JP4763808B2 - 適応性周波数シフティングを有する電子バラスト - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
本特許出願は、２００６年２月１３日に提出した、適応性周波数シフティングを有する電子バラストと称する米国特許出願シリアル番号第１１／３５２，９６２号に基づいており、かつその優先権を主張するものであり、その内容は、ここに全体的に述べるものとして参照により組み込まれる。

発明の分野
本発明は、電子バラストに関し、特に、蛍光ランプ（蛍光灯）のようなガス放電ランプのための電子調光（dimming）バラスト（安定器）に関する。

蛍光ランプのための電子バラストは、代表的には、“フロント−エンド”及び“バック−エンド”を備えるものとして分析され得る。フロント−エンドは、代表的には、交流（ＡＣ）幹線ライン電圧を直流（ＤＣ）バス電圧に変えるための整流器と、ＤＣバス電圧をフィルタリングするための、例えばコンデンサであるフィルタ回路とを含む。電子バラストのフロント−エンドは、また、しばしば、ブースト変換器を含み、該ブースト変換器は、ＤＣバス電圧の大きさをライン電圧のピーク以上にブーストする（高める）ための、そして全高調波ひずみ（ＴＨＤ）及びバラストへの入力電流の力率を改善するための能動回路である。バラストのバック−エンドは、代表的には、ＤＣバス電圧を高周波ＡＣ電圧に変換するための切換え（スイッチング）インバータと、高周波ＡＣ電圧をランプ電極に結合するための比較的高出力のインピーダンスを有する共振タンク回路とを含む。

最初に図１を参照すると、従来技術の電子バラスト１００の単純化されたブロック図が示されている。バラスト１００は、ＡＣ入力電圧からバス・コンデンサＣ_ＢＵＳを横切って実質的なＤＣバス電圧を生成するためのフロント・エンド１０２を含む。バラスト１００は、さらに、ＤＣバス電圧を、蛍光ランプ１０８におけるランプ電流を駆動するための高周波電圧に変換するためのインバータ１０４を含む。インバータ１０４によって提供される高周波電圧は、共振インダクタＬ_ＲＥＳ及び共振コンデンサＣ_ＲＥＳを有する共振タンク１０６を介してランプ１０８に結合される。

インバータ１０４は、第１及び第２の直列接続されたスイッチング・デバイス１１２、１１４及びゲート駆動回路１１６を含む。インバータ１０４におけるスイッチング・デバイス１１２、１１４は、ｄ（１−ｄ）の相補スイッチング機構を用いて制御される。ｄ（１−ｄ）の相補スイッチング機構において、第１のスイッチング・デバイス１１２はｄのデューティ・サイクルを有し、第２のスイッチング・デバイス１１４は１−ｄのデューティ・サイクルを有する。スイッチング・デバイス１１２、１１４は、単に一つのスイッチング・デバイスだけが一度に導通するように、ゲート駆動回路１１６によって制御される。第１のスイッチング・デバイス１１２が導通しているとき、次に、インバータ１０４の出力は、ＤＣバス電圧に向かって上方に引っ張られる。第２のスイッチング・デバイス１１４が導通しているとき、次に、インバータ１０４の出力は、回線共通に向かって下方に引っ張られる。

ランプ１０８を通る電流は、インバータ１０４の出力における周波数及び／または高周波電圧のデューティ・サイクルを変化させることにより制御される。電流感知回路１１０はランプ１０８と直列に結合され、ランプを通る電流の大きさを表すランプ電流信号２５０を提供する。アナログ制御回路２１０は、ゲート駆動回路１１６、従ってインバータ１０４のスイッチング・デバイス１１２、１１４を制御することに責任がある。アナログ制御回路２１０は、基準回路２１２、加算回路２１４、補償器回路２１６、周波数シフト回路２１８、三角波発振器２２２、及び比較器２２０を含む。基準回路２１２は、ランプ１０８のための目標電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}を表す基準信号２４２を提供する。加算回路２１４は、ランプ電流信号２５０及び基準信号２４２を受けて、目標電流及びランプ１０８における実際の電流間の差を表す誤差信号２４０を生成する。補償器回路２１６は、誤差２４０を受けて、インバータ１０４の所望のデューティ・サイクルに比例するデューティ・サイクル要求電圧２４６を提供する。

周波数シフト回路２１８も基準信号２４２を受けて、所望のインバータ周波数を表す所望の周波数信号２４５を提供する。三角波発振器２２２は、周波数シフト回路２１８からの所望の周波数信号２４５を受けて、所望の周波数における三角波信号２４４を提供する。比較器２２０は、三角波信号２４４及びデューティ・サイクル要求電圧２４６の双方を受けて、所望の周波数及びデューティ・サイクルを有するパルス幅変調された（ＰＷＭ）信号２４８を生成する。このＰＷＭ信号２４８は、インバータ１０４におけるスイッチ１１２、１１４を駆動するゲート駆動回路１１６に提供される。

正常な走行モードに加えて、バラスト１００は、“予熱”モード及び“ストライク（strike）”モードを含む幾つかの他の動作モードを有する。予熱モードの目的は、ランプをストライク（strike）ために充分な電圧を印加するのに先立ってランプのフィラメントを加熱することである。ストライク・モードの間中、ランプ電圧は、ランプがストライクするかまたは所定の電圧限界が達成されるかするまで増加される。

予熱は、正常動作におけるインバータ１０４の周波数よりも大きい予熱周波数にインバータ１０４の周波数を制御することによって行われる。予熱中、補償器回路２１６は、常に、インバータ１０４のデューティ・サイクルの制御にある。同時に、基準回路２１２は、非ゼロランプ電流を表わすレベルにおける基準信号２４２を提供する。予熱中にランプを通る電流がないので、電流感知回路１１０は、正の大きさを有するランプ電流信号２５０を生成し、従って、加算回路２１４の出力、すなわち誤差信号２４０は、非ゼロの値を有する。補償器回路２１６は、積分器（図示せず）を含み、それ故、非ゼロ誤差信号２４０は、補償器回路２１６がデューティ・サイクル要求電圧２４６のデューティ・サイクルを５０％まで高めるようにし、その時に補償器回路は飽和する。この点において、デューティ・サイクル要求電圧２４６のデューティ・サイクルは、５０％に固定され、予熱電圧は周波数を変化させることにより調整される。補償器回路２１６は積分器を含むので、デューティ・サイクルを任意のレベルに設定することが可能でないということに留意することは重要なことである。実際、その選択は、５０％で飽和されるかまたは０％で飽和されるかであるであろう。代案は、予熱中に補償器回路２１６の出力を或る与えられたレベルにクランプするための追加の回路を提供することであろうが、しかしこれは追加のコスト及び複雑さを加えるであろう。

ランプ１０８をストライクするために、すなわち、ストライク・モードにおいて、インバータ１０４の動作周波数は、予熱周波数から低端周波数に掃引される（swept down）。好ましくは、低端周波数は、共振タンク１０６の共振周波数ω_Ｒ、すなわち

の近辺にある。従って、低端周波数における共振タンク１０６の出力における電圧は、実質的に大きく、ランプ１０８をストライクするために適切である。ランプ１０８がストライクしたとき、ランプ電流は、ランプを通して流れ始める。この時点において、アナログ制御回路２１０の補償器回路２１６は、なお飽和されており、そしてデューティ・サイクル要求電圧２４６のデューティ・サイクルは、未だ５０％である。結果として、目標電流より上の電流が、ランプ１０８を通して流れ始める。この過度の電流は、補償器回路２１６が飽和の外に来るようにし、かつＰＷＭ信号２４８のデューティ・サイクルをセットするようにし、それにより、ランプ１０８における目標電流を維持する。補償器回路２１６が飽和されている間、ランプ１０８における電流は、目標電流よりも相当に高いことができる。ループが飽和の外に来るために必要とされる時間と一緒に、高い電流は、ランプがストライクした(strike)ときに顕著なフラッシュに帰結し得る。

もう１つの従来技術の電子バラスト３００の単純化された概略図が図２に示されている。バラスト２００は、図１に示されたバラスト１００と類似の態様で動作するが、アナログ制御回路２１０は、ディジタル制御回路３１０によって置き換えられている。マイクロプロセッサ３５０におけるアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）３５２は、電流感知回路１１０からランプ電流信号２５０を受信し、それを８ビットのディジタル表示に変換する。ランプ１０８における目標電流を表す基準信号２４２は、入力３５５において受信される。マイクロプロセッサ３５０におけるソフトウェアは、次に、測定された電流を目標電流と比較して誤差信号を生成し、該誤差信号は、次に、所望のデューティ・サイクルを生成するために用いられる。所望の周波数は、所望の電流から決定される。パルス幅変調された（ＰＷＭ）信号３５６は、マイクロプロセッサ３５０の出力３５４において生成される。マイクロプロセッサ３５０におけるソフトウェアは、所望の周波数及びデューティ・サイクルでもってＰＷＭ信号３５６を駆動し、そして該ＰＷＭ信号をゲート駆動回路１１６に提供する。バラスト３００において、ディジタル制御回路３１０のマイクロプロセッサ３５０におけるソフトウェアは、バラスト１００のアナログ制御回路２１０によって提供された機能を提供する。

バラスト３００の予熱モードのディジタル履行は、バラスト１００の予熱モードとは非常に異なっている。補償器ルーチンを正常に履行するソフトウェアは、インバータのデューティ・サイクルの制御におけるものではない。事実、全く異なったルーチンがインバータの制御におけるものである。結果として、所望の予熱レベルを達成するために、デューティ・サイクル及び周波数の双方を直接制御することが可能である。

ストライク・モードのディジタル履行において、デューティ・サイクルは固定レベルに保持され、周波数は、予熱周波数から低端周波数に掃引される（swept down）。この期間中に、ソフトウェアは、ランプがストライクする（strikes）ときを検出するために、ランプ電圧及びランプ電流を監視しなければならない。ランプがストライクされる（struck）と、異なったルーチンが正常動作の制御ループを履行するために走行されなければならないので、ランプがストライクする（strikes）ときを検出することは非常に重要である。周波数及びデューティ・サイクルの双方は、ストライク中に制御可能であるので、デューティ・サイクルをストライク段階中に５０％より少ない何等かの値にセットすることが可能であるであろう。一層低いデューティ・サイクルは、フラッシュを減ずるのを助けるために一層低い電流で開始するランプに帰結するであろう。しかしながら、ランプ・ストライクの正確な検出を確実にするために、ランプは比較的高い電流でストライクしなければならない。

バラスト１００のアナログ制御回路２１０をバラスト３００のディジタル制御回路３１０に置き換えることは、幾つかの利点を有する。第１に、制御機能のほとんどがマイクロプロセッサ３５０によって完了されるので、ディジタル制御回路３１０における部品は一層少ない。第２に、マイクロプロセッサ３５０によって提供される制御機能は、ディジタル制御回路３１０の何等のハードウェアをも変更する必要無しで容易に変えられ得る。さらに、バラスト３００が異なった正常及び異常動作モードにあるとき、状況特定のソフトウェアが実行され得る。

しかしながら、ディジタル制御回路３１０は、アナログ制御回路２１０に鑑みて幾つかの欠点を有する。マイクロプロセッサ３５０の能力は、装置の価格に依存している。それ故、合理的な価格を達成するために、幾つかの妥協が、コア速度、ＡＤＣ解像度、ＡＤＣサンプリング・レート及び数理（math）能力の領域において行われることが必要であり得る。ＡＤＣ変換の量子化効果が低い減光（dim）レベルで重要となり得る。このことは、一層高い解像度ＡＤＣまたは一層高いサンプリング・レートで改良され得るが、しかし前述したように、一層高い能力はマイクロプロセッサ３５０の一層高い価格に帰結する。

従来技術のバラスト１００、３００のアナログ制御回路２１０及びディジタル制御回路３１０の双方は、与えられた所望の光レベルに対して所定の動作周波数がある、開ループの周波数シフトを用いる。インバータ１０４の周波数及びデューティ・サイクルの双方を調整する概念は、「電子調光（dimming）バラスト」という名称の２００２年９月１７日に発行された米国特許第６，４５２，３４４号に一層詳細に記載されており、該内容は、その全体において参照によりここに組み込まれる。

図３は、従来技術のバラスト１００、３００の制御ループを示す簡単な制御システム図である。インバータの動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは、閉ループを介して制御され、他方、動作周波数ｆ_ＯＰは、開ループ技術を介して制御される。実際のランプ電流Ｉ_{ＡＣＴＵＡＬ}は、デューティ・サイクルの制御ループへのフィードバックとして提供され、目標電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}から差し引かれてランプ電流誤差信号を生成し、最後に所望の動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを生成する。対照的に、所望の動作周波数ｆ_ＯＰは、単に、目標電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}に応答して単独で生成される。

図４は、ランプ電流対インバータ１０４の目標動作周波数のプロット、及び与えられた周波数においてバラスト１００、３００によって出力され得る最大電流を示す、固定の５０％デューティ・サイクルにおけるランプ電流対動作周波数のプロットを示す。低い光レベルにおいては、バラスト動作周波数は、共振タンク１０６の共振周波数の近辺にある低端周波数ｆ_{ＬＯＷ−ＥＮＤ}に維持される。所定のレベルより上では、動作周波数は、ランプ電流が増加するにつれて線形的に減少され、すなわち、ランプ１０８の所望の点灯レベルが高端に向かって増加する。

ｄ（１−ｄ）スイッチング機構（すなわち、高端における）を用いる際に共振周波数から離れている周波数でインバータ１０４を動作させることから帰結する１つの複雑さは、“水銀ポンピング”の可能性である。動作周波数が共振周波数から離れて移動し、ランプ１０８のインピーダンスが減少するので（ランプ電流が増加するので）、共振タンク１０６のフィルタ効果が減少される。インバータ１０４が５０％以外の任意のデューティ・サイクルで動作しているとき、インバータの出力における電圧は非対称であり、第２の高調波成分を含む。５０％近辺のデューティ・サイクルに対して、第２の高調波は重要ではない。しかしながら、デューティ・サイクルが５０％から離れて移動するので、第２の高調波成分は増加する。

高端周波数ｆ_{ＨＩＧＨ−ＥＮＤ}で動作しているとき、インバータ１０４からのこの第２の高調波成分の相当な量が共振タンク１０６を通してランプ１０８に通される。結果として、ランプ電流は対称ではない。バラスト１００、３００の出力における阻止コンデンサ、例えば、図１及び２におけるコンデンサ１１８は、バラストが、相当のＤＣ電流をランプ１０８に出力するのを阻止する。しかしながら、非線形ランプ負荷と結合されたランプ１０８における非対称電流は、ランプ１０８上のＤＣ電圧に帰結する。ランプ１０８上のＤＣ電圧は、水銀イオンが、ランプの一端から他端に移動するようにする。ＤＣ電圧が充分に高いならば、ランプ１０８は、一端において水銀のために不足するようになる。結果として、ランプ１０８の不足された端は、少ない光を生成し、またピンクにも転じ得る。

かなりの水銀ポンピングを避けるために、従来技術のバラスト１００、３００のアナログ制御回路２１０及びディジタル制御回路３１０は、高端周波数で動作するときにデューティ・サイクルができるだけ５０％に接近するということを確実にするために選択された周波数シフト・プロフィルを用いていた。しかしながら、共振タンク１０６の構成要素の公差、及び共通の蛍光ランプの動作特性における変動は、必要とされる高端電流Ｉ_{ＨＩＧＨ−ＥＮＤ}に最悪の場合の組合せでさえ達することができるように周波数を選択することが必要である。可能な最も高いデューティ・サイクルを有しつつ、最悪の場合において高端に達することができるという制約は、構成要素のぴったりした公差に対する必要性、並びに狭い負荷範囲にタンク構成要素の値を適合させるための必要性に帰結する。

従って、水銀ポンピングを避け、５０％に近接したデューティ・サイクルでもって高端において動作し、そして広い範囲の負荷タイプを有するが、しかし小さい公差の構成要素を有する共振タンクを必要としない、電子バラストの必要性が存在する。

本発明によれば、ガス放電ランプを駆動するための電子バラストは、インバータと、共振タンクと、制御回路と、電流感知回路と、を含む。インバータは、実質的なＤＣバス電圧を、動作周波数及び動作デューティ・サイクルを有する高周波ＡＣ電圧に変換する。共振タンクは、高周波ＡＣ電圧をランプに結合して、ランプを通る現在のランプ電流を生成する。制御回路は、インバータの高周波ＡＣ電圧の動作周波数及び動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能である。電流感知回路は、現在のランプ電流を表す現在のランプ電流信号を制御回路に提供する。制御回路は、目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号に応答してインバータの高周波ＡＣ電圧の動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能である。さらに、制御回路は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクルに応答してインバータの高周波ＡＣ電圧の動作周波数を制御するように動作可能であり、それにより、制御回路は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差を最小にするよう動作可能である。好ましくは、制御回路は、さらに、目標ランプ電流が値において変化するとき、目標ランプ電流信号に依存して動作周波数を基準動作周波数に制御するよう動作可能である。

本発明は、さらに、ガス放電ランプを駆動するための電子バラストを制御するための方法を提供する。該バラストは、動作周波数及び動作デューティ・サイクルによって特徴付けられるインバータを備えている。該方法は、インバータの動作周波数及び動作デューティ・サイクルに応答してガス放電ランプを通る現在のランプ電流を生成するステップと、現在のランプ電流を表す現在のランプ電流信号を生成するステップと、目標ランプ電流を表す目標ランプ電流信号を受けるステップと、目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号に応答してインバータのデューティ・サイクルを制御するステップと、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差が最小となるように、目標ランプ電流信号、インバータの動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクルに応答してインバータの動作周波数を制御するステップと、を含む。

さらに、本発明は、ガス放電ランプを駆動するためのインバータを有する電子バラストのための制御回路を提供する。該制御回路は、バラストのインバータの動作周波数及び動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能である。制御回路は、目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号に応答してインバータの動作デューティ・サイクルを制御するためのデューティ・サイクル制御部分と、目標ランプ電流信号、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクルに応答してインバータの動作周波数を制御するための周波数制御部分と、を備える。動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差は、最小にされる。

前述の課題を解決する手段、並びに好適な実施形態の以下の詳細な説明は、添付図面と共に読まれるとき一層良く理解される。本発明を説明する目的で、現在好適な実施形態を図面において示し、それにおいて、同様の数字は、幾つかの図面を通して同様の部品を表わす。しかしながら、本発明は、開示された特定の方法及び手段に制限されるものではないことを理解されたし。

図５Ａは、本発明による電子バラスト４００の単純化されたブロック図を示す。バラスト４００は、従来技術のバラス１００、３００と同様の多くのブロックを含み、その各々は、前述したのと同じ機能を有する。しかしながら、従来技術のバラスト１００と異なっているバラスト３００の構成要素は、以下に一層詳細に説明される。

バラスト４００は、混成のアナログ／ディジタル制御回路４１０を含んでいる。混成の制御回路４１０は、従来技術のバラスト１００、３００のアナログ制御回路２１０及びディジタル制御回路３１０の特徴に関して改良している。混成の制御回路４１０は、加算回路２１４及び補償器回路２１６を含み、それらは、従来技術のバラスト１００におけるそれらの回路と同じに機能する。

混成の制御回路４１０は、さらに、マイクロプロセッサ４５０を備え、該マイクロプロセッサ４５０は、動作周波数ｆ_ＯＰ及び動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰにおけるＰＷＭ信号４５６を、インバータ１０４のゲート・ドライブ回路１１６に提供する。マイクロプロセッサ４５０は、入力４５５を介して、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}を受ける。目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}は、例えば、位相制御入力（図示せず）から得られ得るか、または通信リンク（図示せず）から受信されるディジタル・メッセージから得られ得る。位相制御入力を受信するよう動作可能なバラストは、前述の米国特許第６，４５２，３４４号に一層詳細に説明されている。ディジタル通信リンクに結合されるよう動作可能なバラストは、“プロセッサを有する多入力電子バラスト”と言う名称の２００４年４月１４日に提出された同時係属の米国特許出願シリアル番号第１０／８２４，２４８号、公開番号第２００５／０１７９４０４号に一層詳細に説明されており、その内容は、全体において参照によりここに組み込まれるものとする。

マイクロプロセッサ４５０は、出力ポート４５８において、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}に依存するデューティ・サイクルを有するＰＷＭ基準信号４６０を提供する。ロー・パス・フィルタ４６２は、ランプ１０８における所望の電流を表すＤＣ基準信号４６４をＰＷＭ基準信号４６０から発生する。加算回路２１４は、現在のランプ電流信号２５０及びＤＣ基準信号４６４を受けて、目標電流及びランプにおける実際の電流間の差を表すランプ電流誤差信号４４０を生成する。補償器回路２１６は、該誤差信号４４０を受けて、インバータ１０４の所望のデューティ・サイクルに逆比例するＤＣ電圧であるデューティ・サイクル要求信号４４６を提供する。

図５Ｂは、電流感知回路１１０及び混成の制御回路４１０を一層詳細に示す電子バラスト４００の簡略化された概略図である。ランプ１０８を通るＡＣ電流の負の部分の間中、ランプ電流は、抵抗Ｒ５７０及びダイオードＤ５７２を通して流れる。代替的には、ランプ電流は、ランプ電流の正の部分の間中、ダイオードＤ５７４のみを通して回路共通に流れる。抵抗Ｒ５７６及びコンデンサＣ５７８は、抵抗Ｒ５７０を横切って生成される電圧をフィルタリングし、ランプ電流信号２５０を生成する。従って、ランプ電流信号２５０は、ランプ１０８を通る電流を表わす負の大きさを有する実質的なＤＣ電圧を提供する。

マイクロプロセッサ４５０の出力ポート４５８において提供されるＰＷＭ基準信号４６０は、抵抗Ｒ５８０及びコンデンサＣ５８２を含むロー・パス・フィルタ４６２によってフィルタリングされて、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}を表すＤＣ基準信号４６４を生成する。ＤＣ基準信号４６４及びランプ電流信号２５０は、それぞれ、抵抗Ｒ５８６及びＲ５８８を通して演算増幅器（オペアンプ）５８４の反転入力に提供される。ＤＣオフセット電圧Ｖ_{ＯＦＦＳＥＴ}は、演算増幅器５８４の非反転入力に提供される。コンデンサＣ５９０は、反転入力と演算増幅器５８４の出力との間に接続されて、補償器回路２１６の積分機能を提供する。従って、演算増幅器５８４の出力は、ＤＣ基準信号４６４及びランプ電流信号２５０の合計の積分の関数である。最後に、演算増幅器５８４の出力における電圧は、抵抗Ｒ５９２及びコンデンサＣ５９４によってフィルタリングされて、マイクロプロセッサ４５０にデューティ・サイクル要求信号４４６を提供する。

図６Ａ及び６Ｂは、本発明に従ってインバータ１０４の動作周波数ｆ_ＯＰを適応的に変化させるために、バラスト４００のマイクロプロセッサ４５０によって循環的に実行されるソフトウェアのフローチャートである。図６Ａ及び６Ｂのフローチャートを、図５Ａのバラスト４００の概略図を参照して説明する。好ましくは、図６Ａ及び６Ｂのプロセスは、１０４μ秒ごとに繰返される。

マイクロプロセッサ４５０におけるＡＤＣ４５２は、デューティ・サイクル要求信号４４６を受け、該信号をディジタル値に変換する（ステップ５０２において）。デューティ・サイクル要求信号は、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰに逆比例するので、マイクロプロセッサ４５０は、該ディジタル値を反転してスケーリングし、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを生成する。例えば、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは、０のディジタル値が０％の動作デューティ・サイクルに対応し、かつ５１２のディジタル値が１００％の動作デューティ・サイクルに対応するように、線形的にスケーリングされる。通常の動作においては、マイクロプロセッサ４５０におけるソフトウェアは、動作周波数ｆ_ＯＰと一緒に動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを用いて、動作期間Ｔ_ＯＰ及びオン時間ｔ_ＯＮを計算する。動作周波数ｆ_ＯＰは、以下に一層詳細に説明するように、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}及び動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰから決定される。動作期間Ｔ_ＯＰ及びオン時間ｔ_ＯＮは、ＰＷＭモジュール４５４によって使用されて、動作周波数ｆ_ＯＰ及び動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰにおけるＰＷＭ信号４５６を提供する。マイクロプロセッサ４５０は、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを、デューティ・サイクル要求信号４４６によって提供されるデューティ・サイクルまたは幾つかの他のデューティ・サイクルのいずれかとして設定するよう動作可能である。

通常の動作における間、マイクロプロセッサ４５０は、インバータ１０４の現在の動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを監視する。動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは、所定の目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}、例えば、好ましくは４３％、から差し引かれて、デューティ・サイクル誤差値ｅ_ｄを得る（ステップ５０４において）。誤差値ｅ_ｄがデッド・バンドの内側にあるならば（ステップ５０６において）、プロセスは、再度、デューティ・サイクル要求信号４４６を読取るようにループ・アラウンドする。デッド・バンドは、振動を阻止するために応答を開始することなく誤差値ｅ_ｄが変化され得る範囲である。デッド・バンドは、所定の目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}、例えば、４２％〜４４％、の上下で好ましくは１％である。デューティ・サイクル誤差値ｅ_ｄがデッド・バンドの外側にあるならば、該誤差値は、次に、誤差値の符号に依存して、最大の正の誤差値ｅ_ＭＡＸ＋、例えば、２％、または最大の負の誤差値ｅ_ＭＡＸ−、例えば、−２％、に制限される。例えば、誤差値ｅ_ｄが−２．５％であるならば、該誤差値ｅ_ｄは、−２％に制限されるであろう。

次に、誤差値ｅ_ｄは、マイクロプロセッサ４５０における１６ビット・アキュムレータＡＣＣに加えられ、それにより、アキュムレータの値を増加する（または減少する）（ステップ５１２において）。アキュムレータが所定の正の値（または所定の負の値）に達したとき、マイクロプロセッサ４５０は、アキュムレータをリセットして、（以下に一層詳細に説明されるように）バラストの動作周波数ｆ_ＯＰを変更する。従って、誤差値ｅ_ｄが大きいならば、アキュムレータは、所定の正（または負）の値に一層急速に達するであろう。好ましくは、所定の正及び負の値は、アキュムレータのサイズに対応し、例えば、１６ビット・アキュムレータＡＣＣに対して、それぞれ、＋（２^１６−１）及び−（２^１６−１）に対応する。アキュムレータがオーバーフローしたとき、アキュムレータは所定の正の値（または所定の負の値）に達する。マイクロプロセッサ４５０は、（アキュムレータがオーバーフローしたときにセットされる）キャリー・フラグ及び（アキュムレータが負の値を有するときにセットされる）負のフラグを読取ることによってアキュムレータのオーバーフローに作用する。アキュムレータがオーバーフローしたとき、アキュムレータの値は、自動的にゼロにリセットされる。アキュムレータは、また、マイクロプロセッサ４５０の起動時にもゼロにリセットされる。

図６Ｂを参照すると、デューティ・サイクルが所定の目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}より上（または下）にあるならば、マイクロプロセッサ４５０は、インバータ１０４の動作周波数ｆ_ＯＰをゆっくりと減少し（または増加し）、それにより、必要とされるデューティ・サイクルｄ_ＯＰを減少して（または増加して）、現在の目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}を出力する。マイクロプロセッサは、補正係数ＣＦを用いて、動作期間Ｔ_ＯＰを、従って、インバータ１０４の動作周波数ｆ_ＯＰを生成する。好ましくは、動作期間Ｔ_ＯＰは、基準期間Ｔ_ＢＡＳＥに補正係数ＣＦを加えたもの、すなわち、
ｆ_ＯＰ＝１／（Ｔ_ＢＡＳＥ＋ＣＦ） （式１）
に等しい。補正係数ＣＦは、マイクロプロセッサの起動時に及びランプ１０８がストライクされるたびごとにゼロに初期設定される。

デューティ・サイクルｄ_ＯＰが所定の目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}より大きいとき、すなわち、アキュムレータＡＣＣが所定の正の値を超えたとき（ステップ５１４において）、マイクロプロセッサ４５０は、所定の増分、例えば、好ましくは０．１２５μ秒、だけ補正係数ＣＦを増加し（ステップ５１６において）、該所定の増分は、動作周波数ｆ_ＯＰが４５ｋＨｚのときに約２５２Ｈｚの周波数シフトに対応し、動作周波数ｆ_ＯＰが７０ｋＨｚのときに約６０７Ｈｚの周波数シフトに対応する。補正係数ＣＦは、次に、最大の補正係数ＣＦ_ＭＡＸに制限される（ステップ５１８において）。デューティ・サイクルｄ_ＯＰが所定の目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}より小さいならば、すなわち、アキュムレータＡＣＣが所定の負の値を超えたならば（ステップ５２０において）、マイクロプロセッサ４５０は、補正係数を減少する（ステップ５２２において）。

次に、インバータの動作周波数が周波数の所定の範囲に制限される。動作期間Ｔ_ＯＰ、すなわち、Ｔ_ＢＡＳＥ＋ＣＦ、が現在の補正係数ＣＦからステップ５２４において決定される。動作期間Ｔ_ＯＰが所定の最小期間Ｔ_ＭＩＮよりも小さいならば、すなわち、動作周波数ｆ_ＯＰが所定の最大の周波数ｆ_ＭＡＸよりも大きいならば（ステップ５２５において）、補正係数ＣＦは、最小期間Ｔ_ＭＩＮから基準動作期間Ｔ_ＢＡＳＥを引いたもの、すなわち、ｆ_ＯＰ＝１／Ｔ_ＭＩＮに等しく設定される（ステップ５２６において）。動作期間Ｔ_ＯＰ、すなわち、Ｔ_ＢＡＳＥ＋ＣＦ、が所定の最大期間Ｔ_ＭＡＸより大きいならば、すなわち、動作周波数ｆ_ＯＰが所定の最小周波数ｆ_ＭＩＮよりも小さいならば（ステップ５２８において）、補正係数は、最大期間Ｔ_ＭＡＸから基準動作期間Ｔ_ＢＡＳＥを引いたもの、すなわち、ｆ_ＯＰ＝１／Ｔ_ＭＡＸに等しく設定される（ステップ５３０において）。最後に、動作期間Ｔ_ＯＰは、基準期間Ｔ_ＢＡＳＥに補正係数ＣＦを加えたものに設定される（ステップ５３２において）。従って、マイクロプロセッサ４５０は、動作周波数ｆ_ＯＰ及び動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰにおけるＰＷＭ信号４５６を生成する。

図６Ｃは、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}が変化するときにマイクロプロセッサ４５０によって実行されるソフトウェアのフローチャートである。目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}における変化（ステップ５４０における）に応答して、マイクロプロセッサ４５０は、新しい基準期間Ｔ_ＢＡＳＥを決定する（ステップ５４２において）。マイクロプロセッサ４５０は、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}と基準動作周波数ｆ_ＢＡＳＥとの間の所定の関係、例えば、図４の目標バラスト動作周波数曲線を用いて、基準動作周波数ｆ_ＢＡＳＥ、従って基準動作期間Ｔ_ＢＡＳＥを決定する（Ｔ_ＢＡＳＥ＝１／ｆ_ＢＡＳＥなので）。次に、マイクロプロセッサ４５０は、ステップ５４４において補正係数ＣＦをセットする。好ましくは、マイクロプロセッサ４５０は、最初に、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}における変化に応答して、補正係数ＣＦを一定に維持する（すなわち、変化されない）。最後に、マイクロプロセッサ４５０は、ステップ５４６において新しい動作期間Ｔ_ＯＰをセットする。従って、新しい動作周波数ｆ_ＯＰは、最初に、新しい基準周波数ｆ_ＢＡＳＥから補正係数ＣＦだけオフセットされる。代替的には、ステップ５４４において、マイクロプロセッサ４５０は、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}が変化するときはいつも、補正係数ＣＦを所定の値、例えばゼロ、にセットすることができる。次に、いずれの場合においても、マイクロプロセッサ４５０は、上述した本発明の方法に従って、動作周波数ｆ_ＯＰを基準周波数ｆ_ＢＡＳＥから適応的に変更する。

図７は、本発明によるランプ電流対バラスト４００の目標動作周波数ｆ_ＯＰのプロットを示す。さらに、図７は、固定の５０％デューティ・サイクル及び固定の４３％デューティ・サイクルの双方における、すなわち、好適な目標デューティ・サイクルにおける、ランプ電流対動作周波数のプロットを示す。従って、（高端近辺での）与えられたランプ電流において動作しているとき、バラスト４００は、動作周波数ｆ_ＯＰを適応的にシフトして４３％のデューティ・サイクルを達成する。低端近辺では、動作周波数ｆ_ＯＰは、所定の最大周波数ｆ_ＭＡＸに制限される。

所定の最大周波数ｆ_ＭＡＸは、低端で動作しているときの所望の周波数であるように選択される。本実施形態においては、低い光レベルにおいて、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは、所定の目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}（すなわち４３％）よりも小さく、動作周波数ｆ_ＯＰは、所定の最大周波数ｆ_ＭＡＸに制限される。要求された光レベル（すなわち目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}）が増加されるとき、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは増加され、他方、動作周波数ｆ_ＯＰは、所定の最大周波数ｆ_ＭＡＸにおいて一定に保持される。マイクロプロセッサ４５０は、ついには、制御ループが動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを４３％以上であるように駆動することを試みる点に達する。この点において、動作周波数ｆ_ＯＰはシフトし、他方、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは４３％の好適な目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}近辺に留まる。

図８は、本発明によるバラスト４００の動作周波数ｆ_ＯＰ及び動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰの制御のための制御ループを示す制御システム図である。動作周波数ｆ_ＯＰ及び動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰの双方は、閉ループ技術を介して制御される。従来技術のバラスト１００、３００におけるように、実際のランプ電流Ｉ_{ＡＣＴＵＡＬ}は、デューティ・サイクルの制御ループにフィードバックとして提供されて、目標電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}から差し引かれ、ランプ電流誤差信号ｅ_Ｉを生成し、これにより、補償器を介して所望のデューティ・サイクル信号ｄ_ＯＰを生成する。しかしながら、本発明のバラスト４００においては、所望の周波数信号ｆ_ＯＰは、目標ランプ電流、動作デューティ・サイクル、及び目標デューティ・サイクルに応答して決定される。

補正値ＣＦ、すなわち、動作周波数ｆ_ＯＰは、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰに対して非常にゆっくり調整される。このゆっくりした調整は、双方の制御ループが同様の応答時間（もしくは同様の帯域幅）を有していた場合に帰結し得る不安定な動作を阻止する。好ましくは、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰの調整は、１ミリ秒から２ミリ秒の応答時間、すなわち、５００Ｈｚから１ｋＨｚの帯域幅で動作し、他方、動作周波数ｆ_ＯＰの調整は、０．７秒から１・４秒の応答時間、すなわち、０．７Ｈｚから１．４Ｈｚの帯域幅で動作する。詳細には、バラスト４００の動作周波数ｆ_ＯＰの制御ループの応答時間は、周波数調整プロセス（図６Ａ及び６Ｂの）のサイクル時間、アキュムレータＡＣＣのサイズ、及び最大デューティ・サイクル誤差値ｅ_ＭＡＸ＋、ｅ_ＭＡＸ−の値によって決定される。好ましくは、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰは、動作周波数ｆ_ＯＰよりも少なくとも１０倍速く調整される。

所望の光レベルにおける急速な変化の場合には、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}及び基準動作周波数ｆ_ＢＡＳＥ間の所定の関係、すなわち、図４の目標バラスト動作周波数曲線、は、許容範囲内で動作周波数ｆ_ＯＰを得る。次に、適用性周波数シフト・ルーチンは、性能における何等かの顕著な遅延無しで、動作周波数ｆ_ＯＰに対する小さい補正を非常にゆっくりとしたものにする。振動を避けるために動作周波数ｆ_ＯＰの変更がデューティ・サイクルｄ_ＯＰの調整に対してゆっくりしていることが重要であるが、デューティ・サイクル制御ループは、調光性能における顕著な遅延を生じないように充分速く所望の光レベルに達するために充分速くなければならない。

４３％のデューティ・サイクルは、ランプ１０８における“水銀ポンピング”を阻止するために充分である、すなわち、充分に高い、ということを検査は示した。４３％のデューティ・サイクルは、また、バラスト４００の最大のデューティ・サイクルである５０％のデューティ・サイクルに対して動的な“上方空間”（マージン）を許容するために充分に低くもある。（本発明の好適な実施形態においては）目標の光レベルが変化するとき補正係数は最初一定に保持され、かつ、動作周波数はむしろゆっくりと調整されるので、動作デューティ・サイクルは、所望の光レベル、すなわち、所望のランプ電流が急速に増加するとき、少しの間に十中八九、４３％以上に上昇するであろう。上方空間は、デューティ・サイクルが５０％に達して補償器回路２１６が飽和する可能性を最小にする。

図９は、本発明の第２の実施形態によるバラスト９００の制御ループを示す制御システム図である。バラスト９００は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクルだけに応答してバラストの動作周波数を制御するよう動作可能である。この実施形態においては、バラスト９００は、目標ランプ電流に依存して動作周波数を制御するようには動作可能でない。バラスト９００は、水銀ポンピングが避けられるようにランプ１０８を駆動するように動作可能である。しかしながら、目標ランプ電流が変化したとき、実際のランプ電流、従ってランプ輝度は、先の実施形態におけるよりも一層ゆっくりした速度で変化し、その理由は、動作周波数制御ループ、すなわち、デューティ・サイクル誤差値ｅ_ｄが動作周波数の制御においてのみあるからである。

図１０は、本発明の第２の実施形態による、動作周波数ｆ_ＯＰを適応的に変化させるためにバラスト９００のマイクロプロセッサによって実行されるソフトウェアのフローチャートである。ステップ１００２から１０１２は、本発明の第１の実施形態によるバラスト４００のマイクロプロセッサ４５０によって実行されるステップ５０２から５１２（図６Ａ及び６Ｂの）と機能において同様である。図１０のプロセスは、動作期間Ｔ_ＯＰ及び動作周波数ｆ_ＯＰを決定するために基準期間または補正係数のいずれも使用していない。

アキュムレータが、ステップ１０１４において所定の正のレベルに達したならば、次に、動作周波数ｆ_ＯＰは、ステップ１０１６において所定の増分、例えば、好ましくは３１４Ｈｚ、だけ減少され、そしてステップ１０１８において最小の動作周波数ｆ_ＭＩＮ、例えば、好ましくは約４５ｋＨｚ、に制限される。代替的には、アキュムレータがステップ１０２０において所定の負のレベルに達したならば、次に、動作周波数ｆ_ＯＰは、ステップ１０２２において所定の増分、すなわち３１４Ｈｚだけ増分され、そしてステップ１０２４において最大動作周波数ｆ_ＭＡＸ、例えば、好ましくは約７０ｋＨｚに制限される。アキュムレータが所定の正のレベルにも所定の負のレベルにも達しないならば、プロセスは、動作周波数ｆ_ＯＰを変化させることなく存在する。

図１１は、本発明の第３の実施形態によるバラスト１１００の簡単化された概略図である。バラスト１１００は、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰの制御のための制御ループ及び動作周波数ｆ_ＯＰの制御のためのもう１つの制御ループを有した、全体的にアナログの制御回路を有する。デューティ・サイクル制御ループの構成要素、すなわち、基準回路２１２、加算回路２１４、及び補償器回路２１６、は、比較器２２０の出力において動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰ及び動作周波数ｆ_ＯＰによって特徴付けられるＰＷＭ信号１１７０を生成するために、従来技術のバラスト１００のアナログ制御回路２１０の構成要素と同じ方法で動作する。

しかしながら、アナログ制御回路１１１０は、動作周波数ｆ_ＯＰを決定するために、フィードバックとして動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを用いる。ＰＷＭ信号１１７０は、ＰＷＭ信号１１７０のデューティ・サイクルを表わす第１のＤＣ基準信号１１７４を生成するために、ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）１１７２に提供される。基準回路１１７６は、目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}を表わす第２のＤＣ基準信号１１７８を生成する。第１のＤＣ基準信号１１７４は、デューティ・サイクル誤差信号１１８２を生成するために、加算回路１１８０によって第２のＤＣ基準信号１１７８から差し引かれる。デューティ・サイクル誤差信号１１８２は、補償器回路１１８４に提供され、該補償器回路１１８４は、（図示しない）積分器を含んで、電圧制御される発振器（ＶＣＯ）１１８６、例えば三角波発振器、を駆動する。ＶＣＯ１１８６は、補償器回路１１８４によって提供される電圧に依存する周波数で三角波１１８８を生成する。三角波１１８８は、ＰＷＭ信号１１７０を生成するために、比較器２２０によってデューティ・サイクル要求電圧２４６と比較される。

アナログ制御回路１１１０の周波数制御ループは、デューティ・サイクル誤差信号１１８２をゼロに駆動するよう動作する。動作周波数ｆ_ＯＰにおける変化は、ランプ１０８を通る電流の変化に帰結する。従って、アナログ制御回路１１１０のデューティ・サイクル制御ループは、目標ランプ電流Ｉ_{ＴＡＲＧＥＴ}を達成するよう、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰを変更する。バラスト１００は、動作デューティ・サイクルｄ_ＯＰ及び目標デューティ・サイクルｄ_{ＴＡＲＧＥＴ}にのみ応答して動作周波数ｆ_ＯＰを制御するので、バラスト１１００は、図９の制御システム図に従って動作する。

本発明を特定の実施形態に関して説明してきたけれども、多くの他の変形及び変更並びに他の使用が当業者には明瞭になるであろう。従って、本発明は、ここでの特定の開示によって制限されるものではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ制限されることが好ましい。

アナログ制御回路を有する従来技術の電子バラストの単純化された概略図である。 ディジタル制御回路を有する従来技術の電子バラストの単純化された概略図である。 図１及び図２の従来技術のバラストの制御ループを示す単純化された制御システム図である。 ランプ電流対図１及び図２の電子バラストのインバータの動作周波数のプロットを示す図である。 本発明による電子バラストの単純化された概略図である。 図５Ａの電子バラストの単純化された概略図である。 本発明による図５Ａのバラストのマイクロプロセッサによって実行されるソフトウェアのフローチャートである。 本発明による図５Ａのバラストのマイクロプロセッサによって実行されるソフトウェアのフローチャートである。 目標ランプ電流における変化に応答して図５Ａのバラストによって実行されるソフトウェアのフローチャートである。 本発明による図５Ａの電子バラストの動作周波数のプロットを示す図である。 図５Ａの本発明の第１の実施形態によるバラストの制御ループを示す制御システム図である。 本発明のバラストの第２の実施形態の制御ループを示す制御システム図である。 本発明の第２の実施形態による図９のバラストのマイクロプロセッサによって実行されるソフトウェアのフローチャートである。 本発明の第３の実施形態によるバラストの単純化された概略図である。

符号の説明

１０４ インバータ
１０８ ランプ
１１０ 電流感知回路
１１６ ゲート・ドライブ回路
２１４ 加算回路
２１６ 補償器回路
４００ 電子バラスト
４１０ 混成のアナログ／ディジタル制御回路
４５０ マイクロプロセッサ
４５８ 出力ポート
４６２ ロー・パス・フィルタ
５７０ 抵抗Ｒ
５７２ ダイオードＤ
５７４ ダイオードＤ
５７６ 抵抗Ｒ
５７８ コンデンサＣ
５８０ 抵抗Ｒ
５８２ コンデンサＣ
５８４ 演算増幅器（オペアンプ）
５８６ 抵抗Ｒ
５８８ 抵抗Ｒ
５９０ コンデンサＣ
５９２ 抵抗Ｒ
５９４ コンデンサＣ

Claims (41)

1. ガス放電ランプ（１０８）を駆動するための電子バラスト（４００、１１００）であって、
   実質的なＤＣバス電圧を、動作周波数（ｆ _ＯＰ ）及び動作デューティ・サイクル（ｄ _ＯＰ ）を有する高周波ＡＣ電圧に変換するよう動作可能であるインバータ（１０４）と、
   高周波ＡＣ電圧をランプに結合して、ランプを通る現在のランプ電流（Ｉ _{ＡＣＴＵＡＬ} ）を生成するよう動作可能である共振タンク（１０６）と、
   インバータの高周波ＡＣ電圧の動作周波数及び動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能であり、かつ目標ランプ電流を表す目標ランプ電流信号（Ｉ _{ＴＡＲＧＥＴ} ）を受信するよう動作可能である制御回路（４１０、１１１０）と、
   現在のランプ電流を表す現在のランプ電流信号（２５０）を制御回路に提供するよう動作可能である電流感知回路（１１０）と、
   を備え、ここに、前記制御回路は、目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号に応答してインバータの高周波ＡＣ電圧の動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能である、電子バラストにおいて、
   前記制御回路は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル（ｄ _{ＴＡＲＧＥＴ} ）に応答してインバータの高周波ＡＣ電圧の動作周波数を制御するように動作可能であり、それにより、前記制御回路は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差を最小にするよう動作可能であることを特徴とする電子バラスト。
2. 前記制御回路は、ディジタル部分（４５０）及びアナログ部分（２１４、２１６）を備える請求項１に記載の電子バラスト。
3. ディジタル部分は、インバータの制御のためのマイクロプロセッサ（４５０）を備える請求項２に記載の電子バラスト。
4. マイクロプロセッサは、目標ランプ電流信号を受信するよう動作可能である請求項３に記載の電子バラスト。
5. マイクロプロセッサは、目標ランプ電流が値において変化したとき、目標ランプ電流信号に応答して、インバータの動作周波数を基準動作周波数（Ｔ _ＢＡＳＥ ）に制御するよう動作可能である請求項４に記載の電子バラスト。
6. マイクロプロセッサは、動作周波数及び目標ランプ電流間の所定の関係に依存した目標ランプ電流信号に応答して、インバータの動作周波数を基準動作周波数（Ｔ _ＢＡＳＥ ）に制御するよう動作可能である請求項４に記載の電子バラスト。
7. マイクロプロセッサは、位相制御入力から目標ランプ電流信号を受信するよう動作可能である請求項４に記載の電子バラスト。
8. マイクロプロセッサは、通信リンクから受信されたディジタル・メッセージから目標ランプ電流信号を受信するよう動作可能である請求項４に記載の電子バラスト。
9. アナログ部分は、
   目標ランプ電流を表す目標ランプ電流信号（４６４）及び現在のランプ電流信号（２５０）間の差を表す誤差信号（ｅ _ｉ 、４４０）を生成するよう動作可能である加算回路（２１４）と、
   該誤差信号（ｅ _ｉ 、４４０）に応答して動作デューティ・サイクルを表わす制御信号（４４６）を生成するよう動作可能である補償器回路（２１６）と、
   を備える請求項３に記載の電子バラスト。
10. マイクロプロセッサは、目標ランプ電流を表す目標ランプ電流信号を提供するよう動作可能である請求項９に記載の電子バラスト。
11. マイクロプロセッサは、補償器回路（２１６）によって生成された制御信号（４４６）の受信のためにアナログ・ディジタル変換器（４５２）を備える請求項９に記載の電子バラスト。
12. マイクロプロセッサは、動作周波数及び動作デューティ・サイクルにおいてパルス幅変調された信号（４５６）でインバータを駆動するよう動作可能である請求項３に記載の電子バラスト。
13. 制御回路は、動作周波数制御部分（１１８０、１１８４、１１８６）及び動作デューティ・サイクル制御部分（２１４、２１６）を有するアナログ制御回路（２１４、２１６、２２０、１１８０、１１８４、１１８６）を備えた請求項１に記載の電子バラスト。
14. 動作周波数制御部分は、
    動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差を表す第１の誤差信号（ｅ _ｄ 、２４０）を生成するよう動作可能である第１の加算回路（１１８０）と、
    第１の誤差信号（２４０）に応答して動作周波数を表わす第１の制御信号（１１８２）を生成するよう動作可能である第１の補償器回路（１１８４）と、
    第１の制御信号（２４６）に依存する周波数を有する発振信号（１１８８）を生成するよう動作可能である電圧制御される発振器（１１８６）と、
    を備える請求項１３に記載の電子バラスト。
15. 動作デューティ・サイクル制御部分は、
    現在のランプ電流信号及び目標ランプ電流信号間の差を表す第２の誤差信号（ｅ _ｉ 、２４０）を生成するよう動作可能である第２の加算回路（２１４）と、
    第２の誤差信号（１１８２）に応答して動作デューティ・サイクルを表わす第２の制御信号（２４６）を生成するよう動作可能である第２の補償器回路（２１６）と、
    を備える請求項１４に記載の電子バラスト。
16. アナログ制御回路は、さらに、
    第１の制御信号（２４６）及び第２の制御信号を比較するよう、かつ、動作周波数及び動作デューティ・サイクルにおいてパルス幅変調された信号（１１８８）を生成するよう動作可能である比較器（２２０）
    を備える請求項１５に記載の電子バラスト。
17. 制御回路は、第１の応答時間で動作デューティ・サイクルを制御するよう、かつ、第１の応答時間よりも実質的に大きい第２の応答時間で動作周波数を制御するよう動作可能である請求項１に記載の電子バラスト。
18. 制御回路は、さらに目標ランプ電流信号に応答してインバータの高周波ＡＣ電圧の動作周波数を制御するよう動作可能である請求項１に記載の電子バラスト。
19. 目標デューティ・サイクルは、約４３％である請求項１に記載の電子バラスト。
20. ガス放電ランプ（１０８）を駆動するための電子バラストを制御するための方法であって、該バラストは、動作周波数（ｆ _ＯＰ ）及び動作デューティ・サイクル（ｄ _ＯＰ ）を有するインバータ（１０４）を備えており、該方法は、
    インバータの動作周波数及び動作デューティ・サイクルに応答してガス放電ランプを通るランプ電流（Ｉ _{ＡＣＴＵＡＬ} ）を生成するステップと、
    ガス放電ランプを通るランプ電流を表す現在のランプ電流信号（２５０）を生成するステップと、
    目標ランプ電流（５０２、１００２）を表す目標ランプ電流信号（Ｉ _{ＴＡＲＧＥＴ} ）を受けるステップと、
    目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号に応答してインバータのデューティ・サイクルを制御するステップと、
    を含む方法において、
    動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差が最小となるように、インバータの動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル（ｄ _{ｔａｒｇｅｔ} ）に応答してインバータの動作周波数を制御するステップを含むことを特徴とする方法。
21. 目標デューティ・サイクル及び動作デューティ・サイクル（５０４、１００４）の差を表すデューティ・サイクル誤差値（ｅ _ｄ ）を生成するステップ
    をさらに含み、ここに、動作周波数を制御するステップは、デューティ・サイクル誤差値が最小となるように、デューティ・サイクル誤差値に応答して動作周波数を制御するステップを含む請求項２０に記載の方法。
22. 目標ランプ電流が値において変化したとき、動作周波数及び目標ランプ電流（５４２）間の所定の関係に依存して、インバータの動作周波数を基準動作周波数に設定するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
23. 動作周波数は、基準動作周波数及び補正係数（５３２、５４６）から決定される請求項２２に記載の方法。
24. 補正係数は、デューティ・サイクル誤差値が正（５１４、５１６）であるときに増加され、デューティ・サイクル誤差値が負（５２０、５２２）であるときに減少される請求項２３に記載の方法。
25. 動作周波数は、所定の周波数範囲（５２６、５３０）に制限される請求項２４に記載の方法。
26. 補正係数は、目標ランプ電流が値において変化するときに所定値に変更される請求項２３に記載の方法。
27. 所定値は、ゼロ（５４４）である請求項２６に記載の方法。
28. 補正係数は、目標ランプ電流が値において変化する（５４４）ときに、最初は一定に保持される請求項２３に記載の方法。
29. 動作周波数は、デューティ・サイクル誤差値が正であるときに減少され、デューティ・サイクル誤差値が負（５１２、１０１２）であるときに増加される請求項２１に記載の方法。
30. 動作周波数は、所定の周波数範囲（１０２６、１０３０）に制限される請求項２９に記載の方法。
31. 動作周波数を制御するステップは、デューティ・サイクル誤差値がデッド・バンドの外側にある（５０６、１００６）限りにおいてのみデューティ・サイクル誤差値を最小にするステップを含む請求項２１に記載の方法。
32. 目標ランプ電流が値において変化する（５４２）とき、目標ランプ電流信号に依存してインバータの動作周波数を基準動作周波数に設定するステップをさらに含む請求項２０に記載の方法。
33. 目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号の差を表す電流誤差信号（ｅ _ｉ 、２４０、４４０）を生成するステップをさらに含み、
    ここに、デューティ・サイクルを制御するステップは、電流誤差信号が最小となるように、電流誤差信号に応答してデューティ・サイクルを制御するステップを含む請求項２０に記載の方法。
34. デューティ・サイクルを調整するステップは、第１の応答時間で行われ、動作周波数を調整するステップは、第１の応答時間よりも実質的に大きい第２の応答時間で行われる請求項２０に記載の方法。
35. 目標デューティ・サイクルは、約４３％である請求項２０に記載の方法。
36. ガス放電ランプ（１０８）を駆動するためのインバータ（１０４）を有する電子バラスト（４００、１０００）のための制御回路（４１０、１１００）であって、該制御回路は、バラストのインバータの動作周波数（ｆ _ＯＰ ）及び動作デューティ・サイクル（ｄ _ＯＰ ）を制御するよう動作可能であり、前記制御回路は、
    目標ランプ電流信号（Ｉ _{ＴＡＲＧＥＴ} ）及び現在のランプ電流信号（２５０）に応答してインバータの動作デューティ・サイクルを制御するためのデューティ・サイクル制御部分（２１４、２１６、４５０）、を備えた制御回路において、
    動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル（ｄ _{ｔａｒｇｅｔ} ）に応答してインバータの動作周波数を制御するための周波数制御部分（４５０、１１８０、１１８４、１１８６）、
    をさらに備え、ここに、周波数制御部分は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差を最小にするよう動作可能であることを特徴とする制御回路。
37. 周波数制御部分は、さらに、目標ランプ電流信号に応答して動作周波数を制御するよう動作可能である請求項３６に記載の制御回路。
38. 周波数制御部分は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差を表すデューティ・サイクル誤差信号（ｅ _ｄ 、１１８２）に応答する請求項３７に記載の制御回路。
39. デューティ・サイクル制御部分は、現在のランプ電流信号及び目標ランプ電流信号間の差を表すランプ電流誤差信号（ｅ _ｉ 、２４０、４４０）に応答する請求項３８に記載の制御回路。
40. デューティ・サイクル制御部分は、第１の応答時間で動作し、周波数制御部分は、第１の応答時間よりも実質的に大きい第２の応答時間で動作する請求項３６に記載の制御回路。
41. ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、
    実質的なＤＣバス電圧を、動作周波数（ｆ _ＯＰ ）及び動作デューティ・サイクル（ｄ _ＯＰ ）を有する高周波ＡＣ電圧に変換するよう動作可能であるインバータ（１０４）と、
    高周波ＡＣ電圧をランプに結合して、ランプを通る現在のランプ電流（Ｉ _{ＡＣＴＵＡＬ} ）を生成するよう動作可能である共振タンク（１０６）と、
    インバータの高周波ＡＣ電圧の動作周波数及び動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能であり、かつ、目標ランプ電流を表す目標ランプ電流信号（Ｉ _{ＴＡＲＧＥＴ} ）を受信するよう動作可能である制御回路（４１０、１１１０）と、
    現在のランプ電流を表す信号（２５０）を制御回路に提供するよう動作可能である電流感知回路（１１０）と、
    を備え、ここに、前記制御回路は、目標ランプ電流信号及び現在のランプ電流信号に応答して動作デューティ・サイクルを制御するよう動作可能である、電子バラストにおいて、
    前記制御回路は、さらに、
    目標ランプ電流が値において変化するとき、目標ランプ電流信号に依存して動作周波数を基準動作周波数（Ｔ _ＢＡＳＥ ）に制御するように動作可能であり、かつ
    動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル（ｄ _{ＴＡＲＧＥＴ} ）に応答して動作周波数を制御するように動作可能であり、それにより、前記制御回路は、動作デューティ・サイクル及び目標デューティ・サイクル間の差を最小にするよう動作可能であることを特徴とする電子バラスト。

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