JP4984777B2

JP4984777B2 - 電源システム及び出力電圧の制御方法

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Publication number: JP4984777B2
Application number: JP2006251584A
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Inventors: 政利國分; 敬史松本
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Description

本発明は、電源システム及び出力電圧の制御方法に関するものである。
一般にノート型パソコン等の携帯型電子機器は、搭載されたバッテリ、又は接続されたＡＣアダプタ等の外部電源により動作する。そして、電子機器に搭載されたバッテリは、外部電源が接続されている時に、該外部電源から供給される充電電流により充電される。外部電源の接続時やバッテリの装着時に、バッテリに対して大きな突入電流が流れ込むため、この突入電流の抑制することが求められている。

従来、電子機器には駆動電源として二次電池が搭載されているものがあり、このような電子機器には、外部電力源から供給される充電電流により二次電池を充電する充電回路が備えられている（例えば、特許文献１参照）。充電回路の動作例を図７に従って説明する。

電子機器に搭載された充電回路１１には、該電子機器に接続された入力電力アダプタ１２から直流のアダプタ電圧ＶACが供給されている。充電回路１１はＤＣ／ＤＣコンバータであり、アダプタ電圧ＶACを電圧変換した電圧Ｖout を出力する。そして、充電回路１１のエラー増幅器１３〜１６が、抵抗Ｒ１に流れる出力電流Ｉout と、バッテリＢＴに接続された抵抗Ｒ２に流れる充電電流Ｉchg と、バッテリＢＴの端子電圧とに基づく制御電流Ｉscを出力すると、パルス幅変調器（ＰＷＭ）１７はＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２をオンオフするデューティサイクルを変更する。そのデューティサイクルに応じた出力電力がシステムＤＣ／ＤＣコンバータ１８を介してシステム回路１９に供給され、かつ、同時に、出力電流によりバッテリＢＴが充電される。
特許第３４２８９５５号公報

ところで、近年では、ＡＣアダプタを制御してその出力電圧を制御するという要望がある。しかし、一般的な充電回路は、出力電力によって生成した制御電流Ｉscによりスイッチングのためのトランジスタをオンオフするデューティサイクルを変更する、所謂フィードバックループにより、出力電力を制御している。従って、従来の充電回路は、図８に示すように、制御電流Ｉscが大きくなると、出力電圧Ｖout を低くするように制御する。このため、電子機器に搭載したパルス幅変調器１７とトランジスタＴ１，Ｔ２とを単純にＡＣアダプタに搭載すると、以下の問題が発生する。

上記の制御方法の場合、バッテリＢＴを搭載していない電子機器では、図９に示すように、バッテリＢＴを充電する充電電流Ｉchg が０（ゼロ）である。このため、充電電流を検出するエラー増幅器１４の出力電流によって制御電流Ｉscの電流値が小さくなり、充電回路は、最大の出力電圧Ｖout を出力する。そして、電子機器にバッテリを装着すると、バッテリＢＴの出力電圧よりも高い電圧が充電回路から出力されているため、充電電流Ｉchg が大きく変化する、つまり、バッテリＢＴに対して大きな突入電流が発生する。この突入電流はバッテリＢＴの許容電流を越えるため、バッテリＢＴが劣化する虞がある。

また、上記の制御方法の場合、バッテリＢＴを搭載した電子機器に、交流電源を供給した外部電源を接続すると、その接続した時には制御電流Ｉscが０（ゼロ）であるため、充電回路は最大電圧を出力し、上記と同様にバッテリＢＴに対して大きな突入電流が発生するという問題がある。

また、動作電源電圧が低下した場合、それに伴い充電回路の出力電圧が低下するため、低い動作電源電圧で動作する充電回路において大きな制御電流Ｉscを流さなければならない。このため、充電回路の動作的に電源電圧の余裕がなく、充電回路にとって厳しい動作条件となってしまう。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、外部電源の出力電圧の制御が可能であり、突入電流を抑制し得る電源システム及び出力電圧の制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、直流の出力電圧を生成する外部電源と、前記外部電源の出力電圧に基づいて動作する電子機器とからなる電源システムにおいて、前記外部電源は、直流の出力電圧を生成するとともに制御電流に応じて前記出力電圧を変更する電圧制御回路を備え、前記電子機器は、二次電池と、前記外部電源の出力電圧及び前記二次電池の出力電圧のうち少なくとも前記外部電源の出力電圧に基づいて動作するシステム回路と、前記二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と前記二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つを検出対象とし、当該検出対象とその検出対象に応じた基準信号との差が大きい場合に小さい前記制御電流を発生させる検出回路と、を備え、前記電圧制御回路は、前記制御電流が最も小さい場合には前記出力電圧を前記外部電源が生成しうる最低電圧に制御するようにした。

検出回路は、請求項２に記載の発明のように、前記二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と前記二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つに加えて、前記外部電源の出力電力を更に検出対象として前記制御電流を生成するようにしてもよい。
この構成によれば、制御電流が供給されていない場合、外部電源は最低電圧の出力電圧を生成する。従って、二次電池を搭載した電子機器に外部電源を接続する場合、外部電源の出力電圧と二次電池の電圧との差が少ないため、大きな突入電流が流れるのを防ぐことができる。また、電子機器に二次電池が搭載されていない場合、外部電源は最低電圧の出力電圧を電子機器に供給する。このため、電子機器に二次電池を装着した場合、二次電池の端子電圧と外部電源の出力電圧との差が少ないため、二次電池に対する突入電流が抑制される。

請求項３に記載の発明のように、前記検出回路は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給されるゲートと、前記出力電圧が供給される第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備え、前記電圧制御回路は、前記ＭＯＳトランジスタから供給される制御電流に応じて前記出力電圧を制御する。

請求項４に記載の発明のように、前記検出回路は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給されるゲートと、グランドに接続された第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備え、前記電圧制御回路は、前記ＭＯＳトランジスタに向かって流れる制御電流に応じて前記出力電圧を制御する。

請求項５に記載の発明は、外部電源の出力電圧を電子機器に供給するとともに、該出力電圧を前記電子機器において生成した制御電流に応じて制御する出力電圧の制御方法であって、前記電子機器は、二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つを検出対象とし、当該検出対象とその検出対象に応じた基準信号との差が大きい場合に小さい前記制御電流を発生させ、前記外部電源の電圧制御回路は、前記制御電流が最も小さい場合には前記出力電圧を前記外部電源が生成しうる最低電圧に制御するようにした。

前記電子機器は、請求項６に記載の発明のように、前記二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と前記二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つに加えて、前記外部電源の出力電力を更に検出対象として前記制御電流を生成するようにしてもよい。
この構成によれば、制御電流が供給されていない場合、外部電源は最低電圧の出力電圧を生成する。従って、二次電池を搭載した電子機器に外部電源を接続する場合、外部電源の出力電圧と二次電池の電圧との差が少ないため、大きな突入電流が流れるのを防ぐことができる。また、電子機器に二次電池が搭載されていない場合、外部電源は最低電圧の出力電圧を電子機器に供給する。このため、電子機器に二次電池を装着した場合、二次電池の端子電圧と外部電源の出力電圧との差が少ないため、二次電池に対する突入電流が抑制される。

請求項７に記載の発明のように、前記電子機器は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給されるゲートと、前記出力電圧が供給される第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備えた検出回路を有し、前記外部電源は、前記ＭＯＳトランジスタから供給される制御電流に応じて前記出力電圧を制御する。

請求項８に記載の発明のように、前記電子機器は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給されるゲートと、グランドに接続された第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備えた検出回路を有し、前記外部電源は、前記ＭＯＳトランジスタに向かって流れる制御電流に応じて前記出力電圧を制御する。

本発明によれば、外部電源の出力電圧の制御が可能であり、突入電流を抑制し得る電源システム及び出力電圧の制御方法を提供することができる。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図１〜図４に従って説明する。
図１は、電源システムの概略構成図である。電源システムは、外部電源としてのＡＣアダプタ２１と、そのＡＣアダプタ２１に接続された電子機器３１とから構成されている。ＡＣアダプタ２１は、交流電源ＡＣに接続され、該交流電源ＡＣから供給される商用交流電圧は、ＡＣアダプタ２１の電圧変換回路２２に入力される。電圧変換回路２２は、交流電圧を交流−直流変換して生成した直流電圧を出力する。電圧制御回路２３は、制御電流Ｉscが入力され、該制御電流Ｉscに基づいて、直流電圧から制御したアダプタ電圧ＶACを生成する。このアダプタ電圧ＶACは、電子機器３１に供給される。

アダプタ電圧ＶACは、抵抗Ｒ１を介してシステムＤＣ／ＤＣコンバータ３２に供給される。システムＤＣ／ＤＣコンバータ３２には、抵抗Ｒ２を介して二次電池（バッテリ）ＢＴが接続されている。システムＤＣ／ＤＣコンバータ３２は、アダプタ電圧ＶACとバッテリから供給されるバッテリ電圧とに基づいて、入力電圧を電圧変換して生成したシステム電圧Ｖｓをシステム回路３３に供給する。従って、システム回路３３には、ＡＣアダプタ２１から供給される電力と、バッテリＢＴから供給される電力とのうちの少なくとも一方による電力が供給される。システム回路３３は、電子機器３１の各種機能を提供する回路である。

抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２はバッテリ検出回路３４に接続されている。バッテリ検出回路３４は、抵抗Ｒ１の両端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ２とバッテリＢＴとの間に接続されている。バッテリ検出回路３４は、抵抗Ｒ１の両端子間の電位差に基づいて、該抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｏｕｔを検出する。また、バッテリ検出回路３４は、抵抗Ｒ２の両端子間の電位差に基づいて、該抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉｃｈｇを検出する。更に、バッテリ検出回路３４は、システムＤＣ／ＤＣコンバータ３２に供給される電圧（又はアダプタ電圧ＶＡＣ）とバッテリＢＴの端子電圧を検出する。そして、バッテリ検出回路３４は、検出した電流，電圧に基づいて、制御電流Ｉscを生成する。この制御電流Ｉscは、ＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３に供給される。従って、ＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３は、バッテリ検出回路３４から出力される制御電流Ｉscに応じて、アダプタ電圧ＶACを制御する。

次に、ＡＣアダプタ２１の構成例を説明する。図２に示すように、電圧変換回路２２の出力端子は第１トランジスタＴ１１の第１端子（例えばソース）に接続され、第１トランジスタＴ１１の第２端子（例えばドレイン）はチョークコイルＬ１の第１端子に接続され、チョークコイルＬ１の第２端子は第１端子Ｐ１に接続されている。また、第１トランジスタＴ１１の第２端子は第２トランジスタＴ１２の第１端子（例えばドレイン）に接続され、その第２トランジスタＴ１２の第２端子（例えばソース）はグランドに接続されている。第１トランジスタＴ１１の制御端子（ゲート）と第２トランジスタＴ１２の制御端子（ゲート）はパルス幅変調器（ＰＷＭ）２４に接続されている。本実施形態において、第１トランジスタＴ１１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、第２トランジスタＴ１２はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。尚、図には、各トランジスタＴ１１，Ｔ１２のボディダイオードを示している。

上記チョークコイルＬ１の第１端子はダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードはグランドに接続されている。第１端子Ｐ１は平滑用のコンデンサＣ１の第１端子に接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続されている。第２端子Ｐ２はグランドに接続され、第３端子Ｐ３はパルス幅変調器（ＰＷＭ）２４に接続されている。

パルス幅変調器２４には、第３端子Ｐ３を介して制御電流Ｉscが入力されている。パルス幅変調器（ＰＷＭ）２４は、所定のデューティサイクルにて第１トランジスタＴ１１と第２トランジスタＴ１２とを相補的にオンオフ制御する。第１トランジスタＴ１１のスイッチング動作により、そのトランジスタＴ１１の出力電流は、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ１により平滑される。ここで、第１トランジスタＴ１１のオン時には、電圧変換回路２２の出力電圧が該トランジスタＴ１１を介してＬＣ回路（チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１とからなる平滑回路）に供給される。第１トランジスタＴ１１がオフされると、ダイオードＤ１を介して電流経路が形成される。このとき、第１トランジスタＴ１１のオン時にチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが第１端子Ｐ１側へ放出される。

更に、パルス幅変調器２４は、制御電流Ｉscに応答してデューティサイクルを変更する。詳しくは、パルス幅変調器２４は、制御電流Ｉscの電流値に応じて第１トランジスタＴ１１をオンする期間を変化させるように、デューティサイクルを変更する。ＡＣアダプタ２１から出力されるアダプタ電圧ＶＡＣは、第１トランジスタＴ１１のオン期間に対応する。第１トランジスタＴ１１のオン期間が長いと、チョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーが多くなって高いアダプタ電圧ＶＡＣが出力され、第１トランジスタＴ１１のオン期間が短いと、チョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーが少なくなって低いアダプタ電圧ＶＡＣが出力される。

従って、ＡＣアダプタ２１は、図３に示すように、制御電流Ｉscに応じてアダプタ電圧ＶＡＣを変更する。そして、制御電流Ｉscが供給されていないとき、ＡＣアダプタ２１は、最低電圧のアダプタ電圧ＶＡＣを出力する。このため、交流電源ＡＣに接続したＡＣアダプタ２１を電子機器３１に接続した場合、制御電流Ｉscが０（ゼロ）であるため、最低電圧のアダプタ電圧ＶＡＣを電子機器３１に供給する。このため、図４に示すように、電子機器３１に搭載されたバッテリＢＴに対して大きな突入電流が流れるのを防ぐことができる。

次に、制御電流Ｉscを生成する構成、即ち、電子機器３１に搭載されたバッテリ検出回路３４の構成を説明する。
ＡＣアダプタ２１により生成されたアダプタ電圧ＶＡＣは、電子機器３１の第１端子Ｐ１１を介して抵抗Ｒ１に供給される。電子機器３１の抵抗Ｒ１には、ＡＣアダプタ２１から供給される電流Ｉout が流れる。この抵抗Ｒ１の両端子はバッテリ検出回路３４の電流増幅器４１の入力端子に接続されている。電流増幅器４１は、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉout 、つまりＡＣアダプタ２１の出力電流を検出し、その検出結果に応じた電流検出信号Ｓ１をエラー増幅器４２に出力する。エラー増幅器４２は、反転入力端子に電流検出信号Ｓ１が入力され、非反転入力端子に電流基準信号ＩOUTMが入力されている。電流基準信号ＩOUTMは、電子機器３１において使用される総電流量に応じて設定されている。エラー増幅器４２は、電流検出信号Ｓ１と電流基準信号ＩOUTMとを比較し、その比較結果に応じた誤差電圧を発生する。

バッテリＢＴに接続された抵抗Ｒ２の両端子は、電流増幅器４３の入力端子に接続されている。電流増幅器４３は、抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉchg 、つまりバッテリＢＴに対する充電電流Ｉchg を検出し、その電流量に応じた充電電流検出信号Ｓ２をエラー増幅器４４に出力する。エラー増幅器４４は、非反転入力端子にバッテリＢＴの充電電流に応じて設定された電圧値の制限電流信号ＩDAC が入力され、反転入力端子に充電電流検出信号Ｓ２が入力される。エラー増幅器４４は、充電電流検出信号Ｓ２の電圧と制限電流信号ＩDAC の電圧との差を増幅した誤差電圧を発生する。

抵抗Ｒ２とバッテリＢＴとの間の接続点は、エラー増幅器４５の反転入力端子に接続されている。そのエラー増幅器４５の非反転入力端子には、電圧制限信号ＶDAC が入力される。エラー増幅器４５は、バッテリＢＴの端子電圧と電圧制限信号ＶDAC との差を増幅した誤差電圧を発生する。

上記抵抗Ｒ１の両端子は、乗算器４６に接続されている。乗算器４６は、抵抗Ｒ１の端子電圧、即ちアダプタ電圧ＶＡＣを検出するとともに、抵抗Ｒ１の両端子間電圧により総電流量を検出する。そして、乗算器４６は、アダプタ電圧ＶＡＣと総電流量とを乗算した結果、即ち総電力量に応じた電力検出信号ＰＷＲＯをエラー増幅器４７に出力する。エラー増幅器４７は、反転入力端子に電力検出信号ＰＷＲＯが入力され、非反転入力端子に電力制限信号ＰＷＲＭが入力される。エラー増幅器４７は、電力検出信号ＰＷＲＯと電力制限信号ＰＷＲＭとの差を増幅した誤差電圧を発生する。

エラー増幅器４２，４４，４５，４７の出力端子にはダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４のカソードがそれぞれ接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４のアノードは共通接続されるとともに、電流電圧変換回路４８に接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、各エラー増幅器４２，４４，４５，４７の出力電圧のうち、最も大きな電圧に依存した電流（誤差電流）を電流電圧変換回路４８に伝達する。これは、各検出値のうち、最も大きなエラー（誤差）の検出値である。

電流電圧変換回路４８の出力端子には、定電流源を構成するトランジスタＴ２１の制御端子（ゲート）が接続されている。電流電圧変換回路４８は、電流量に比例した電圧値の信号をトランジスタＴ２１のゲートに供給する。このトランジスタＴ２１は、本実施形態ではＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースにアダプタ電圧ＶＡＣが供給され、ドレインが第３端子Ｐ１３に接続されている。電子機器３１の第２端子Ｐ１２はグランドに接続されている。

トランジスタＴ２１は、ゲートに供給される電圧に応じた抵抗体として動作し、その抵抗値に応じた制御電流Ｉscを流す。上記したように、トランジスタＴ２１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであるため、高いゲート電圧では抵抗値が大きく、低いゲート電圧では抵抗値が小さい。従って、電流電圧変換回路４８の出力電圧が高い、つまり、検出結果においてエラー（誤差）が大きい場合、トランジスタＴ２１は少ない制御電流Ｉscを流し、電流電圧変換回路４８の出力電圧が低い、つまり検出結果においてエラー（誤差）が小さい場合、トランジスタＴ２１は大きな制御電流Ｉscを流すように動作する。

バッテリＢＴが搭載されていない場合、エラー増幅器４５に入力される端子電圧は０（ゼロ）である。また、エラー増幅器４４によって検出される充電電流は０である。従って、エラー（誤差）が大きく、電流電圧変換回路４８の入力電流が大きい。この時、トランジスタＴ２１は少ない制御電流Ｉscを流すため、ＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３は、低いアダプタ電圧ＶＡＣを出力する。この状態でバッテリＢＴを装着した場合、バッテリＢＴの端子電圧と、ＡＣアダプタ２１から供給されるアダプタ電圧ＶＡＣとの差が少なくなり、バッテリＢＴに対する突入電流が抑制される。

上記のように構成された電源システムにおいて、動作停止時等のように動作電源電圧が低下した場合、バッテリ検出回路３４は、制御電流Ｉscを少なくするように動作するため、ＡＣアダプタ２１は低いアダプタ電圧ＶＡＣを発生させる。従って、バッテリ検出回路３４において、動作的に電源電圧に余裕が生まれ、動作条件を緩和する。更に、ＡＣアダプタ２１は低いアダプタ電圧ＶＡＣを供給するため、低い入力電圧において電子機器３１が動作を停止することになり、低電圧時に高いアダプタ電圧ＶＡＣが供給されて回路に損傷を起こすことを防ぐことができる。

以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）ＡＣアダプタ２１は、制御電流Ｉscに応じてアダプタ電圧ＶＡＣを変更する。そして、制御電流Ｉscが供給されていないとき、ＡＣアダプタ２１は、最低電圧のアダプタ電圧ＶＡＣを出力する。このため、交流電源ＡＣに接続したＡＣアダプタ２１を電子機器３１に接続した場合、制御電流Ｉscが０（ゼロ）であるため、最低電圧のアダプタ電圧ＶＡＣを電子機器３１に供給する。このため、電子機器３１に搭載されたバッテリＢＴに対して大きな突入電流が流れるのを防ぐことができる。

（２）バッテリＢＴが搭載されていない場合、エラー増幅器４５に入力される端子電圧は０（ゼロ）である。また、エラー増幅器４４によって検出される充電電流は０である。従って、エラー（誤差）が大きく、電流電圧変換回路４８の入力電流が大きい。この時、トランジスタＴ２１は少ない制御電流Ｉscを流すため、ＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３は、低いアダプタ電圧ＶＡＣを出力する。この状態で、バッテリＢＴを装着した場合、バッテリＢＴの端子電圧と、ＡＣアダプタ２１から供給されるアダプタ電圧ＶＡＣとの差が少なくなり、バッテリＢＴに対する突入電流を抑制することができる。

（３）動作停止時等のように動作電源電圧が低下した場合、バッテリ検出回路３４は、制御電流Ｉscを少なくするように動作するため、ＡＣアダプタ２１は低いアダプタ電圧ＶＡＣを発生させる。従って、バッテリ検出回路３４において、動作的に電源電圧に余裕が生まれ、動作条件を緩和する。更に、ＡＣアダプタ２１は低いアダプタ電圧ＶＡＣを供給するため、低い入力電圧において電子機器３１が動作を停止することになり、低電圧時に高いアダプタ電圧ＶＡＣが供給されて回路に損傷を起こすことを防ぐことができる。

尚、上記実施の形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記実施の形態では、電子機器３１のバッテリ検出回路３４からＡＣアダプタ２１に制御電流Ｉscを供給し、ＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３は、制御電流Ｉscがゼロの場合にアダプタ電圧ＶＡＣを最低電圧とするようにしたが、バッテリ検出回路において、ＡＣアダプタから制御電流Ｉscを流し込むようにしてもよい。例えば、図５に示すように、バッテリ検出回路３４は、第３端子Ｐ１３とグランドとの間に接続されたトランジスタＴ２１ａを有し、該トランジスタＴ２１ａのゲートは電流電圧変換回路４８に接続されている。トランジスタＴ２１ａはＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースがグランドに接続され、ドレインが第３端子Ｐ１３に接続されている。従って、このバッテリ検出回路３４は、検出対象におけるエラー（誤差）が大きいときにＡＣアダプタから流し込む電流量を少なくし、エラーが小さいときに流し込む電流量を多くする。

この制御電流Ｉscに対して、ＡＣアダプタは、制御電流Ｉscが０（ゼロ）の場合にアダプタ電圧ＶＡＣを最低電圧とし、電子機器に向かって流れる制御電流Ｉscが多くなると、その制御電流Ｉscに比例してアダプタ電圧ＶＡＣを高くするように動作すればよい。その一例を説明する。

図１に示す電圧変換回路２２と電圧制御回路２３は、図５に示す電圧変換回路２５、比較器２６、トランスＬ１１、トランジスタＴ３１、基準電源ｅ１、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、及びコンデンサＣ１により具体化される。電圧変換回路２５の入力端子は交流電源ＡＣに接続され、電圧変換回路２５の出力端子はトランスＬ１１の入力側コイルに接続されている。電圧変換回路２５は、交流電源ＡＣから供給される商用交流電圧を電圧変換して生成した所定の交流電圧をトランスＬ１１の入力側コイルに発生させる。

トランスＬ１１の出力側コイルの第１端子は第１端子Ｐ１に接続され、出力側コイルの第２端子はトランジスタＴ３１に接続されている。トランジスタＴ３１はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースがグランドに接続され、ドレインがトランスＬ１１に接続され、ゲートが比較器２６の出力端子に接続されている。

第１端子Ｐ１にはコンデンサＣ１の第１端子が接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続され、そのグランドには第２端子Ｐ２が接続されている。また、第１端子Ｐ１には、抵抗Ｒ１１の第１端子が接続され、抵抗Ｒ１１の第２端子は抵抗Ｒ１２の第１端子に接続され、抵抗Ｒ１２の第２端子はグランドに接続されている。抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との間の接続点（ノード）Ｎ１は比較器２６の反転入力端子に接続され、その比較器２６の非反転入力端子は基準電源ｅ１が接続されている。更に、比較器２６の反転入力端子、即ちノードＮ１は第３端子（制御端子）Ｐ３に接続されている。

ＡＣアダプタ２１ａは、上記したアダプタ電圧ＶＡＣを、第１端子Ｐ１から出力する。その第１端子Ｐ１は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介してグランドに接続されている。従って、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、それぞれの抵抗値によって、ノードＮ１にアダプタ電圧ＶＡＣを分圧した分圧電圧Ｖｎを発生させる。また、ノードＮ１は、制御端子Ｐ３に接続され、その制御端子Ｐ３から制御電流Ｉsc が入力される。この制御電流Ｉsc は、抵抗Ｒ１２に流れる電流量を変化させるため、ノードＮ１に発生する分圧電圧Ｖｎが変更される。例えば、ノードＮ１から制御端子Ｐ３に向かって流れる制御電流Ｉsc が減少すると、抵抗Ｒ１２を流れる電流量が増加し、ノードＮ１の電圧Ｖｎが制御電流Ｉsc に応じた電圧だけ上昇する。一方、ノードＮ１から制御端子Ｐ３に向かって流れる制御電流Ｉsc が増加すると、抵抗Ｒ１２を流れる電流量が減少し、ノードＮ１の電圧Ｖｎが制御電流Ｉsc に応じた電圧だけ下降する。

比較器２６は、ノードＮ１の電圧Ｖｎと基準電源ｅ１により供給される基準電圧Ｖｒ１とを比較し、その比較結果に応じてトランジスタＴ３１を制御する。比較器２６は、電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒ１よりも高い場合にはＬレベルの信号をトランジスタＴ３１のゲートに供給し、電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒ１よりも低い場合にはＨレベルの信号をトランジスタＴ３１のゲートに供給する。トランジスタＴ３１は、Ｌレベルの信号に応答してオフし、Ｈレベルの信号に応答してオンする。トランジスタＴ３１がオンするとトランスＬ１１の出力側コイルに交流電流が流れ、その交流電流がコンデンサＣ１により平滑化されてアダプタ電圧ＶＡＣが生成される。そのアダプタ電圧ＶＡＣを分割した電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒ１よりも高いときにトランジスタＴ３１がオフし、電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒ１よりも低いときにトランジスタＴ３１がオンされる。従って、比較器２６は、ノードＮ１の電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒ１と一致するように、トランジスタＴ３１をオンオフ制御する。

そのノードＮ１の電圧Ｖｎは、制御電流Ｉsc により変更される。制御電流ＩscがノードＮ１から第３端子Ｐ３に向かって流れると、抵抗Ｒ１２に流れる電流が少なくなり、ノードＮ１の電圧Ｖｎが低くなる。すると、比較器２６はノードＮ１の電圧Ｖｎと基準電圧Ｖｒ１とを一致させるようにトランジスタＴ３１を制御する。その結果、アダプタ電圧ＶＡＣが高くなる。従って、制御電流Ｉscが流れない場合、ＡＣアダプタ２１ａは、アダプタ電圧ＶＡＣを最低電圧とする。

・上記各実施の形態において、図２に示すバッテリ検出回路３４は、抵抗Ｒ１の出力側端子における電圧（出力電圧）を検出するようにしたが、これを省略してもよい。つまり、乗算器４６とエラー増幅器４７とダイオードＤ１４を省略したバッテリ検出回路に具体化してもよい。

・上記各実施の形態では、制御電流Ｉscに対してアダプタ電圧ＶＡＣを比例的に制御するようにしたが、制御電流Ｉscとアダプタ電圧ＶＡＣとの関係は、適宜変更されてもよい。例えば、図６（ａ）に示すように、制御電流Ｉscの増加に従ってアダプタ電圧ＶＡＣの増加量を少なくする、また、図６（ｂ）に示すように、制御電流Ｉscの増加に従ってアダプタ電圧ＶＡＣの増加量を多くするようにしてもよい。また、図６（ｃ）に示すように、制御電流Ｉscに対してアダプタ電圧ＶＡＣをステップ的に変更するようにしてもよい。また、図６（ｄ）に示すように、アダプタ電圧ＶＡＣの最低電圧を０Ｖ（ゼロボルト）とするようにしてもよい。また、負の制御電流Ｉscを供給するようにしてもよい。また、図６（ｅ）に示すように、一定値以上の制御電流Ｉscに対して一定のアダプタ電圧ＶＡＣを発生させるようにしてもよい。また、一定値以下の制御電流Ｉscに対して一定のアダプタ電圧ＶＡＣを発生させるようにしてもよい。

・上記各実施の形態では、制御信号に制御電流を用いていたが、図１０に示すように電流電圧変換回路４８の出力電圧を制御信号として用いてもよい。
・上記各実施の形態において、ＡＣアダプタと電子機器の回路の組合せは、これらに限定されない。また、ＡＣアダプタと電子機器の回路構成は、上記各実施の形態に限定されない。

一実施形態の電源システムのブロック図である。一実施形態の電源システムの回路図である。一実施形態の制御電流とアダプタ電圧との特性図である。一実施形態の電源システムの動作波形図である。別の電源システムの回路図である。（ａ）〜（ｅ）は別の制御電流とアダプタ電圧との特性図である。従来の電源システムの回路図である。従来の制御電流とアダプタ電圧との特性図である。従来の電源システムの動作波形図である。別の電源システムの回路図である。

符号の説明

２１ＡＣアダプタ
２３電圧制御回路
３１電子機器
３３システム回路
３４バッテリ検出回路
４８電流電圧変換回路
ＢＴ二次電池
Ｉsc 制御電流
Ｉchg 充電電流
Ｔ２１トランジスタ
ＶＡＣアダプタ電圧

Claims

直流の出力電圧を生成する外部電源と、前記外部電源の出力電圧に基づいて動作する電子機器とからなる電源システムにおいて、
前記外部電源は、直流の出力電圧を生成するとともに制御電流に応じて前記出力電圧を変更する電圧制御回路を備え、
前記電子機器は、二次電池と、前記外部電源の出力電圧及び前記二次電池の出力電圧のうち少なくとも前記外部電源の出力電圧に基づいて動作するシステム回路と、前記二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と前記二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つを検出対象とし、当該検出対象とその検出対象に応じた基準信号との差が大きい場合に小さい前記制御電流を発生させる検出回路と、を備え、
前記電圧制御回路は、前記制御電流が最も小さい場合には前記出力電圧を前記外部電源が生成しうる最低電圧に制御する、ことを特徴とする電源システム。
前記検出回路は、前記二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と前記二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つに加えて、前記外部電源の出力電力を更に検出対象として前記制御電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
前記検出回路は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給される制御端子と、前記出力電圧が供給される第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備え、
前記電圧制御回路は、前記ＭＯＳトランジスタから供給される制御電流に応じて前記出力電圧を制御する、ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源システム。
前記検出回路は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給される制御端子と、グランドに接続された第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備え、
前記電圧制御回路は、前記ＭＯＳトランジスタに向かって流れる制御電流に応じて前記出力電圧を制御する、ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源システム。
外部電源の出力電圧を電子機器に供給するとともに、該出力電圧を前記電子機器において生成した制御電流に応じて制御する出力電圧の制御方法であって、
前記電子機器は、二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つを検出対象とし、当該検出対象とその検出対象に応じた基準信号との差が大きい場合に小さい前記制御電流を発生させ、
前記外部電源の電圧制御回路は、前記制御電流が最も小さい場合には前記出力電圧を前記外部電源が生成しうる最低電圧に制御する、ことを特徴とする出力電圧の制御方法。
前記電子機器は、前記二次電池の出力電圧と前記外部電源の出力電流と前記二次電池に対する充電電流のうちの少なくとも１つに加えて、前記外部電源の出力電力を更に検出対象として前記制御電流を生成することを特徴とする請求項５に記載の出力電圧の制御方法。
前記電子機器は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給される制御端子と、前記出力電圧が供給される第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備えた検出回路を有し、
前記外部電源は、前記ＭＯＳトランジスタから供給される制御電流に応じて前記出力電圧を制御する、ことを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の出力電圧の制御方法。
前記電子機器は、前記検出対象の検出結果と前記基準信号との差に応じた誤差電流を発生させる増幅器と、前記増幅器により発生される誤差電流を電圧変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧が供給される制御端子と、グランドに接続された第１の端子と、端子を介して前記外部電源に接続される第２の端子とを有するＭＯＳトランジスタと、を備えた検出回路を有し、
前記外部電源は、前記ＭＯＳトランジスタに向かって流れる制御電流に応じて前記出力電圧を制御する、ことを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の出力電圧の制御方法。