプ型の放電灯点灯装置で
は、ランプ電流のリップルを減少させ波高率を低減する
ための各種構成を採用しても、上述したように、調光点
灯時にはランプ電流のリップルが増大し波高率が大きく
なるという問題が生じてしまうのが現状である。また、
上述のように周囲温度が低い場合にもランプ電流の変動
が大きくなってちらつきなどが発生するという問題もあ
る。
ように、インバータ回路の出力側と平滑コンデンサＣｅ
への充電経路との間にコンデンサＣｉｎ，Ｃｉｍを挿入
した形式の放電灯点灯装置をチャージポンプ型と総称し
ている。この種のチャージポンプ型の放電灯点灯装置で
は、ランプ電流のリップルを減少させ波高率を低減する
ための各種構成を採用しても、上述したように、調光点
灯時にはランプ電流のリップルが増大し波高率が大きく
なるという問題が生じてしまうのが現状である。また、
上述のように周囲温度が低い場合にもランプ電流の変動
が大きくなってちらつきなどが発生するという問題もあ
る。
【００３２】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、チャージポンプ型の放電灯点灯装置
において調光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合で
もランプ電流の包絡線のリップルの増加を抑制し波高率
の増大を抑制することができるようにすることにある。
あり、その目的は、チャージポンプ型の放電灯点灯装置
において調光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合で
もランプ電流の包絡線のリップルの増加を抑制し波高率
の増大を抑制することができるようにすることにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化す
る平滑コンデンサと、高周波でオンオフされるスイッチ
ング素子を用いて平滑コンデンサの両端電圧を高周波電
力に変換するインバータ回路と、共振回路と放電灯とを
含みインバータ回路の出力を共振回路を通して放電灯に
与える負荷回路と、前記共振回路の一端に接続され共振
回路に生じる高周波電圧または高周波電流の瞬時値の変
化に応じて整流回路の出力端の電位を変化させるコンデ
ンサと、前記スイッチング素子をオンオフさせるための
制御信号を生成する制御手段とを備え、前記スイッチン
グ素子の動作の１サイクル内で共振回路に前記コンデン
サを含む共振モードと前記コンデンサを含まない共振モ
ードとが生じるとともに、交流電源の電圧の瞬時値に応
じて各共振モードの生じる時間長の比率が変化する放電
灯点灯装置において、前記放電灯に流れるランプ電流の
包絡線のリップルを低減するように前記制御信号を変調
して前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制
御手段に許容されている範囲内で変化させる変調信号を
生成するリップル低減手段と、前記リップルを増加させ
る外的条件に呼応した条件信号を発生する条件信号発生
手段とを具備し、前記リップル低減手段は前記条件信号
に基づいて前記変調信号を補正することにより外的条件
の変化による前記リップルの増加を抑制するように前記
スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に
許容されている範囲内で変化させる手段を含むものであ
る。この構成によれば、放電灯のランプ電流の包絡線の
リップルを増加させるように外的条件が変化すれば、そ
の外的条件の変化に応じてインバータ回路を構成するス
イッチング素子のオンオフのタイミングを変化させるこ
とが可能になり、結果的にランプ電流のリップルの増加
を抑制し波高率の増大を抑制することができる。なお、
ランプ電流の包絡線のリップルを増加させる外的条件と
は、調光制御のように放電灯の光出力を変化させること
や周囲温度が変化することを意味する。
電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化す
る平滑コンデンサと、高周波でオンオフされるスイッチ
ング素子を用いて平滑コンデンサの両端電圧を高周波電
力に変換するインバータ回路と、共振回路と放電灯とを
含みインバータ回路の出力を共振回路を通して放電灯に
与える負荷回路と、前記共振回路の一端に接続され共振
回路に生じる高周波電圧または高周波電流の瞬時値の変
化に応じて整流回路の出力端の電位を変化させるコンデ
ンサと、前記スイッチング素子をオンオフさせるための
制御信号を生成する制御手段とを備え、前記スイッチン
グ素子の動作の１サイクル内で共振回路に前記コンデン
サを含む共振モードと前記コンデンサを含まない共振モ
ードとが生じるとともに、交流電源の電圧の瞬時値に応
じて各共振モードの生じる時間長の比率が変化する放電
灯点灯装置において、前記放電灯に流れるランプ電流の
包絡線のリップルを低減するように前記制御信号を変調
して前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制
御手段に許容されている範囲内で変化させる変調信号を
生成するリップル低減手段と、前記リップルを増加させ
る外的条件に呼応した条件信号を発生する条件信号発生
手段とを具備し、前記リップル低減手段は前記条件信号
に基づいて前記変調信号を補正することにより外的条件
の変化による前記リップルの増加を抑制するように前記
スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に
許容されている範囲内で変化させる手段を含むものであ
る。この構成によれば、放電灯のランプ電流の包絡線の
リップルを増加させるように外的条件が変化すれば、そ
の外的条件の変化に応じてインバータ回路を構成するス
イッチング素子のオンオフのタイミングを変化させるこ
とが可能になり、結果的にランプ電流のリップルの増加
を抑制し波高率の増大を抑制することができる。なお、
ランプ電流の包絡線のリップルを増加させる外的条件と
は、調光制御のように放電灯の光出力を変化させること
や周囲温度が変化することを意味する。
【００３４】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、条件信号発生手段は条件信号として調光信号を発生
する調光手段としたものである。この構成によれば、調
光点灯時にランプ電流が減少してもリップル低減手段で
は調光信号に基づいて調光度に応じた調節範囲が得られ
るように変調信号を生成するから、調光制御時に調光度
に応じたランプ電流を保つことができる。
て、条件信号発生手段は条件信号として調光信号を発生
する調光手段としたものである。この構成によれば、調
光点灯時にランプ電流が減少してもリップル低減手段で
は調光信号に基づいて調光度に応じた調節範囲が得られ
るように変調信号を生成するから、調光制御時に調光度
に応じたランプ電流を保つことができる。
【００３５】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、前記条件信号発生手段を周囲温度を
検出する温度センサとしたものである。この構成では、
周囲温度が低くランプ電流が変動しやすい場合でも、周
囲温度に応じた調節範囲が得られるようにリップル低減
手段で変調信号を生成することにより、周囲温度が低い
ときでもランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率を
小さくすることができる。
２の発明において、前記条件信号発生手段を周囲温度を
検出する温度センサとしたものである。この構成では、
周囲温度が低くランプ電流が変動しやすい場合でも、周
囲温度に応じた調節範囲が得られるようにリップル低減
手段で変調信号を生成することにより、周囲温度が低い
ときでもランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率を
小さくすることができる。
【００３６】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、リップル低減手段が電源入力と負荷出力との少なく
とも一方を検出する検出部を備えるとともに検出部での
入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させるもので
ある。
て、リップル低減手段が電源入力と負荷出力との少なく
とも一方を検出する検出部を備えるとともに検出部での
入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させるもので
ある。
【００３７】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電
力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検
出するものである。
て、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電
力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検
出するものである。
【００３８】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、前記検出部が、入力電流、入力電圧、整流回路出力
電圧の少なくとも１つを電源入力として検出するもので
ある。
て、前記検出部が、入力電流、入力電圧、整流回路出力
電圧の少なくとも１つを電源入力として検出するもので
ある。
【００３９】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものであ
る。
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものであ
る。
【００４０】請求項８の発明は、請求項１の発明におい
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて基準値を変化させるものである。
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて基準値を変化させるものである。
【００４１】請求項９の発明は、請求項１ないし請求項
８の発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
８の発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
【００４２】請求項４ないし請求項９の発明は望ましい
実施態様である。
実施態様である。
【００４３】
（実施形態１）本実施形態は、図１に示すように、図２
９に示した従来構成を調光制御に適した構成となるよう
に改良したものである。この回路は、従来構成として説
明したように、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整
流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備
え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介
して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサ
Ｃｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路が接続される。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
はＭＯＳＦＥＴよりなる。平滑コンデンサＣｅの負極側
に接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダ
クタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続さ
れ、コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコン
デンサＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 と
の直列回路が接続され、コンデンサＣ2の両端間に放電
灯Ｌｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデ
ンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間
にはコンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダク
タＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオー
ドＤ2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続さ
れる。このダイオードＤｃ 1 はダイオードＤ2 とカソー
ドが共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整
流回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダ
イオードＤｃ2 が並列接続される。放電灯Ｌｄは蛍光
灯、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなど
のいずれでもよいが、以下では基本的に蛍光灯を想定し
ている。
９に示した従来構成を調光制御に適した構成となるよう
に改良したものである。この回路は、従来構成として説
明したように、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整
流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備
え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介
して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサ
Ｃｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路が接続される。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
はＭＯＳＦＥＴよりなる。平滑コンデンサＣｅの負極側
に接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダ
クタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続さ
れ、コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコン
デンサＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 と
の直列回路が接続され、コンデンサＣ2の両端間に放電
灯Ｌｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデ
ンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間
にはコンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダク
タＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオー
ドＤ2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続さ
れる。このダイオードＤｃ 1 はダイオードＤ2 とカソー
ドが共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整
流回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダ
イオードＤｃ2 が並列接続される。放電灯Ｌｄは蛍光
灯、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなど
のいずれでもよいが、以下では基本的に蛍光灯を想定し
ている。
【００４４】ところで、放電灯Ｌｄに流れるランプ電流
は電流検出部ＳＩにより検出され、この電流値はフィー
ドバック回路ＦＢを通して制御回路ＣＮにフィードバッ
クされる。制御回路ＣＮはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
を交互にオンオフさせる制御信号を生成する回路であっ
て、オンオフの動作周波数を決定する矩形波の基準信号
を発生する発振回路と、基準信号から所定のオンデュー
ティのデューティ信号を生成する信号生成回路と、デュ
ーティ信号のオン期間を一方のスイッチング素子Ｑ2 ま
たはＱ1 のオン期間とし、デューティ信号のオフ期間を
他方のスイッチング素子Ｑ1 またはＱ2 のオン期間とす
るように各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2を交互にオンオ
フさせる制御信号を生成する駆動回路とを備える。した
がって、発振回路の出力周波数を変更すればスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの動作周波数を調節するこ
とができ、信号生成回路でオンデューティを変更すれば
各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率（以下
ではオンデューティ比という）を調節することができ
る。また、デッドオフタイム（スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2 のオンオフの切換時に両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 を同時にオフに保つ期間）を調節する機能を持つよう
に制御回路ＣＮを構成することも可能である。デッドオ
フタイムを変更する場合には、各スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間とデッドオフタイムとの加算値同
士の比率がオンデューティ比になる。動作周波数とオン
デューティ比とデッドオフタイムとは独立して制御する
ことができる。
は電流検出部ＳＩにより検出され、この電流値はフィー
ドバック回路ＦＢを通して制御回路ＣＮにフィードバッ
クされる。制御回路ＣＮはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
を交互にオンオフさせる制御信号を生成する回路であっ
て、オンオフの動作周波数を決定する矩形波の基準信号
を発生する発振回路と、基準信号から所定のオンデュー
ティのデューティ信号を生成する信号生成回路と、デュ
ーティ信号のオン期間を一方のスイッチング素子Ｑ2 ま
たはＱ1 のオン期間とし、デューティ信号のオフ期間を
他方のスイッチング素子Ｑ1 またはＱ2 のオン期間とす
るように各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2を交互にオンオ
フさせる制御信号を生成する駆動回路とを備える。した
がって、発振回路の出力周波数を変更すればスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの動作周波数を調節するこ
とができ、信号生成回路でオンデューティを変更すれば
各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率（以下
ではオンデューティ比という）を調節することができ
る。また、デッドオフタイム（スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2 のオンオフの切換時に両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 を同時にオフに保つ期間）を調節する機能を持つよう
に制御回路ＣＮを構成することも可能である。デッドオ
フタイムを変更する場合には、各スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間とデッドオフタイムとの加算値同
士の比率がオンデューティ比になる。動作周波数とオン
デューティ比とデッドオフタイムとは独立して制御する
ことができる。
【００４５】フィードバック回路ＦＢは、電流検出部Ｓ
Ｉで検出した放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線のうちの
リップルを抽出するとともに、抽出したリップルとあら
かじめ設定した基準値との誤差を求める。つまり、フィ
ードバック回路ＦＢと制御回路ＣＮとによってランプ電
流の変動を抑制するようにフィードバック制御を行なう
のであって、これらによりリップル低減手段が構成され
る。
Ｉで検出した放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線のうちの
リップルを抽出するとともに、抽出したリップルとあら
かじめ設定した基準値との誤差を求める。つまり、フィ
ードバック回路ＦＢと制御回路ＣＮとによってランプ電
流の変動を抑制するようにフィードバック制御を行なう
のであって、これらによりリップル低減手段が構成され
る。
【００４６】また、本実施形態は放電灯Ｌｄを調光制御
するものであり、制御回路ＣＮは条件信号発生手段とし
ての調光手段から直流電圧信号である調光信号Ｄｉｍを
受けて制御回路ＣＮから出力される制御信号の周波数、
デューティ比、デッドオフタイムの少なくとも１つを制
御するようになっている。ここまでの構成は図３２に示
した従来構成と同様である。
するものであり、制御回路ＣＮは条件信号発生手段とし
ての調光手段から直流電圧信号である調光信号Ｄｉｍを
受けて制御回路ＣＮから出力される制御信号の周波数、
デューティ比、デッドオフタイムの少なくとも１つを制
御するようになっている。ここまでの構成は図３２に示
した従来構成と同様である。
【００４７】本実施形態では調光信号Ｄｉｍを制御回路
ＣＮに入力するだけではなく、調光信号Ｄｉｍで指示さ
れた調光度に応じて電流検出部ＳＩでの検出値の変動範
囲を変化させる合成回路ＭＸにも与えている点が従来構
成とは異なっている。合成回路ＭＸは、調光信号Ｄｉｍ
により指示される調光度が深いほど（つまり、ランプ電
流を小さくするするほど）、合成回路ＭＸから出力され
る信号値の振幅が大きくなるように構成されている。つ
まり、調光度が深いほど制御信号の変化の幅（変調幅）
が広くなるように調光度と変調幅とを連動させる。これ
により、出力電流の波高率が大幅に低減される。
ＣＮに入力するだけではなく、調光信号Ｄｉｍで指示さ
れた調光度に応じて電流検出部ＳＩでの検出値の変動範
囲を変化させる合成回路ＭＸにも与えている点が従来構
成とは異なっている。合成回路ＭＸは、調光信号Ｄｉｍ
により指示される調光度が深いほど（つまり、ランプ電
流を小さくするするほど）、合成回路ＭＸから出力され
る信号値の振幅が大きくなるように構成されている。つ
まり、調光度が深いほど制御信号の変化の幅（変調幅）
が広くなるように調光度と変調幅とを連動させる。これ
により、出力電流の波高率が大幅に低減される。
【００４８】図１に示した回路について、電流検出部Ｓ
Ｉ、フィードバック回路ＦＢ、合成回路ＭＸの一例を具
体的に示すと図２のような構成になる。電流検出部ＳＩ
は変流器を用いて構成されており、合成回路ＭＸは電流
検出部ＳＩの出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒｄにコレ
クタ−エミッタが並列接続されたトランジスタＱｃを備
える。トランジスタＱｃのベースには抵抗Ｒｂを介して
電圧信号である調光信号Ｄｉｍが入力され、調光信号Ｄ
ｉｍのレベルが変化すればトランジスタＱｃの導通度
（つまり、コレクタ−エミッタ間の等価抵抗）が変化
し、抵抗Ｒｄの両端電圧を変化させる。つまり、調光信
号Ｄｉｍの信号値が大きいほど（電圧が高いほど）トラ
ンジスタＱｃの等価抵抗が小さくなるから、抵抗Ｒｄの
両端電圧が低下するのである。調光信号Ｄｉｍは調光度
が深いほど電圧値を小さくするように設定されており、
調光度が深いとトランジスタＱｃの等価抵抗が増大して
抵抗Ｒｄの両端電圧の振幅が大きくなる。このようにし
て、電流検出部ＳＩで検出した電流を電圧に変換する際
の変換倍率（つまり入出力倍率）を調光信号に応じて変
化させる。
Ｉ、フィードバック回路ＦＢ、合成回路ＭＸの一例を具
体的に示すと図２のような構成になる。電流検出部ＳＩ
は変流器を用いて構成されており、合成回路ＭＸは電流
検出部ＳＩの出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒｄにコレ
クタ−エミッタが並列接続されたトランジスタＱｃを備
える。トランジスタＱｃのベースには抵抗Ｒｂを介して
電圧信号である調光信号Ｄｉｍが入力され、調光信号Ｄ
ｉｍのレベルが変化すればトランジスタＱｃの導通度
（つまり、コレクタ−エミッタ間の等価抵抗）が変化
し、抵抗Ｒｄの両端電圧を変化させる。つまり、調光信
号Ｄｉｍの信号値が大きいほど（電圧が高いほど）トラ
ンジスタＱｃの等価抵抗が小さくなるから、抵抗Ｒｄの
両端電圧が低下するのである。調光信号Ｄｉｍは調光度
が深いほど電圧値を小さくするように設定されており、
調光度が深いとトランジスタＱｃの等価抵抗が増大して
抵抗Ｒｄの両端電圧の振幅が大きくなる。このようにし
て、電流検出部ＳＩで検出した電流を電圧に変換する際
の変換倍率（つまり入出力倍率）を調光信号に応じて変
化させる。
【００４９】フィードバック回路ＦＢは、ランプ電流を
電圧に変換する上記抵抗Ｒｄ、および抵抗Ｒｌとダイオ
ードＤａとコンデンサＣｄとからなる遅延回路を備え、
誤差増幅器Ａｍｐによって遅延回路の出力電圧と基準電
圧Ｖｒｅｆとの差を取り出すように構成されている。つ
まり、抵抗ＲｌとコンデンサＣｄとは、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数程度の高周波は阻止し交流電
源ＡＣの電源周波数程度の低周波は通過させるように設
計され、放電灯Ｌｄのランプ電流のうち低周波リップル
を含んだ直流電圧信号を抽出して誤差増幅器Ａｍｐに入
力する。
電圧に変換する上記抵抗Ｒｄ、および抵抗Ｒｌとダイオ
ードＤａとコンデンサＣｄとからなる遅延回路を備え、
誤差増幅器Ａｍｐによって遅延回路の出力電圧と基準電
圧Ｖｒｅｆとの差を取り出すように構成されている。つ
まり、抵抗ＲｌとコンデンサＣｄとは、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数程度の高周波は阻止し交流電
源ＡＣの電源周波数程度の低周波は通過させるように設
計され、放電灯Ｌｄのランプ電流のうち低周波リップル
を含んだ直流電圧信号を抽出して誤差増幅器Ａｍｐに入
力する。
【００５０】制御回路ＣＮは、調光信号Ｄｉｍにより制
御信号のオンデューティ比を決定し、遅延回路から誤差
増幅器Ａｍｐへの入力電圧が高いときには放電灯Ｌｄの
ランプ電流を小さくし、誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧
が低いときには放電灯Ｌｄのランプ電流を大きくするよ
うにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を変化さ
せる。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力であるフィード
バック回路ＦＢの出力電圧により動作周波数を変調す
る。このような制御によって、放電灯Ｌｄに流れる電流
はほぼ一定になり波高率が低減される。なお、調光信号
Ｄｉｍとフィードバック回路ＦＢの出力とによって制御
する対象は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2の動作周波数
とデューティ比とデッドオフタイムとの少なくとも１つ
の要素であればよい。
御信号のオンデューティ比を決定し、遅延回路から誤差
増幅器Ａｍｐへの入力電圧が高いときには放電灯Ｌｄの
ランプ電流を小さくし、誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧
が低いときには放電灯Ｌｄのランプ電流を大きくするよ
うにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を変化さ
せる。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力であるフィード
バック回路ＦＢの出力電圧により動作周波数を変調す
る。このような制御によって、放電灯Ｌｄに流れる電流
はほぼ一定になり波高率が低減される。なお、調光信号
Ｄｉｍとフィードバック回路ＦＢの出力とによって制御
する対象は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2の動作周波数
とデューティ比とデッドオフタイムとの少なくとも１つ
の要素であればよい。
【００５１】定格点灯時には、上述の制御によって、ラ
ンプ電流の波高率を十分に小さくすることができる場合
でも、調光制御の際には従来例でも説明したように、上
述の動作のみでは放電灯Ｌｄに流れる電流の波高率を十
分に小さくするのが難しいから、出力電流の波高率をさ
らに小さくすることができるようにしなければならな
い。そこで、上述のように合成回路ＭＸを設けて抵抗Ｒ
ｄにトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタを並列接続
してある。
ンプ電流の波高率を十分に小さくすることができる場合
でも、調光制御の際には従来例でも説明したように、上
述の動作のみでは放電灯Ｌｄに流れる電流の波高率を十
分に小さくするのが難しいから、出力電流の波高率をさ
らに小さくすることができるようにしなければならな
い。そこで、上述のように合成回路ＭＸを設けて抵抗Ｒ
ｄにトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタを並列接続
してある。
【００５２】上述のように、調光度が深いほど調光信号
Ｄｉｍの電圧値は低くなるから、トランジスタＱｃのベ
ース電流が減少し、トランジスタＱｃのコレクタ−エミ
ッタ間の等価抵抗が増加して、誤差増幅器Ａｍｐへの入
力電圧の振幅が大きくなる。つまり誤差増幅器Ａｍｐの
出力振幅が大きくなる。このことによって、調光時にお
ける制御信号の変調幅を規定範囲内に収めることがで
き、調光時の出力電流の波高率を大幅に低減することが
可能になる。
Ｄｉｍの電圧値は低くなるから、トランジスタＱｃのベ
ース電流が減少し、トランジスタＱｃのコレクタ−エミ
ッタ間の等価抵抗が増加して、誤差増幅器Ａｍｐへの入
力電圧の振幅が大きくなる。つまり誤差増幅器Ａｍｐの
出力振幅が大きくなる。このことによって、調光時にお
ける制御信号の変調幅を規定範囲内に収めることがで
き、調光時の出力電流の波高率を大幅に低減することが
可能になる。
【００５３】本実施例ではランプ電流を変化させるため
にトランジスタＱｃを用いたが、放電灯Ｌｄに流れる電
流の検出値の増幅度を調光度に応じて調節することがで
きる構成であれば同様の効果を得ることができる。また
ランプ電流を変流器により検出しダイオードＤａにより
半波整流する構成としたが、ダイオードＤａに代えて全
波整流回路を用いれば、コンデンサＣｄの両端電圧の高
周波リップルをより少なくすることができる。制御回路
ＣＮを構成する発振回路は外部から与えられる制御電圧
により出力周波数を変化させるＶＣＯを用いるように
し、誤差増幅器Ａｍｐの出力により出力周波数を制御し
てもよい。
にトランジスタＱｃを用いたが、放電灯Ｌｄに流れる電
流の検出値の増幅度を調光度に応じて調節することがで
きる構成であれば同様の効果を得ることができる。また
ランプ電流を変流器により検出しダイオードＤａにより
半波整流する構成としたが、ダイオードＤａに代えて全
波整流回路を用いれば、コンデンサＣｄの両端電圧の高
周波リップルをより少なくすることができる。制御回路
ＣＮを構成する発振回路は外部から与えられる制御電圧
により出力周波数を変化させるＶＣＯを用いるように
し、誤差増幅器Ａｍｐの出力により出力周波数を制御し
てもよい。
【００５４】しかして、本実施形態のような合成回路Ｍ
Ｘを用いていない場合には、放電灯Ｌｄのランプ電流は
図３（ａ）のように包絡線成分に低周波リップルを含
み、電流検出部ＳＩの出力は図３（ｂ）のようになる。
これに対して、上述の構成を採用すれば、定格点灯時に
対して調光時には合成回路ＭＸにより低周波リップルの
振幅が大きくなるから、図３（ｃ）（図３（ｃ）は
合成回路ＭＸを用いていない場合を示す）のように低周
波リップルが強調され、結果的に図３（ｄ）のように放
電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線をほぼ一定に保つことが
可能になる。このようにランプ電流のリップルが大幅に
減少し波高率が大幅に低減されるから、ランプ寿命の向
上につながるのである。
Ｘを用いていない場合には、放電灯Ｌｄのランプ電流は
図３（ａ）のように包絡線成分に低周波リップルを含
み、電流検出部ＳＩの出力は図３（ｂ）のようになる。
これに対して、上述の構成を採用すれば、定格点灯時に
対して調光時には合成回路ＭＸにより低周波リップルの
振幅が大きくなるから、図３（ｃ）（図３（ｃ）は
合成回路ＭＸを用いていない場合を示す）のように低周
波リップルが強調され、結果的に図３（ｄ）のように放
電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線をほぼ一定に保つことが
可能になる。このようにランプ電流のリップルが大幅に
減少し波高率が大幅に低減されるから、ランプ寿命の向
上につながるのである。
【００５５】（実施形態２）本実施形態は、図４に示す
ように、調光信号ＤｉｍをツェナーダイオードＺＤを介
してＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ素子Ｑ3 のゲートに
印加し、スイッチ素子Ｑ3 の両端間には、抵抗Ｒ3 と直
流電源Ｖｃｃとの直列回路を接続するとともに、フォト
カプラＯＣの発光素子を接続してある。したがって、ス
イッチ素子Ｑ 3 がオンのときにはフォトカプラＯＣの発
光素子は消灯し、スイッチ素子Ｑ3 がオフになればフォ
トカプラＯＣの発光素子が点灯する。スイッチ素子Ｑ3
のゲートにはツェナーダイオードＺＤを介して調光信号
Ｄｉｍが印加されるから、調光度が所定の深さになれば
ツェナーダイオードＺＤがオフになってスイッチ素子Ｑ
3 がオフになり、このときフォトカプラＯＣの発光素子
が点灯する。
ように、調光信号ＤｉｍをツェナーダイオードＺＤを介
してＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ素子Ｑ3 のゲートに
印加し、スイッチ素子Ｑ3 の両端間には、抵抗Ｒ3 と直
流電源Ｖｃｃとの直列回路を接続するとともに、フォト
カプラＯＣの発光素子を接続してある。したがって、ス
イッチ素子Ｑ 3 がオンのときにはフォトカプラＯＣの発
光素子は消灯し、スイッチ素子Ｑ3 がオフになればフォ
トカプラＯＣの発光素子が点灯する。スイッチ素子Ｑ3
のゲートにはツェナーダイオードＺＤを介して調光信号
Ｄｉｍが印加されるから、調光度が所定の深さになれば
ツェナーダイオードＺＤがオフになってスイッチ素子Ｑ
3 がオフになり、このときフォトカプラＯＣの発光素子
が点灯する。
【００５６】フォトカプラＯＣの受光素子には抵抗Ｒ2
と直流電源Ｖｃｃ’とが直列接続される。さらに、フォ
トカプラＯＣの受光素子はＭＯＳＦＥＴよりなる２個の
スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 を制御しており、両スイッチ素
子Ｑ4 ，Ｑ5 は抵抗Ｒｇ’とともに直列接続され、スイ
ッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 と抵抗Ｒｇ’との直列回路は誤差増
幅器Ａｍｐの増幅率を決定する抵抗Ｒｇと並列接続され
ている。したがって、スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 がオンに
なれば、抵抗Ｒｇと抵抗Ｒｇ’とが並列接続されて合成
抵抗が小さくなり増幅率が小さくなる。スイッチ素子Ｑ
4 ，Ｑ5 がオンになるのは、フォトカプラＯＣの受光素
子がオフのときであって、受光素子がオフになるのはス
イッチ素子Ｑ3 がオンのときである。つまり、調光度が
浅いときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅率は小さく、調光
度が所定値以上に深くなると誤差増幅器Ａｍｐの増幅率
が大きくなる。
と直流電源Ｖｃｃ’とが直列接続される。さらに、フォ
トカプラＯＣの受光素子はＭＯＳＦＥＴよりなる２個の
スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 を制御しており、両スイッチ素
子Ｑ4 ，Ｑ5 は抵抗Ｒｇ’とともに直列接続され、スイ
ッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 と抵抗Ｒｇ’との直列回路は誤差増
幅器Ａｍｐの増幅率を決定する抵抗Ｒｇと並列接続され
ている。したがって、スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 がオンに
なれば、抵抗Ｒｇと抵抗Ｒｇ’とが並列接続されて合成
抵抗が小さくなり増幅率が小さくなる。スイッチ素子Ｑ
4 ，Ｑ5 がオンになるのは、フォトカプラＯＣの受光素
子がオフのときであって、受光素子がオフになるのはス
イッチ素子Ｑ3 がオンのときである。つまり、調光度が
浅いときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅率は小さく、調光
度が所定値以上に深くなると誤差増幅器Ａｍｐの増幅率
が大きくなる。
【００５７】上述のような動作によって、調光度が深く
放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周波リップルが増
加しようとするときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅度を大
きくすることで変調幅を大きくすることができ、実施形
態１と同様に、放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周
波リップルを調光時においても低減することができる。
なお、本実施形態では１個のツェナーダイオードＺＤを
用いて調光レベルを２領域に分割し、各領域で誤差増幅
器Ａｍｐの増幅度を２段階に切り換えているが、さらに
多段階に増幅度を切り換える構成も容易に実現すること
ができる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。
放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周波リップルが増
加しようとするときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅度を大
きくすることで変調幅を大きくすることができ、実施形
態１と同様に、放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周
波リップルを調光時においても低減することができる。
なお、本実施形態では１個のツェナーダイオードＺＤを
用いて調光レベルを２領域に分割し、各領域で誤差増幅
器Ａｍｐの増幅度を２段階に切り換えているが、さらに
多段階に増幅度を切り換える構成も容易に実現すること
ができる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。
【００５８】（実施形態３）本実施形態は、図５に示す
ように、誤差増幅器Ａｍｐにおける基準電圧Ｖｒｅｆを
変化させることによって、実施形態１と同様の機能を実
現しようとするものである。すなわち、基準電圧Ｖｒｅ
ｆを与える基準電源Ｖｃｃに基準抵抗Ｒｒｅｆを直列接
続し、トランジスタＱｒｅｆのコレクタ−エミッタ間に
基準電源Ｖｃｃと基準抵抗Ｒｒｅｆとの直列回路を接続
してある。トランジスタＱｒｅｆのベースには抵抗Ｒ
ｂ’を通して調光信号Ｄｉｍが入力されており、電圧信
号である調光信号Ｄｉｍの信号値が変化すればトランジ
スタＱｒｅｆの導通度が変化するようになっている。ト
ランジスタＱｒｅｆの導通度が変化すればトランジスタ
Ｑｒｅｆのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が変化する
から、調光度に応じて誤差増幅器Ａｍｐの出力の変化幅
つまり変調幅を調節することができる。つまり、調光度
が深くなるとトランジスタＱｒｅｆに流れるベース電流
が増加するから、コレクタ−エミッタ間の電位が低下
し、誤差増幅器Ａｍｐに入力されている基準電圧Ｖｒｅ
ｆが低下する。
ように、誤差増幅器Ａｍｐにおける基準電圧Ｖｒｅｆを
変化させることによって、実施形態１と同様の機能を実
現しようとするものである。すなわち、基準電圧Ｖｒｅ
ｆを与える基準電源Ｖｃｃに基準抵抗Ｒｒｅｆを直列接
続し、トランジスタＱｒｅｆのコレクタ−エミッタ間に
基準電源Ｖｃｃと基準抵抗Ｒｒｅｆとの直列回路を接続
してある。トランジスタＱｒｅｆのベースには抵抗Ｒ
ｂ’を通して調光信号Ｄｉｍが入力されており、電圧信
号である調光信号Ｄｉｍの信号値が変化すればトランジ
スタＱｒｅｆの導通度が変化するようになっている。ト
ランジスタＱｒｅｆの導通度が変化すればトランジスタ
Ｑｒｅｆのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が変化する
から、調光度に応じて誤差増幅器Ａｍｐの出力の変化幅
つまり変調幅を調節することができる。つまり、調光度
が深くなるとトランジスタＱｒｅｆに流れるベース電流
が増加するから、コレクタ−エミッタ間の電位が低下
し、誤差増幅器Ａｍｐに入力されている基準電圧Ｖｒｅ
ｆが低下する。
【００５９】いま、トランジスタＱｒｅｆを設けていな
い場合であって、基準電圧Ｖｒｅｆが比較的高く、誤差
増幅器Ａｍｐに入力されるコンデンサＣｄの両端電圧
（実線）との関係が図６（ａ）のような関係であるもの
とする。誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧はコンデンサＣｄ
の両端電圧を反転して基準電圧Ｖｒｅｆ分のオフセット
電圧を与えた形になるから、たとえば図６（ａ）の二点
鎖線のようになる。一方、トランジスタＱｒｅｆを用い
ることにより調光信号Ｄｉｍの調光度を深くしたときに
基準電圧Ｖｒｅｆを引き下げるようにした場合には、図
６（ｂ）のように誤差増幅器Ａｍｐの出力が小さくな
る。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧について、図
６（ａ）に示す場合の直流成分をａとし、図６（ｂ）に
示す場合の直流成分をａ’とし、リップルの変動幅（制
御信号の変調幅に相当する）をＡとすれば、Ａ／ａ＜Ａ
／ａ’になる。このように、基準電圧Ｖｒｅｆを調光信
号Ｄｉｍに連動させて変化させることによって、誤差増
幅器Ａｍｐの出力に含まれるリップルの割合を大きくす
ることができ、結果的に誤差増幅器Ａｍｐの出力におけ
るリップルを増幅したことになる。このことにより、調
光度が深い状態でもランプ電流の包絡線の低周波リップ
ルを低減することができる。他の構成および動作は実施
形態１と同様である。
い場合であって、基準電圧Ｖｒｅｆが比較的高く、誤差
増幅器Ａｍｐに入力されるコンデンサＣｄの両端電圧
（実線）との関係が図６（ａ）のような関係であるもの
とする。誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧はコンデンサＣｄ
の両端電圧を反転して基準電圧Ｖｒｅｆ分のオフセット
電圧を与えた形になるから、たとえば図６（ａ）の二点
鎖線のようになる。一方、トランジスタＱｒｅｆを用い
ることにより調光信号Ｄｉｍの調光度を深くしたときに
基準電圧Ｖｒｅｆを引き下げるようにした場合には、図
６（ｂ）のように誤差増幅器Ａｍｐの出力が小さくな
る。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧について、図
６（ａ）に示す場合の直流成分をａとし、図６（ｂ）に
示す場合の直流成分をａ’とし、リップルの変動幅（制
御信号の変調幅に相当する）をＡとすれば、Ａ／ａ＜Ａ
／ａ’になる。このように、基準電圧Ｖｒｅｆを調光信
号Ｄｉｍに連動させて変化させることによって、誤差増
幅器Ａｍｐの出力に含まれるリップルの割合を大きくす
ることができ、結果的に誤差増幅器Ａｍｐの出力におけ
るリップルを増幅したことになる。このことにより、調
光度が深い状態でもランプ電流の包絡線の低周波リップ
ルを低減することができる。他の構成および動作は実施
形態１と同様である。
【００６０】（実施形態４）本実施形態は、図７に示す
ように、誤差増幅器Ａｍｐの基準電圧を調光信号Ｄｉｍ
で与えるようにしたものである。この構成では、調光信
号Ｄｉｍの信号値が最小のときに放電灯Ｌｄへの出力電
流が最小になり、調光信号Ｄｉｍの信号値が最大のとき
に放電灯Ｌｄへの出力電流が最大になるように設定して
ある。調光度が深くなれば調光信号Ｄｉｍの信号値が大
きくなるから、実施形態３と同様に機能することにな
る。この構成は、制御回路ＣＮに調光信号を入力する必
要がなく、簡単な回路構成ながら調光制御と調光度に応
じた波高値の制御とが同時に達成できる。
ように、誤差増幅器Ａｍｐの基準電圧を調光信号Ｄｉｍ
で与えるようにしたものである。この構成では、調光信
号Ｄｉｍの信号値が最小のときに放電灯Ｌｄへの出力電
流が最小になり、調光信号Ｄｉｍの信号値が最大のとき
に放電灯Ｌｄへの出力電流が最大になるように設定して
ある。調光度が深くなれば調光信号Ｄｉｍの信号値が大
きくなるから、実施形態３と同様に機能することにな
る。この構成は、制御回路ＣＮに調光信号を入力する必
要がなく、簡単な回路構成ながら調光制御と調光度に応
じた波高値の制御とが同時に達成できる。
【００６１】実施形態１ないし実施形態４では、出力の
低周波リップルを検出する構成として放電灯Ｌｄのラン
プ電流を変流器で検出する構成を示したが、放電灯Ｌｄ
の両端電圧や放電灯Ｌｄが接続されている共振回路の共
振電流（インダクタＬ2 を流れる電流）、あるいはスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れ込む電流などを検出する
ようにしても同様の動作が可能である。
低周波リップルを検出する構成として放電灯Ｌｄのラン
プ電流を変流器で検出する構成を示したが、放電灯Ｌｄ
の両端電圧や放電灯Ｌｄが接続されている共振回路の共
振電流（インダクタＬ2 を流れる電流）、あるいはスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れ込む電流などを検出する
ようにしても同様の動作が可能である。
【００６２】（実施形態５）本実施形態は、図８に示す
ように、整流回路ＤＢへの入力電圧ないし入力電流に基
づいてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作をフィードフ
ォワード制御するものである。この種の放電灯点灯装置
の動作を大別すると、図９（ｂ）のような入力電圧（整
流回路ＤＢの出力電圧）に対して、図９（ａ）のように
放電灯Ｌｄに流れる電流の増減が入力電圧の増減とは反
対になる傾向のものと、図１０（ｂ）のような入力電圧
に対して、図１０（ａ）のように放電灯Ｌｄに流れる電
流の増減が入力電流の増減に対応する傾向のものとがあ
る。
ように、整流回路ＤＢへの入力電圧ないし入力電流に基
づいてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作をフィードフ
ォワード制御するものである。この種の放電灯点灯装置
の動作を大別すると、図９（ｂ）のような入力電圧（整
流回路ＤＢの出力電圧）に対して、図９（ａ）のように
放電灯Ｌｄに流れる電流の増減が入力電圧の増減とは反
対になる傾向のものと、図１０（ｂ）のような入力電圧
に対して、図１０（ａ）のように放電灯Ｌｄに流れる電
流の増減が入力電流の増減に対応する傾向のものとがあ
る。
【００６３】このような傾向が顕著に現れる場合には放
電灯Ｌｄに流れる電流の包絡線に低周波リップルが含ま
れるから、放電灯Ｌｄの光出力が変動してちらつきの原
因になるとともに、波高率が大きいことによって放電灯
Ｌｄの寿命が短くなるなどの悪影響が生じる。本実施形
態は上述のようにフィードフォワード制御によって放電
灯Ｌｄのランプ電流の波高値を小さくするものである。
電灯Ｌｄに流れる電流の包絡線に低周波リップルが含ま
れるから、放電灯Ｌｄの光出力が変動してちらつきの原
因になるとともに、波高率が大きいことによって放電灯
Ｌｄの寿命が短くなるなどの悪影響が生じる。本実施形
態は上述のようにフィードフォワード制御によって放電
灯Ｌｄのランプ電流の波高値を小さくするものである。
【００６４】すなわち、図８のように、整流回路ＤＢに
印加される入力電圧を検出する検出部としての電圧検出
部ＳＶと、電圧検出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄ
ｉｍとを合成する合成回路ＭＸ’と、合成回路ＭＸ’の
出力を受けて制御回路ＣＮに入力するフィードフォワー
ド回路ＦＦとを備えている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 のデューティ比（＝スイッチング素子Ｑ1 のオン期間
／１周期）は５０％を上限値に設定し、フィードフォワ
ード回路ＦＦの出力信号の信号値の増減に応じてデュー
ティ比が増減する制御信号が制御回路ＣＮで生成され
る。したがって、フィードフォワード制御によって入力
電源の変動に対するランプ電流の変動が低減されること
になる。このようにフィードフォワード回路ＦＦと制御
回路ＣＮとによりリップル低減手段が構成される。ただ
し、調光時にはランプ電流の変動が大きくなるから、調
節範囲設定手段としての合成回路ＭＸ’において電圧検
出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄｉｍとを合成し、
調光信号Ｄｉｍにより指示された調光度が深いほど大き
な合成信号が出力されるように合成回路ＭＸ’を構成し
ておく（実施形態１ないし実施形態４の合成回路ＭＸと
同様の構成を採用すればよい）。このような構成によっ
て、調光度が深くなると変調幅が広がり波高率が大幅に
改善されるのである。
印加される入力電圧を検出する検出部としての電圧検出
部ＳＶと、電圧検出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄ
ｉｍとを合成する合成回路ＭＸ’と、合成回路ＭＸ’の
出力を受けて制御回路ＣＮに入力するフィードフォワー
ド回路ＦＦとを備えている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 のデューティ比（＝スイッチング素子Ｑ1 のオン期間
／１周期）は５０％を上限値に設定し、フィードフォワ
ード回路ＦＦの出力信号の信号値の増減に応じてデュー
ティ比が増減する制御信号が制御回路ＣＮで生成され
る。したがって、フィードフォワード制御によって入力
電源の変動に対するランプ電流の変動が低減されること
になる。このようにフィードフォワード回路ＦＦと制御
回路ＣＮとによりリップル低減手段が構成される。ただ
し、調光時にはランプ電流の変動が大きくなるから、調
節範囲設定手段としての合成回路ＭＸ’において電圧検
出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄｉｍとを合成し、
調光信号Ｄｉｍにより指示された調光度が深いほど大き
な合成信号が出力されるように合成回路ＭＸ’を構成し
ておく（実施形態１ないし実施形態４の合成回路ＭＸと
同様の構成を採用すればよい）。このような構成によっ
て、調光度が深くなると変調幅が広がり波高率が大幅に
改善されるのである。
【００６５】調光度が深くなると、図９（ａ）、図１０
（ａ）のような電流が放電灯Ｌｄに流れる場合におい
て、従来構成では整流回路ＤＢへの入力電圧が図９
（ｂ）、図１０（ｂ）のようになっていたのに対して、
本発明ではフィードフォワード回路ＦＦの出力が図９
（ｃ）、図１０（ｃ）のようになるから、制御回路ＣＮ
に比較的大きな変調幅を持つ信号を入力することができ
る。その結果、図９（ｄ）、図１０（ｄ）のように
それぞれ同図にとして示した合成回路ＭＸ’の存在し
ない場合の構成に比較して出力電流を大きく変化させる
ことができ、図９（ｅ）、図１０（ｅ）のように放電灯
Ｌｄに流れる電流をほぼ一定に保つことが可能になる。
他の構成および動作は実施形態１と同様である。（実施
形態６）本実施形態は、図１１に示すように、図２１に
示した従来構成に実施形態１で説明したフィードバック
回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加した
ものである。この構成では、放電灯Ｌｄに流れる電流の
振幅を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を
十分に制御することができるから、調光時においても波
高率が増大するのを防止することができる。他の構成お
よび動作は実施形態１と同様である。
（ａ）のような電流が放電灯Ｌｄに流れる場合におい
て、従来構成では整流回路ＤＢへの入力電圧が図９
（ｂ）、図１０（ｂ）のようになっていたのに対して、
本発明ではフィードフォワード回路ＦＦの出力が図９
（ｃ）、図１０（ｃ）のようになるから、制御回路ＣＮ
に比較的大きな変調幅を持つ信号を入力することができ
る。その結果、図９（ｄ）、図１０（ｄ）のように
それぞれ同図にとして示した合成回路ＭＸ’の存在し
ない場合の構成に比較して出力電流を大きく変化させる
ことができ、図９（ｅ）、図１０（ｅ）のように放電灯
Ｌｄに流れる電流をほぼ一定に保つことが可能になる。
他の構成および動作は実施形態１と同様である。（実施
形態６）本実施形態は、図１１に示すように、図２１に
示した従来構成に実施形態１で説明したフィードバック
回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加した
ものである。この構成では、放電灯Ｌｄに流れる電流の
振幅を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を
十分に制御することができるから、調光時においても波
高率が増大するのを防止することができる。他の構成お
よび動作は実施形態１と同様である。
【００６６】（実施形態７）本実施形態は、図１２に示
すように、実施形態６と同構成のインバータ回路を用
い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出
部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’
とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものであ
る。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制すること
ができる。他の構成および動作は実施形態５と同様であ
る。
すように、実施形態６と同構成のインバータ回路を用
い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出
部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’
とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものであ
る。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制すること
ができる。他の構成および動作は実施形態５と同様であ
る。
【００６７】（実施形態８）本実施形態は、図１３に示
すように、図２７に示した従来構成に実施形態１で説明
したフィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出
部ＳＩとを付加したものである。この構成では、放電灯
Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つようにスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 を十分に制御することができるから、
調光時においても波高率が増大するのを防止することが
できる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。
すように、図２７に示した従来構成に実施形態１で説明
したフィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出
部ＳＩとを付加したものである。この構成では、放電灯
Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つようにスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 を十分に制御することができるから、
調光時においても波高率が増大するのを防止することが
できる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。
【００６８】（実施形態９）本実施形態は、図１４に示
すように、実施形態８と同構成のインバータ回路を用
い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出
部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’
とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものであ
る。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制すること
ができる。他の構成および動作は実施形態５と同様であ
る。
すように、実施形態８と同構成のインバータ回路を用
い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出
部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’
とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものであ
る。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制すること
ができる。他の構成および動作は実施形態５と同様であ
る。
【００６９】（実施形態１０）本実施形態は、図１５に
示すように、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオード
Ｄ1 を介してコンデンサＣｉｋを接続し、平滑コンデン
サＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路を接続し、ダイオードＤ1 のアノードとスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 同士の接続点との間にトランスＴ
1 の１次巻線とインダクタＬｒｓとの直列回路を接続し
てある。平滑コンデンサＣｅの負極は整流回路ＤＢの直
流出力端の負極に接続してある。また、トランスＴ1 の
２次巻線にはコンデンサＣｒｓおよび放電灯Ｌｄを接続
してある。この構成においてもスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 が交互にオンオフされる１サイクルの間に放電灯Ｌ
ｄに電力を供給するための共振回路が共振周波数を変化
させる動作になる。また、コンデンサＣｉｋを設けてい
ることによって入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高
力率に保つよう作用を有している。
示すように、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオード
Ｄ1 を介してコンデンサＣｉｋを接続し、平滑コンデン
サＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路を接続し、ダイオードＤ1 のアノードとスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 同士の接続点との間にトランスＴ
1 の１次巻線とインダクタＬｒｓとの直列回路を接続し
てある。平滑コンデンサＣｅの負極は整流回路ＤＢの直
流出力端の負極に接続してある。また、トランスＴ1 の
２次巻線にはコンデンサＣｒｓおよび放電灯Ｌｄを接続
してある。この構成においてもスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 が交互にオンオフされる１サイクルの間に放電灯Ｌ
ｄに電力を供給するための共振回路が共振周波数を変化
させる動作になる。また、コンデンサＣｉｋを設けてい
ることによって入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高
力率に保つよう作用を有している。
【００７０】本実施形態では、このインバータ回路に、
実施形態１で説明したフィードバック回路ＦＢと合成回
路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加してある。この構成で
は、放電灯Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つように
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2を十分に制御ことができる
から、調光時においても波高率が増大するのを防止する
ことができる。他の構成および動作は実施形態１と同様
である。 （実施形態１１）本実施形態は、図１６に示すように、
実施形態１０と同構成のインバータ回路を用い、フィー
ドバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに
代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィード
フォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成
でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他
の構成および動作は実施形態５と同様である。
実施形態１で説明したフィードバック回路ＦＢと合成回
路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加してある。この構成で
は、放電灯Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つように
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2を十分に制御ことができる
から、調光時においても波高率が増大するのを防止する
ことができる。他の構成および動作は実施形態１と同様
である。 （実施形態１１）本実施形態は、図１６に示すように、
実施形態１０と同構成のインバータ回路を用い、フィー
ドバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに
代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィード
フォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成
でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他
の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００７１】（実施形態１２）放電灯Ｌｄは周囲温度に
応じてインピーダンスが変化することが知られている。
とくに、放電灯Ｌｄに流れる電流が比較的少ない調光時
には出力が同じ状態でも等価インピーダンスが大きくな
る。等価インピーダンスが大きくなると、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイクル内での２つの共振モードの
ゲインの差が一層大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる
電流の低周波リップルがさらに増加することになる。
応じてインピーダンスが変化することが知られている。
とくに、放電灯Ｌｄに流れる電流が比較的少ない調光時
には出力が同じ状態でも等価インピーダンスが大きくな
る。等価インピーダンスが大きくなると、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイクル内での２つの共振モードの
ゲインの差が一層大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる
電流の低周波リップルがさらに増加することになる。
【００７２】また、周囲温度が低い状態で調光すると、
放電灯Ｌｄの放電が不安定になり、ちらつき、移動縞、
立ち消えなど照明に適していない現象が生じやすくな
る。このような現象は、放電灯Ｌｄのランプ電流に含ま
れる低周波リップルが多くかつランプ電流の振幅の最小
値が小さいほど顕著になる。本実施形態は、低温時にお
けるこの種の現象の発生を低減するようにしたものであ
る。
放電灯Ｌｄの放電が不安定になり、ちらつき、移動縞、
立ち消えなど照明に適していない現象が生じやすくな
る。このような現象は、放電灯Ｌｄのランプ電流に含ま
れる低周波リップルが多くかつランプ電流の振幅の最小
値が小さいほど顕著になる。本実施形態は、低温時にお
けるこの種の現象の発生を低減するようにしたものであ
る。
【００７３】しかして、図１７に示すように、図１に示
した実施形態１の構成において合成回路ＭＸに調光信号
を入力するのではなく周囲温度を検出する温度センサＴ
Ｈの出力を合成回路ＭＸに入力している。具体的には、
図１８に示すように、図２に示した合成回路ＭＸの抵抗
Ｒｂ，ＲｄおよびトランジスタＱｃに代えて温度センサ
ＴＨを接続してある。温度センサＴＨとしては負特性サ
ーミスタ（以下、ＮＴＣという）を用いている。この温
度センサＴＨは検出温度が低いほど抵抗値が増大するか
ら、電流検出部ＳＩで検出される電流の変化幅が一定で
あるとすれば周囲温度が低いほうが温度センサＴＨの両
端電圧の変化幅が大きくなる。つまり、電流検出部ＳＩ
で検出される電流の変化幅が一定であるとすれば、周囲
温度が高いときよりも低いときのほうが誤差増幅器Ａｍ
ｐに入力される電圧の変化幅が大きくなる。このことに
より、低温時のほうが放電灯Ｌｄに流れる電流の変動に
対して制御回路ＣＮから出力される制御信号を大きく変
化させることができ、低温時においても放電灯Ｌｄに流
れる電流の変動に追従することが可能になる。つまり、
波高率を低減することが可能になる。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。
した実施形態１の構成において合成回路ＭＸに調光信号
を入力するのではなく周囲温度を検出する温度センサＴ
Ｈの出力を合成回路ＭＸに入力している。具体的には、
図１８に示すように、図２に示した合成回路ＭＸの抵抗
Ｒｂ，ＲｄおよびトランジスタＱｃに代えて温度センサ
ＴＨを接続してある。温度センサＴＨとしては負特性サ
ーミスタ（以下、ＮＴＣという）を用いている。この温
度センサＴＨは検出温度が低いほど抵抗値が増大するか
ら、電流検出部ＳＩで検出される電流の変化幅が一定で
あるとすれば周囲温度が低いほうが温度センサＴＨの両
端電圧の変化幅が大きくなる。つまり、電流検出部ＳＩ
で検出される電流の変化幅が一定であるとすれば、周囲
温度が高いときよりも低いときのほうが誤差増幅器Ａｍ
ｐに入力される電圧の変化幅が大きくなる。このことに
より、低温時のほうが放電灯Ｌｄに流れる電流の変動に
対して制御回路ＣＮから出力される制御信号を大きく変
化させることができ、低温時においても放電灯Ｌｄに流
れる電流の変動に追従することが可能になる。つまり、
波高率を低減することが可能になる。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。
【００７４】（実施形態１３）低温時における波高率の
増加を防止する構成としては、図１９に示す構成を採用
してもよい。この構成は誤差増幅器Ａｍｐの増幅率を決
める抵抗ＲｇをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換
えたものである。この構成では、周囲温度が低下すれば
誤差増幅器Ａｍｐの帰還量が低下して増幅率が高くな
り、ランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅が大
きくなる。つまり、実施形態１２と同様に機能する。他
の構成および動作は実施形態１と同様である。 （実施形態１４）本実施形態は、図２０に示すように、
調光度と周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の
変化幅に対する制御信号の変調幅を調節して波高率の増
加を防止するものである。つまり、図２に示した実施形
態１の回路構成において、トランジスタＱｃのベース抵
抗ＲｂをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換えたも
のである。
増加を防止する構成としては、図１９に示す構成を採用
してもよい。この構成は誤差増幅器Ａｍｐの増幅率を決
める抵抗ＲｇをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換
えたものである。この構成では、周囲温度が低下すれば
誤差増幅器Ａｍｐの帰還量が低下して増幅率が高くな
り、ランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅が大
きくなる。つまり、実施形態１２と同様に機能する。他
の構成および動作は実施形態１と同様である。 （実施形態１４）本実施形態は、図２０に示すように、
調光度と周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の
変化幅に対する制御信号の変調幅を調節して波高率の増
加を防止するものである。つまり、図２に示した実施形
態１の回路構成において、トランジスタＱｃのベース抵
抗ＲｂをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換えたも
のである。
【００７５】この構成によれば、調光度が深くなれば実
施形態１で説明したようにトランジスタＱｃのコレクタ
−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。また同様に、低
温時には温度センサＴＨの抵抗値が増大することにより
トランジスタＱｃのベース電流が減少してトランジスタ
Ｑｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。
トランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が
大きくなれば実施形態１で説明したようにランプ電流の
変化幅に対する制御信号の変調幅が大きくなるから、調
光度が深いときや低温時でもランプ電流の波高率の増加
を抑制することができるのである。他の構成および動作
は実施形態１と同様である。本実施形態では実施形態１
の構成に温度センサＴＨを付加することにより調光度と
周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の波高率の
増加を抑制しているが、実施形態２ないし実施形態１１
の構成においても実施形態１２ないし実施形態１４の構
成に準じて温度センサＴＨを付加すれば、調光度と周囲
温度との両方の変化に対応してランプ電流の波高率の増
加を抑制する構成を得ることができる。つまり、調光時
のランプ電流の低周波リップルの増加防止と、低温時に
おけるランプ電流の波高率の光の質への悪影響の改善を
同時に達成する効果を同様に得ることができる。
施形態１で説明したようにトランジスタＱｃのコレクタ
−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。また同様に、低
温時には温度センサＴＨの抵抗値が増大することにより
トランジスタＱｃのベース電流が減少してトランジスタ
Ｑｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。
トランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が
大きくなれば実施形態１で説明したようにランプ電流の
変化幅に対する制御信号の変調幅が大きくなるから、調
光度が深いときや低温時でもランプ電流の波高率の増加
を抑制することができるのである。他の構成および動作
は実施形態１と同様である。本実施形態では実施形態１
の構成に温度センサＴＨを付加することにより調光度と
周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の波高率の
増加を抑制しているが、実施形態２ないし実施形態１１
の構成においても実施形態１２ないし実施形態１４の構
成に準じて温度センサＴＨを付加すれば、調光度と周囲
温度との両方の変化に対応してランプ電流の波高率の増
加を抑制する構成を得ることができる。つまり、調光時
のランプ電流の低周波リップルの増加防止と、低温時に
おけるランプ電流の波高率の光の質への悪影響の改善を
同時に達成する効果を同様に得ることができる。
【００７６】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑コンデン
サと、高周波でオンオフされるスイッチング素子を用い
て平滑コンデンサの両端電圧を高周波電力に変換するイ
ンバータ回路と、共振回路と放電灯とを含みインバータ
回路の出力を共振回路を通して放電灯に与える負荷回路
と、前記共振回路の一端に接続され共振回路に生じる高
周波電圧または高周波電流の瞬時値の変化に応じて整流
回路の出力端の電位を変化させるコンデンサと、前記ス
イッチング素子をオンオフさせるための制御信号を生成
する制御手段とを備え、前記スイッチング素子の動作の
１サイクル内で共振回路に前記コンデンサを含む共振モ
ードと前記コンデンサを含まない共振モードとが生じる
とともに、交流電源の電圧の瞬時値に応じて各共振モー
ドの生じる時間長の比率が変化する放電灯点灯装置にお
いて、前記放電灯に流れるランプ電流の包絡線のリップ
ルを低減するように前記制御信号を変調して前記スイッ
チング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容さ
れている範囲内で変化させる変調信号を生成するリップ
ル低減手段と、前記リップルを増加させる外的条件に呼
応した条件信号を発生する条件信号発生手段とを具備
し、前記リップル低減手段は前記条件信号に基づいて前
記変調信号を補正することにより外的条件の変化による
前記リップルの増加を抑制するように前記スイッチング
素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されてい
る範囲内で変化させる手段を含むものであり、放電灯の
ランプ電流の包絡線のリップルを増加させるように外的
条件が変化すれば、その外的条件の変化に応じてインバ
ータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのタイ
ミングを変化させることが可能になり、結果的にランプ
電流のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制する
ことができるという利点がある。
整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑コンデン
サと、高周波でオンオフされるスイッチング素子を用い
て平滑コンデンサの両端電圧を高周波電力に変換するイ
ンバータ回路と、共振回路と放電灯とを含みインバータ
回路の出力を共振回路を通して放電灯に与える負荷回路
と、前記共振回路の一端に接続され共振回路に生じる高
周波電圧または高周波電流の瞬時値の変化に応じて整流
回路の出力端の電位を変化させるコンデンサと、前記ス
イッチング素子をオンオフさせるための制御信号を生成
する制御手段とを備え、前記スイッチング素子の動作の
１サイクル内で共振回路に前記コンデンサを含む共振モ
ードと前記コンデンサを含まない共振モードとが生じる
とともに、交流電源の電圧の瞬時値に応じて各共振モー
ドの生じる時間長の比率が変化する放電灯点灯装置にお
いて、前記放電灯に流れるランプ電流の包絡線のリップ
ルを低減するように前記制御信号を変調して前記スイッ
チング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容さ
れている範囲内で変化させる変調信号を生成するリップ
ル低減手段と、前記リップルを増加させる外的条件に呼
応した条件信号を発生する条件信号発生手段とを具備
し、前記リップル低減手段は前記条件信号に基づいて前
記変調信号を補正することにより外的条件の変化による
前記リップルの増加を抑制するように前記スイッチング
素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されてい
る範囲内で変化させる手段を含むものであり、放電灯の
ランプ電流の包絡線のリップルを増加させるように外的
条件が変化すれば、その外的条件の変化に応じてインバ
ータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのタイ
ミングを変化させることが可能になり、結果的にランプ
電流のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制する
ことができるという利点がある。
【００７７】請求項２の発明のように、条件信号発生手
段は条件信号として調光信号を発生する調光手段とした
ものでは、調光点灯時にランプ電流が減少してもリップ
ル低減手段では調光信号に基づいて調光度に応じた調節
範囲が得られるように変調信号を生成するから、調光制
御時に調光度に応じたランプ電流を保つことができると
いう利点がある。
段は条件信号として調光信号を発生する調光手段とした
ものでは、調光点灯時にランプ電流が減少してもリップ
ル低減手段では調光信号に基づいて調光度に応じた調節
範囲が得られるように変調信号を生成するから、調光制
御時に調光度に応じたランプ電流を保つことができると
いう利点がある。
【００７８】請求項３の発明のように、条件信号発生手
段を周囲温度を検出する温度センサとしたものでは、周
囲温度が低くランプ電流のリップルが増加しやすい場合
でも、周囲温度に応じた調節範囲が得られるようにリッ
プル低減手段で変調信号を生成することにより、周囲温
度が低いときでもランプ電流のリップルの増加を抑制し
波高率を小さくすることができるという利点がある。
段を周囲温度を検出する温度センサとしたものでは、周
囲温度が低くランプ電流のリップルが増加しやすい場合
でも、周囲温度に応じた調節範囲が得られるようにリッ
プル低減手段で変調信号を生成することにより、周囲温
度が低いときでもランプ電流のリップルの増加を抑制し
波高率を小さくすることができるという利点がある。
【００７９】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、リップル低減手段が電源入力と負荷出力との少なく
とも一方を検出する検出部を備えるとともに検出部での
入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させるもので
ある。
て、リップル低減手段が電源入力と負荷出力との少なく
とも一方を検出する検出部を備えるとともに検出部での
入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させるもので
ある。
【００８０】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電
力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検
出するものである。
て、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電
力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検
出するものである。
【００８１】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、前記検出部が、入力電流、入力電圧、整流回路出力
電圧の少なくとも１つを電源入力として検出するもので
ある。
て、前記検出部が、入力電流、入力電圧、整流回路出力
電圧の少なくとも１つを電源入力として検出するもので
ある。
【００８２】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものであ
る。
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものであ
る。
【００８３】請求項８の発明は、請求項１の発明におい
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて基準値を変化させるものである。
て、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値と
の誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信
号を受けて基準値を変化させるものである。
【００８４】請求項９の発明は、請求項１ないし請求項
８の発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
８の発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
【００８５】請求項４ないし請求項９の発明は望ましい
実施態様である。
実施態様である。
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の要部を具体化した回路図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】実施形態２を示す回路図である。
【図５】実施形態３を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態４を示す回路図である。
【図８】実施形態５を示す回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】実施形態６を示す回路図である。
【図１２】実施形態７を示す回路図である。
【図１３】実施形態８を示す回路図である。
【図１４】実施形態９を示す回路図である。
【図１５】実施形態１０を示す回路図である。
【図１６】実施形態１１を示す回路図である。
【図１７】実施形態１２を示す回路図である。
【図１８】同上の要部を具体化した回路図である。
【図１９】実施形態１３を示す回路図である。
【図２０】実施形態１４を示す回路図である。
【図２１】従来例を示す回路図である。
【図２２】同上の等価回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】同上の動作説明図である。
【図２６】他の従来例の動作説明図である。
【図２７】さらに他の従来例を示す回路図である。
【図２８】同上の等価回路図である。
【図２９】別の従来例を示す回路図である。
【図３０】同上の動作説明図である。
【図３１】同上の動作説明図である。
【図３２】他の従来例を示す回路図である。
【図３３】さらに他の従来例を示す回路図である。
Ａｍｐ 誤差増幅器 ＡＣ 交流電源 Ｃｃ コンデンサ Ｃｅ 平滑コンデンサ Ｃｉｎ コンデンサ Ｃｒｓ コンデンサ ＣＮ 制御回路 Ｄｉｍ 調光信号 ＤＢ 整流回路 ＦＢ フィードバック回路 ＦＦ フィードフォワード回路 Ｌｄ 放電灯 Ｌｒｓ インダクタ ＭＸ 合成回路 ＭＸ’ 合成回路 Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 ＳＩ 電流検出部 ＳＶ 電圧検出部 ＴＨ 温度センサ
フロントページの続き (72)発明者 フレッド シー リー アメリカ合衆国 バージニア州 24060 ブラックスバーグ ストラッドフォードレ イン 2909 (72)発明者 キン ジンロン アメリカ合衆国 バージニア州 24060 ブラックスバーグ リバティレイン 1776 エスイー エーピーティー イー59
Claims (9)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、高周波でオン
オフされるスイッチング素子を用いて平滑コンデンサの
両端電圧を高周波電力に変換するインバータ回路と、共
振回路と放電灯とを含みインバータ回路の出力を共振回
路を通して放電灯に与える負荷回路と、前記共振回路の
一端に接続され共振回路に生じる高周波電圧または高周
波電流の瞬時値の変化に応じて整流回路の出力端の電位
を変化させるコンデンサと、前記スイッチング素子をオ
ンオフさせるための制御信号を生成する制御手段とを備
え、前記スイッチング素子の動作の１サイクル内で共振
回路に前記コンデンサを含む共振モードと前記コンデン
サを含まない共振モードとが生じるとともに、交流電源
の電圧の瞬時値に応じて各共振モードの生じる時間長の
比率が変化する放電灯点灯装置において、前記放電灯に
流れるランプ電流の包絡線のリップルを低減するように
前記制御信号を変調して前記スイッチング素子のオンオ
フのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変
化させる変調信号を生成するリップル低減手段と、前記
リップルを増加させる外的条件に呼応した条件信号を発
生する条件信号発生手段とを具備し、前記リップル低減
手段は前記条件信号に基づいて前記変調信号を補正する
ことにより外的条件の変化による前記リップルの増加を
抑制するように前記スイッチング素子のオンオフのタイ
ミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる
手段を含むことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 条件信号発生手段は条件信号として調光
信号を発生する調光手段であることを特徴とする請求項
１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】 前記条件信号発生手段は周囲温度を検出
する温度センサであることを特徴とする請求項１または
請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 前記リップル低減手段は電源入力と負荷
出力との少なくとも一方を検出する検出部を備えるとと
もに検出部での入出力倍率を前記条件信号に基づいて変
化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。 - 【請求項５】 前記検出部は、ランプ電流、ランプ電
圧、ランプ電力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷
出力として検出することを特徴とする請求項４記載の放
電灯点灯装置。 - 【請求項６】 前記検出部は、入力電流、入力電圧、整
流回路出力電圧の少なくとも１つを電源入力として検出
することを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項７】 前記リップル低減手段はランプ電流の検
出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えると
ともに、条件信号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化さ
せることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項８】 前記リップル低減手段はランプ電流の検
出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えると
ともに、条件信号を受けて基準値を変化させることを特
徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項９】 放電灯は蛍光灯であることを特徴とする
請求項１ないし請求項８記載の放電灯点灯装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/878821 | 1997-06-19 | ||
| US08/878,821 US5914572A (en) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | Discharge lamp driving circuit having resonant circuit defining two resonance modes |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1126178A true JPH1126178A (ja) | 1999-01-29 |
| JP3882156B2 JP3882156B2 (ja) | 2007-02-14 |
Family
ID=25372920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11564998A Expired - Fee Related JP3882156B2 (ja) | 1997-06-19 | 1998-04-24 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5914572A (ja) |
| JP (1) | JP3882156B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009529312A (ja) * | 2006-03-06 | 2009-08-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 供給回路及び供給回路を有する装置 |
| JP2010165546A (ja) * | 2009-01-15 | 2010-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | 点灯装置及び照明器具 |
| JP2011070927A (ja) * | 2009-09-25 | 2011-04-07 | Mitsubishi Electric Corp | 放電灯点灯装置並びに照明器具 |
| US7994736B2 (en) | 2006-12-26 | 2011-08-09 | Sanken Electric Co., Ltd. | Cold cathode fluorescent lamp inverter apparatus |
| JP4763808B2 (ja) * | 2006-02-13 | 2011-08-31 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | 適応性周波数シフティングを有する電子バラスト |
Families Citing this family (61)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19728847C1 (de) * | 1997-07-05 | 1998-08-20 | Vossloh Schwabe Gmbh | Spannungsgeregeltes Vorschaltgerät für Gasentladungslampen |
| JP3532760B2 (ja) * | 1998-04-01 | 2004-05-31 | 松下電器産業株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
| US6118224A (en) * | 1998-09-25 | 2000-09-12 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge lamp lighting device |
| DE19917365A1 (de) * | 1999-04-16 | 2000-10-19 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Verfahren zum Abgleich mindestens eines Betriebsparameters eines Betriebsgerätes für elektrische Lampen |
| US6204614B1 (en) * | 1999-05-07 | 2001-03-20 | Philips Electronics North America Corporation | Bi-level output electronic high intensity discharge (HID) ballast system |
| US6825620B2 (en) * | 1999-06-21 | 2004-11-30 | Access Business Group International Llc | Inductively coupled ballast circuit |
| US7385357B2 (en) * | 1999-06-21 | 2008-06-10 | Access Business Group International Llc | Inductively coupled ballast circuit |
| US6441652B1 (en) * | 1999-06-24 | 2002-08-27 | Koninklijke Philips Electroanics N.V. | High efficiency high frequency resonant gate driver for power converter |
| JP2002043087A (ja) * | 2000-07-26 | 2002-02-08 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 放電灯点灯装置及び照明装置 |
| US6366060B1 (en) * | 2000-08-10 | 2002-04-02 | Delphi Technologies, Inc. | Mosfet control circuit for dual winding alternator |
| US6304041B1 (en) * | 2000-12-06 | 2001-10-16 | General Electric Company | Self-oscillating dimmable gas discharge lamp ballast |
| JP2002352989A (ja) * | 2001-05-25 | 2002-12-06 | Mitsubishi Electric Corp | 放電灯点灯装置 |
| US6556457B1 (en) * | 2002-01-03 | 2003-04-29 | Kokusan Denki Co., Ltd. | Method of controlling inverter power generation apparatus |
| CN100380793C (zh) * | 2002-03-21 | 2008-04-09 | 电灯专利信托有限公司 | 用于修正电功率因数的电路 |
| US7109665B2 (en) * | 2002-06-05 | 2006-09-19 | International Rectifier Corporation | Three-way dimming CFL ballast |
| US6650551B1 (en) * | 2002-06-06 | 2003-11-18 | Astec International Limited | ZVS/ZVT resonant choke with voltage clamp winding |
| DE10225881A1 (de) * | 2002-06-11 | 2004-01-08 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Entladungslampenbetriebsschaltung mit Schaltung zur Detektion der Nähe zu einem kapazitiven Betrieb |
| DE10225880A1 (de) * | 2002-06-11 | 2003-12-24 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Entladungslampenbetriebsschaltung mit einer Stromregelschaltung und einer Schaltung zur Detektion der Nähe zu einem kapazitiven Betrieb |
| CN100346673C (zh) * | 2002-09-24 | 2007-10-31 | 东芝照明技术株式会社 | 高压放电灯亮灯装置及照明装置 |
| US7009829B2 (en) * | 2002-11-26 | 2006-03-07 | Honeywell International Inc. | System, apparatus, and method for controlling lamp operation when subject to thermal cycling |
| US6683422B1 (en) * | 2003-01-29 | 2004-01-27 | Monolithic Power Systems, Inc. | Full wave sense amplifier and discharge lamp inverter incorporating the same |
| US7075251B2 (en) * | 2003-12-05 | 2006-07-11 | General Electric Company | Universal platform for phase dimming discharge lighting ballast and lamp |
| US7368879B2 (en) * | 2004-02-19 | 2008-05-06 | International Rectifier Corporation | Pendulum resonant converter and method |
| JP4241515B2 (ja) * | 2004-06-10 | 2009-03-18 | パナソニック電工株式会社 | 放電灯点灯装置及びプロジェクタ |
| DE102004037388B4 (de) * | 2004-08-02 | 2008-05-29 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs eines Vorschaltgeräts für Leuchtstofflampen und Vorschaltgerät |
| DE102005013308A1 (de) * | 2005-03-22 | 2006-09-28 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Vorschaltgerät mit einer Dimmvorrichtung |
| DE102005026718A1 (de) * | 2005-06-09 | 2006-12-14 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Beleuchtungssystem und Verfahren zum Betreiben eines derartigen Beleuchtungssystems |
| BRPI0715803A2 (pt) * | 2006-08-21 | 2013-07-16 | Tir Technology Lp | aparelho e mÉtodo para compensar ondulaÇço em uma corrente de conversor, e, fonte de luz |
| TW200816608A (en) * | 2006-09-26 | 2008-04-01 | Beyond Innovation Tech Co Ltd | DC/DC converter |
| CN101502179A (zh) * | 2006-11-16 | 2009-08-05 | 株式会社村田制作所 | 放电管点亮装置 |
| US8076920B1 (en) * | 2007-03-12 | 2011-12-13 | Cirrus Logic, Inc. | Switching power converter and control system |
| JP4423648B2 (ja) * | 2007-04-23 | 2010-03-03 | ミネベア株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| US7982406B2 (en) * | 2007-05-07 | 2011-07-19 | Simon Richard Greenwood | Active lamp current crest factor control |
| CN101316073B (zh) * | 2007-05-29 | 2010-08-11 | 光诠科技股份有限公司 | 驱动装置及方法 |
| CN101849439B (zh) * | 2007-11-06 | 2013-09-18 | 三多尼克爱特克两合股份有限公司 | 操作照明装置 |
| US20090127342A1 (en) * | 2007-11-20 | 2009-05-21 | Symbol Technologies, Inc. | Imaging Bar Code Reader with Illumination Control System |
| US7839100B2 (en) * | 2007-12-31 | 2010-11-23 | Fsp Technology Inc. | Front-stage voltage-adjustment inverter |
| US20090200953A1 (en) * | 2008-02-08 | 2009-08-13 | Ray James King | Methods and apparatus for a high power factor ballast having high efficiency during normal operation and during dimming |
| WO2009109224A1 (de) * | 2008-03-05 | 2009-09-11 | Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Schaltungsanordnung zum starten und betreiben einer gasentladungslampe |
| US8035318B2 (en) * | 2008-06-30 | 2011-10-11 | Neptun Light, Inc. | Apparatus and method enabling fully dimmable operation of a compact fluorescent lamp |
| JP2010021109A (ja) * | 2008-07-14 | 2010-01-28 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 点灯装置、バックライト装置 |
| TW201014464A (en) * | 2008-09-25 | 2010-04-01 | Chuan Shih Ind Co Ltd | Discharge lamp dimmer circuit capable of turning off in low power state |
| TWI400990B (zh) * | 2008-12-08 | 2013-07-01 | Green Solution Tech Co Ltd | 具溫度補償之發光二極體驅動電路及其控制器 |
| DE102010031219A1 (de) * | 2010-07-12 | 2012-01-12 | Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe |
| US8686655B2 (en) * | 2010-07-22 | 2014-04-01 | Panasonic Corporation | Lighting circuit, lamp, and illumination apparatus |
| TWI440398B (zh) * | 2010-09-13 | 2014-06-01 | Richtek Technology Corp | 具有調光功能之直流發光元件控制電路與相關方法 |
| US8502467B2 (en) * | 2011-04-19 | 2013-08-06 | Kuo-Tsun Lin | Controller for a light fixture |
| WO2013026477A1 (en) * | 2011-08-24 | 2013-02-28 | Abb Technology Ag | Bidirectional unisolated dc-dc converter based on cascaded cells |
| DE102011082245B3 (de) * | 2011-09-07 | 2013-01-17 | Osram Ag | Elektronisches Vorschaltgerät und Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe |
| US9281748B2 (en) | 2012-03-02 | 2016-03-08 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Operating a DC-DC converter |
| US8901897B2 (en) | 2012-03-02 | 2014-12-02 | International Business Machines Corporation | Operating a DC-DC converter |
| CN103781265A (zh) * | 2012-10-19 | 2014-05-07 | 通用电气公司 | 具有温度补偿的镇流器 |
| DE102013207562A1 (de) * | 2013-04-25 | 2014-10-30 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Betriebsschaltung für LEDs mit Spannungsmessung |
| US9236347B2 (en) | 2013-10-09 | 2016-01-12 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Operating and manufacturing a DC-DC converter |
| GB201322022D0 (en) * | 2013-12-12 | 2014-01-29 | Led Lighting Consultants Ltd | Improvements relating to power adaptors |
| US9271353B2 (en) * | 2014-05-30 | 2016-02-23 | Technical Consumer Products, Inc. | Dimming circuit for a phase-cut TRIAC dimmer |
| US9219422B1 (en) | 2014-08-21 | 2015-12-22 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Operating a DC-DC converter including a coupled inductor formed of a magnetic core and a conductive sheet |
| US9379619B2 (en) | 2014-10-21 | 2016-06-28 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Dividing a single phase pulse-width modulation signal into a plurality of phases |
| US9531255B2 (en) | 2015-01-12 | 2016-12-27 | Technical Consumer Products, Inc. | Low-cost driver circuit with improved power factor |
| US9618539B2 (en) | 2015-05-28 | 2017-04-11 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Sensing current of a DC-DC converter |
| TWI589736B (zh) * | 2016-11-14 | 2017-07-01 | 國立清華大學 | 高低頻並聯電力轉換裝置及其方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5371440A (en) * | 1993-12-28 | 1994-12-06 | Philips Electronics North America Corp. | High frequency miniature electronic ballast with low RFI |
-
1997
- 1997-06-19 US US08/878,821 patent/US5914572A/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-04-24 JP JP11564998A patent/JP3882156B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4763808B2 (ja) * | 2006-02-13 | 2011-08-31 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | 適応性周波数シフティングを有する電子バラスト |
| JP2009529312A (ja) * | 2006-03-06 | 2009-08-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 供給回路及び供給回路を有する装置 |
| US7994736B2 (en) | 2006-12-26 | 2011-08-09 | Sanken Electric Co., Ltd. | Cold cathode fluorescent lamp inverter apparatus |
| JP2010165546A (ja) * | 2009-01-15 | 2010-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | 点灯装置及び照明器具 |
| JP2011070927A (ja) * | 2009-09-25 | 2011-04-07 | Mitsubishi Electric Corp | 放電灯点灯装置並びに照明器具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3882156B2 (ja) | 2007-02-14 |
| US5914572A (en) | 1999-06-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH1126178A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP4474562B2 (ja) | 発光ダイオード駆動装置 | |
| US5838181A (en) | Pulse-width modulator circuit for use in low-cost power factor correction circuit | |
| US5892335A (en) | Gas discharge lamp with active crest factor correction | |
| US10320303B1 (en) | Frequency controlled dummy load to stabilize PFC operation at light load conditions | |
| US7116063B2 (en) | Dimmable discharge lamp lighting device | |
| JP2004047538A (ja) | スイッチング電源装置、レーザ電源装置及びレーザ装置並びにレーザ電源装置の制御方法 | |
| US7282865B2 (en) | Device and method for operating a discharge lamp | |
| US6686703B2 (en) | High frequency electronic ballast | |
| US8283872B2 (en) | Circuit arrangement and method for the operation of high-pressure gas discharge lamps | |
| JP2019057427A (ja) | Ｌｅｄ電源の調光回路 | |
| US11172550B2 (en) | Dual-control LED dimming system and method | |
| US6707262B2 (en) | Discharge lamp operating circuit having a circuit for detecting the proximity to capacitive operation | |
| JP2699187B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP4475072B2 (ja) | 放電灯点灯装置およびそれを用いる照明器具 | |
| JP3814770B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH06267669A (ja) | 白熱電球用点灯装置 | |
| JP2007305500A (ja) | 放電灯点灯装置及び照明器具 | |
| JP2004248343A (ja) | 定電力制御回路 | |
| JP2829876B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH01294398A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH09251896A (ja) | 放電灯点灯装置及び照明装置 | |
| US6998796B2 (en) | Fluorescent lamp ballast control circuit | |
| JP3855155B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH08298191A (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050615 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050628 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20050928 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20051004 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051011 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060725 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060925 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061031 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061102 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091124 Year of fee payment: 3 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091124 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101124 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111124 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121124 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121124 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131124 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |