JP5627856B2 - 電源制御回路、電源制御方法及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、電源制御回路、電源制御方法及び電子機器に関するものである。

従来、電子機器には駆動電源として二次電池（バッテリ）が搭載されているものがあり、このような電子機器には、外部電源から供給される充電電流により二次電池を充電する充電回路が備えられている（例えば、特許文献１，２参照）。この従来の充電回路の動作例を図１０に従って説明する。

図１０に示すように、電子機器に搭載された充電回路１１には、該電子機器に接続された入力電力アダプタ１２から直流のアダプタ電圧ＶＡＣが供給されている。充電回路１１はＤＣ／ＤＣコンバータであり、アダプタ電圧ＶＡＣを電圧変換した電圧Ｖｏｕｔを出力するとともに、出力電流Ｉｏｕｔ等に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。詳しくは、充電回路１１は、出力電流Ｉｏｕｔを検出するための抵抗Ｒ１の両端が接続された電流増幅器１３と、バッテリＢＴに供給する充電電流Ｉｃｈｇを検出するための抵抗Ｒ２の両端が接続された電流増幅器１４とを備えている。各電流増幅器１３，１４の出力端子はそれぞれ誤差増幅器Ｅ１，Ｅ２に接続されている。また、バッテリＢＴの端子電圧であるバッテリ電圧（充電電圧）ＶＢＡＴＴは誤差増幅器Ｅ３に入力され、抵抗Ｒ１の両端子電圧は乗算器１５に入力され、その乗算器１５は誤差増幅器Ｅ４に接続されている。そして、抵抗Ｒ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔと、抵抗Ｒ２に流れる充電電流Ｉｃｈｇと、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴとに基づいて、誤差増幅器Ｅ１〜Ｅ４により制御電流Ｉｓｃが流れる。この制御電流Ｉｓｃに基づいてパルス幅変調器（ＰＷＭ）１７はＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２をオンオフするデューティサイクルを変更する。そのデューティサイクルに応じた出力電力がシステムＤＣ／ＤＣコンバータ１８を介してシステム回路１９に供給され、且つ同時に充電電流ＩｃｈｇによりバッテリＢＴが充電される。

特許第３４２８９５５号公報 特開２００８−７２８７７号公報

ところで、従来例の充電回路１１において、システム側の負荷が急激に軽くなると、出力電流Ｉｏｕｔが急激に減少する。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する制御ループに大容量のコンデンサＣ１があるため、充電回路１１は上記急激な変化に追従できず、出力電圧Ｖｏｕｔが急激に上昇してしまう。これに伴って、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが急激に上昇し、バッテリＢＴが満充電になったときの満充電電圧よりも高くなってオーバーシュートするという問題がある。例えば、近年多用されているリチウムイオンバッテリでは、その劣化が顕著であり問題となる。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、充電電圧にオーバーシュートが発生しても、二次電池の劣化を抑制できる電源制御回路、電源制御方法及び電子機器を提供することにある。

開示の回路は、出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分に基づいて、前記充電電圧の供給経路に備えられる抵抗部の抵抗値を制御する制御回路を備え、前記制御回路は、前記充電電圧が前記オーバーシュート基準電圧よりも大きい場合に活性化されて前記抵抗値を大きくする制御信号を生成する。

以上説明したように、開示の回路によれば、充電電圧にオーバーシュートが発生しても、二次電池の劣化を抑制できるという効果を奏する。

電源システムを示すブロック図。 ＡＣアダプタを示す回路図。 第１実施形態の電子機器を示す一部回路図。 アナログ制御回路を示す一部回路図。 アナログ制御回路の動作を説明するためのタイミングチャート。 第２実施形態の検出回路を示す回路図。 第３実施形態の検出回路を示す回路図。 第３実施形態の検出回路の動作を説明するためのタイミングチャート。 別例の検出回路を示す回路図。 従来の電源システムを示す回路図。

（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した第１実施形態を図１〜図５に従って説明する。なお、本実施形態において、先の図１０で示した従来と同様な構成部分については同一符号を付して説明する。

図１に示すように、電源システムは、外部電源としてのＡＣアダプタ２１と、そのＡＣアダプタ２１に接続された電子機器３１とから構成されている。ＡＣアダプタ２１は、交流電源ＡＣに接続される。この交流電源ＡＣから供給される商用交流電圧は、ＡＣアダプタ２１の電圧変換回路２２に入力される。電圧変換回路２２は、交流電圧を交流−直流変換して直流電圧を生成し、その直流電圧を電圧制御回路２３に出力する。電圧制御回路２３は、制御電流Ｉｓｃが入力され、その制御電流（制御信号）Ｉｓｃに基づいて、直流電圧から制御したアダプタ電圧ＶＡＣを生成する。そして、電圧制御回路２３は、生成したアダプタ電圧（出力電圧）ＶＡＣを電子機器３１に供給する。

このアダプタ電圧ＶＡＣは、抵抗Ｒ１を介してシステムＤＣ／ＤＣコンバータ３２に供給される。システムＤＣ／ＤＣコンバータ３２には、抵抗Ｒ２を介して二次電池（バッテリ）ＢＴが接続されている。システムＤＣ／ＤＣコンバータ３２は、アダプタ電圧ＶＡＣとバッテリから供給されるバッテリ電圧ＶＢＡＴＴとに基づいて、入力電圧を電圧変換して生成したシステム電圧ＶＳをシステム回路３３に供給する。これにより、システム回路３３には、ＡＣアダプタ２１から供給される電力と、バッテリＢＴから供給される電力とのうちの少なくとも一方に基づく電力が供給される。なお、このシステム回路３３は、電子機器３１の各種機能を提供する回路である。

上記抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と接続される検出回路（電源制御回路）３４は、１つ又は複数の半導体装置を含んでもよい。半導体装置は、チップ、チップを内蔵するパッケージを含んでもよい。この検出回路３４は、抵抗Ｒ１の両端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ２とバッテリＢＴとの間に接続されている。この検出回路３４は、抵抗Ｒ１の両端子間の電位差に基づいて、その抵抗Ｒ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔを検出する。また、検出回路３４は、抵抗Ｒ２の両端子間の電位差に基づいて、その抵抗Ｒ２に流れる充電電流Ｉｃｈｇを検出する。さらに、検出回路３４は、システムＤＣ／ＤＣコンバータ３２に供給される電圧（又はアダプタ電圧ＶＡＣ）とバッテリＢＴの端子電圧であるバッテリ電圧（充電電圧）ＶＢＡＴＴを検出する。そして、検出回路３４は、検出した電流、電圧に基づいて制御電流Ｉｓｃを生成し、その制御電流ＩｓｃをＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３に供給する。なお、上述したように、この電圧制御回路２３は、検出回路３４からの制御電流Ｉｓｃに応じて、上記アダプタ電圧ＶＡＣの電圧値を制御する。

次に、ＡＣアダプタ２１の構成例を図２にしたがって説明する。
図２に示すように、電圧変換回路２２の出力端子は第１トランジスタＴ１１の第１端子（例えばソース）に接続されている。この第１トランジスタＴ１１の第２端子（例えばドレイン）はチョークコイルＬ１の第１端子に接続され、チョークコイルＬ１の第２端子は第１端子Ｐ１に接続されている。また、第１トランジスタＴ１１の第２端子は第２トランジスタＴ１２の第１端子（例えばドレイン）に接続され、その第２トランジスタＴ１２の第２端子（例えばソース）はグランドに接続されている。第１トランジスタＴ１１の制御端子（ゲート）と第２トランジスタＴ１２の制御端子（ゲート）とは、パルス幅変調器（ＰＷＭ）２４に接続されている。なお、本実施形態では、第１トランジスタＴ１１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、第２トランジスタＴ１２はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。また、図２には、各トランジスタＴ１１，Ｔ１２のボディダイオードを示している。

上記チョークコイルＬ１の第１端子はダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードはグランドに接続されている。また、第１端子Ｐ１は平滑用コンデンサＣ１の第１端子に接続され、その平滑用コンデンサＣ１の第２端子はグランド及び第２端子Ｐ２に接続されている。すなわち、第２端子Ｐ２はグランドに接続されている。

上記パルス幅変調器２４には、第３端子Ｐ３が接続され、その第３端子Ｐ３を介して上記制御電流Ｉｓｃが入力される。このパルス幅変調器２４は、所定のデューティサイクルにて第１トランジスタＴ１１と第２トランジスタＴ１２とを相補的にオンオフ制御する。第１トランジスタＴ１１のスイッチング動作により、その第１トランジスタＴ１１の出力電流は、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ１により平滑化される。詳しくは、第１トランジスタＴ１１のオン時には、電圧変換回路２２の出力電圧が該トランジスタＴ１１を介してＬＣ回路（チョークコイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１を含む平滑回路）に供給される。第１トランジスタＴ１１がオフされると、ダイオードＤ１を介して電流経路が形成される。このとき、第１トランジスタＴ１１のオン時にチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが第１端子Ｐ１側へ放出される。

さらに、パルス幅変調器２４は、制御電流Ｉｓｃに応答してデューティサイクルを変更する。詳しくは、パルス幅変調器２４は、制御電流Ｉｓｃの電流値に応じて第１トランジスタＴ１１をオンする期間を変化させるようにデューティサイクルを変更する。ＡＣアダプタ２１から出力されるアダプタ電圧ＶＡＣは、第１トランジスタＴ１１のオン期間に対応して変動する。第１トランジスタＴ１１のオン期間が長いと、チョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーが多くなって高いアダプタ電圧ＶＡＣが出力され、第１トランジスタＴ１１のオフ期間が短いと、チョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーが少なくなって低いアダプタ電圧ＶＡＣが出力される。

このように、ＡＣアダプタ２１は、制御電流Ｉｓｃに応じてアダプタ電圧ＶＡＣを変更する。そして、制御電流Ｉｓｃが供給されていないとき、ＡＣアダプタ２１は、例えば最低電圧のアダプタ電圧ＶＡＣを出力する。このとき、交流電源ＡＣに接続したＡＣアダプタ２１を電子機器３１に接続した場合、制御電流Ｉｓｃが０（ゼロ）であるため、最低電圧のアダプタ電圧ＶＡＣが電子機器３１に供給される。このため、電子機器３１に搭載されたバッテリＢＴに対して大きな突入電流が流れるのを防ぐことができる。

上記第１端子Ｐ１、第２端子Ｐ２及び第３端子Ｐ３は各々、図３に示す第１端子Ｐ１１、第２端子Ｐ１２及び第３端子Ｐ１３と接続される。
次に、電子機器３１の構成を図３にしたがって説明する。

図３に示すように、第１端子Ｐ１１が第１スイッチＳＷ１の第１端子（例えばソース）に接続され、第２端子Ｐ１２がグランドに接続され、第３端子Ｐ１３が検出回路３４に接続されている。

第１スイッチＳＷ１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、その第１スイッチＳＷ１の第２端子（例えばドレイン）は抵抗Ｒ１の第１端子に接続されている。抵抗Ｒ１の第２端子はシステムＤＣ／ＤＣコンバータ３２（図１参照）及び抵抗Ｒ２の第１端子に接続され、抵抗Ｒ２の第２端子は第２スイッチ（スイッチトランジスタ）ＳＷ２の第１端子（例えばソース）に接続されている。この第２スイッチＳＷ２はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、その第２スイッチＳＷ２の第２端子（例えばドレイン）はバッテリＢＴの正電極端子（プラス端子）に接続され、バッテリＢＴの負電極端子（マイナス端子）はグランドに接続されている。なお、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の制御端子（ゲート）は、検出回路３４に接続されている。

上記抵抗Ｒ１の両端子は検出回路３４の電流増幅器４１の入力端子に接続されている。電流増幅器４１は、抵抗Ｒ１に流れる電流、すなわちＡＣアダプタ２１の出力電流Ｉｏｕｔを検出し、その検出結果に応じた電流検出信号Ｓ１を誤差増幅器Ｅ１１に出力する。また、上記抵抗Ｒ２の両端子は電流増幅器４２の入力端子に接続されている。電流増幅器４２は、抵抗Ｒ２に流れる電流、すなわちバッテリＢＴに対する充電電流Ｉｃｈｇを検出し、その電流量に応じた充電電流検出信号Ｓ２を誤差増幅器Ｅ１１に出力する。

誤差増幅器Ｅ１１は、２つの反転入力端子と１つの非反転入力端子とを有している。誤差増幅器Ｅ１１は、第１の反転入力端子に電流検出信号Ｓ１が入力され、第２の反転入力端子に充電電流検出信号Ｓ２が入力される。誤差増幅器Ｅ１１の非反転入力端子には、電流基準信号ＩＯＵＴＭ及び制限電流信号ＩＤＡＣに基づく基準信号が入力される。この誤差増幅器Ｅ１１は、電流検出信号Ｓ１と充電電流検出信号Ｓ２のうちのいずれか高い方と基準信号とを比較し、その比較結果に応じた誤差電圧を生成する。なお、上記電流基準信号ＩＯＵＴＭは、電子機器３１において使用される総電流量に応じて設定され、上記制限電流信号ＩＤＡＣは、バッテリＢＴの充電電流Ｉｃｈｇに応じて設定されている。

上記第２スイッチの第２端子とバッテリＢＴとの間の接続点は、誤差増幅器Ｅ１２の反転入力端子に接続されている。これにより、誤差増幅器Ｅ１２の反転入力端子には、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが入力される。また、誤差増幅器Ｅ１２の非反転入力端子には、電圧制限信号ＶＤＡＣが入力される。この誤差増幅器Ｅ１２は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴと電圧制限信号ＶＤＡＣとの差を増幅した誤差電圧を生成する。

上記抵抗Ｒ１の両端子は、乗算器４３に接続されている。乗算器４３は、抵抗Ｒ１の端子電圧、すなわちアダプタ電圧ＶＡＣを検出するとともに、抵抗Ｒ１の両端子間電圧により総電流量を検出する。そして、乗算器４３は、アダプタ電圧ＶＡＣと総電流量とを乗算した結果、すなわち総電力量に応じた電力検出信号ＰＷＲＯを誤差増幅器Ｅ１３に出力する。誤差増幅器Ｅ１３は、反転入力端子に電力検出信号ＰＷＲＯが入力され、非反転入力端子に電力制限信号ＰＷＲＭが入力される。そして、誤差増幅器Ｅ１３は、電力検出信号ＰＷＲＯと電力制限信号ＰＷＲＭとの差を増幅することにより誤差電圧を生成する。

このように、本実施形態の検出回路３４は、従来例の充電回路１１（図１０参照）と同じ数（４つ）の検出対象に対する誤差電圧を、３つの誤差増幅器Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ１３により生成している。より詳しくは、従来例では、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｏｕｔと、抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉｃｈｇに対する誤差電圧を２つの誤差増幅器Ｅ１，Ｅ２にて生成していたが、本実施形態では１つの誤差増幅器Ｅ１１により生成している。このため、チップに対する外付け部品の数が少なくなる、すなわち外部端子が少なくなるため、チップやそのチップを封止したパッケージのサイズを小さくすることができる。

誤差増幅器Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ１３の出力端子にはダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３のカソードがそれぞれ接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１３のアノードは共通接続されるとともに、電流電圧変換回路４４に接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１３は、各誤差増幅器Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ１３から出力される誤差電圧のうち、最も大きな電圧に対応する電流（誤差電流）を電流電圧変換回路４４に伝達する。これは、各検出値のうち、最も大きな誤差の検出値である。

電流電圧変換回路４４の出力端子は、定電流源を構成するトランジスタＴ２１の制御端子（ゲート）に接続されている。電流電圧変換回路４４は、電流量に比例した電圧値の信号をトランジスタＴ２１のゲートに供給する。このトランジスタＴ２１は、本実施形態ではＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースにアダプタ電圧ＶＡＣが供給され、ドレインが第３端子Ｐ１３に接続されている。

トランジスタＴ２１は、ゲートに供給される電圧に応じた抵抗体として動作し、その抵抗値に応じた制御電流Ｉｓｃを流す。上述したように、トランジスタＴ２１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであるため、高いゲート電圧では抵抗値が大きく、低いゲート電圧では抵抗値が小さい。したがって、電流電圧変換回路４４の出力電圧が高い、すなわち検出結果において誤差が大きい場合、トランジスタＴ２１は少ない制御電流Ｉｓｃを流すように動作する。逆に、電流電圧変換回路４４の出力電圧が低い、すなわち検出結果において誤差が小さい場合、トランジスタＴ２１は大きな制御電流Ｉｓｃを流すように動作する。

制御ロジック回路４５には、上記電流増幅器４１から出力される電流検出信号Ｓ１及び電流増幅器４２から出力される充電電流検出信号Ｓ２が入力されるとともに、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが入力される。この制御ロジック回路４５は、上記第１スイッチＳＷ１のゲートに接続されるとともに、アナログ制御回路４６に接続されている。この制御ロジック回路４５は、電流検出信号Ｓ１、充電電流検出信号Ｓ２及びバッテリ電圧ＶＢＡＴＴに応じて制御信号ＳＣ１，ＳＣ２を生成する。そして、制御ロジック回路４５は、生成した制御信号ＳＣ１を第１スイッチＳＷ１のゲートに出力するとともに、生成した制御信号ＳＣ２をアナログ制御回路４６に出力する。一例として、制御ロジック回路４５は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴに基づいて、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴに異常（例えば過電圧）が発生していることを検出したときに、第２スイッチＳＷ２を完全にオフ（フルオフ）するための制御信号ＳＣ２を生成する。そして、この制御信号ＳＣ２は、アナログ制御回路４６を介して第２スイッチＳＷ２のゲートに供給される。これにより、第２スイッチＳＷ２が完全にオフされる。したがって、バッテリＢＴに過電圧が印加されることを抑制することができる。

アナログ制御回路（制御回路）４６には、制御ロジック回路４５からの制御信号ＳＣ２と併せて、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが入力される。このアナログ制御回路４６は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴに基づいて、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生しているか否かを検出する。このオーバーシュートは、例えばバッテリ電圧ＶＢＡＴＴに基づき図示しない比較回路により検出される。この比較回路は、例えばバッテリ電圧ＶＢＡＴＴを分圧した分圧電圧と所定の基準電圧Ｖｒ１（図４参照）とを比較し、分圧電圧が基準電圧Ｖｒ１よりも大きくなったときに、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したことを検出する。なお、上記基準電圧Ｖｒ１（オーバーシュート基準電圧）は、バッテリＢＴが満充電になったときのバッテリ電圧ＶＢＡＴＴ、すなわち満充電電圧ＶＢＭよりも高く設定されている。

アナログ制御回路４６は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴのオーバーシュートを検出すると、第２スイッチ（抵抗部）ＳＷ２のオン抵抗を制御する制御信号（アナログ制御信号）ＳＣ３を生成する。詳述すると、アナログ制御回路４６は、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが予め設定された所定電圧（例えば、電圧制限信号ＶＤＡＣ）で一定となるように、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御する制御信号ＳＣ３を生成する。このような制御信号ＳＣ３は、例えば図４に示すような低ドロップアウト電圧レギュレータＬＤＯによって生成される。すなわち、制御信号ＳＣ３を出力する誤差増幅器４７には、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧した分圧電圧が非反転入力端子に入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、ＶＤＡＣ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））が反転入力端子に入力される。この誤差増幅器４７は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴの分圧電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅した誤差電圧を制御信号ＳＣ３として第２スイッチＳＷ２のゲートに出力し、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御する。これにより、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが所定電圧に近づくように、第２スイッチＳＷ２における電圧降下が制御される。

なお、アナログ制御回路４６は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴのオーバーシュートを検出しないときには、制御ロジック回路４５からの制御信号ＳＣ２を制御信号ＳＣ３として第２スイッチＳＷ２のゲートに出力する。この制御信号ＳＣ３（制御信号ＳＣ２）に応じて、第２スイッチＳＷ２がフルオンあるいはフルオフする。

つぎに、このアナログ制御回路４６の作用について図５にしたがって説明する。
今、バッテリＢＴが満充電であり、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが満充電電圧ＶＢＭであるときに、システム側の負荷が急変すると（具体的には、急激に負荷が軽くなると）、ＡＣアダプタ２１の出力電流Ｉｏｕｔが急激に低下する（時刻ｔ１）。すると、ＡＣアダプタ２１のアダプタ電圧ＶＡＣが急激に上昇し、それに伴ってバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが急激に上昇する。これにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生することになる。このとき、アナログ制御回路４６を備えていない従来の充電回路１１では、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが過電圧検出用の基準電圧Ｖｒ２を超えない限り、第２スイッチＳＷ２がオフされない。このため、図５の一点鎖線で示すように、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが基準電圧Ｖｒ２を超えない範囲では、第２スイッチＳＷ２がオフされず、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴがバッテリＢＴに印加されてしまう。この過大な電圧の印加によってバッテリＢＴが劣化してしまうことは前述した。

これに対して、アナログ制御回路４６は、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴがオーバーシュート検出用の基準電圧Ｖｒ１よりも大きくなったときに、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したことを検出する。そして、アナログ制御回路４６は、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御する制御信号ＳＣ３を生成する回路（例えば図４の回路）を活性化する。すると、図５に示すように、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが所定電圧（電圧制限信号ＶＤＡＣ）一定となるように電圧値（ゲート電圧）が変動する制御信号ＳＣ３が生成され、その制御信号ＳＣ３が第２スイッチＳＷ２のゲートに供給される。これにより、図５の実線で示すように、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴを、従来の充電回路１１（一点鎖線参照）よりも迅速に正常な電圧値に戻すことができる。ここで、図４に示すように、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを所定電圧で一定にするためのフィードバック制御を行う回路は、大容量のコンデンサを必要としない回路である。このため、誤差増幅器Ｅ１２から出力される誤差電圧に応じて、大容量のコンデンサＣ１を含むＡＣアダプタ２１を介してバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが制御される場合に比べて、応答速度を向上させることができる。なお、このときの制御信号ＳＣ３の電圧値は、第２スイッチＳＷ２をフルオンさせる電圧とフルオフさせる電圧との間の中間電圧となる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したときに、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが所定電圧で一定となるように、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御するための制御信号ＳＣ３を生成するアナログ制御回路４６を設けるようにした。これにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生しても、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが所定電圧一定となるように、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗が制御されるため、安定した電圧をバッテリＢＴに印加させることができる。したがって、過大な電圧がバッテリＢＴに印加されることが抑制されるため、バッテリの劣化を抑制することができる。

また、低ドロップアウト電圧レギュレータＬＤＯ（図４参照）によって、アダプタ電圧ＶＡＣを制御する制御ループ（検出回路３４及び電圧制御回路２３を含むループ）とは別に、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを所定電圧に近づけるための制御ループが形成される。このため、低ドロップアウト電圧レギュレータＬＤＯにおける応答特性によって、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを所定電圧に近づけるための応答速度が決定される。このとき、低ドロップアウト電圧レギュレータＬＤＯは、図４に示すように、大容量のコンデンサを必要としないため、上記アダプタ電圧ＶＡＣを制御する制御ループよりも応答速度が速い。したがって、アダプタ電圧ＶＡＣを制御する制御ループに大容量のコンデンサＣ１が存在し応答速度が遅いとしても、その制御ループとは別に独立した制御ループ（低ドロップアウト電圧レギュレータＬＤＯ）によって、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを迅速に所定電圧に近づけることができる。

（第２実施形態）
以下、本発明を具体化した第２実施形態を図６に従って説明する。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお、先の図１〜図５に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

図６に示す検出回路３４ａでは、バッテリＢＴのバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが分圧回路５０に入力される。この分圧回路５０は、直列接続された３つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３により構成されている。抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との間の接続点は、オーバーシュート検出用の第１比較回路５１の非反転入力端子に接続されている。これにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３との抵抗値に応じて分圧した第１分圧電圧Ｖ１が第１比較回路５１の非反転入力端子に入力される。また、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との間の接続点は、過電圧検出用の第２比較回路５２の非反転入力端子に接続されている。これにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との抵抗値に応じて（第１分圧電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との抵抗値に応じて）分圧した第２分圧電圧Ｖ２が第２比較回路５２の非反転入力端子に入力される。

第１比較回路５１の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒが第１基準電圧Ｖｒ１として入力され、第２比較回路５２の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒが第２基準電圧Ｖｒ２として入力される。すなわち、過電圧検出用の基準電圧Ｖｒ２は、オーバーシュート検出用の基準電圧Ｖｒ１よりも相対的に高く設定されている。この基準電圧Ｖｒ２は、バッテリＢＴの最大定格電圧に応じて設定される。

そして、第１比較回路５１は、第１分圧電圧Ｖ１と第１基準電圧Ｖｒ１とを比較し、その比較結果に応じたレベルの出力信号Ｓ４を生成し、その出力信号Ｓ４を切替制御回路５３に出力する。第２比較回路５２は、第２分圧電圧Ｖ２と第２基準電圧Ｖｒ２とを比較し、その比較結果に応じたレベルの出力信号Ｓ５を生成し、その出力信号Ｓ５を切替制御回路５３に出力する。具体的には、第１比較回路５１は、第１分圧電圧Ｖ１が第１基準電圧Ｖｒ１よりも大きくなると、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したことを示すＨレベルの出力信号Ｓ４を生成する。また、第２比較回路５２は、第２分圧電圧Ｖ２が第２基準電圧Ｖｒ２よりも大きくなると、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴに過電圧が発生したことを示すＨレベルの出力信号Ｓ５を生成する。なお、両比較回路５１，５２は、それぞれシュミット・トリガタイプの比較回路である。

切替制御回路５３は、上記出力信号Ｓ４，Ｓ５に基づいて、アナログ制御回路４６ａを活性／不活性させるための制御信号ＳＣ４及び制御ロジック回路４５ａに出力する制御信号ＳＣ５を生成する。具体的には、切替制御回路５３は、第１比較回路５１からのＨレベルの出力信号Ｓ４に応答して、アナログ制御回路４６ａを活性化させるための制御信号ＳＣ４を生成し、その制御信号ＳＣ４をアナログ制御回路４６ａに出力する。すると、アナログ制御回路４６ａにおいて、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが予め設定された所定電圧一定となるように、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御する制御信号ＳＣ３が生成される。これにより、負荷の急変によってバッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したとしても、そのバッテリ電圧ＶＢＡＴＴを迅速に正常な電圧値に戻すことができる。また、切替制御回路５３は、第２比較回路５２からのＨレベルの出力信号Ｓ５に応答して、アナログ制御回路４６ａを不活性化させるための制御信号ＳＣ４を生成するとともに、制御ロジック回路４５ａからＨレベルの制御信号ＳＣ２を出力させるための制御信号ＳＣ５を生成する。これにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴに過電圧が発生したときに、アナログ制御回路４６ａによるアナログ制御ではなく、制御ロジック回路４５ａからのＨレベルの制御信号ＳＣ２によって第２スイッチＳＷ２をフルオフさせることができる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態と同様の効果を奏する。
（第３実施形態）
以下、本発明を具体化した第３実施形態を図７に従って説明する。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお、先の図１〜図６に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

図７に示す検出回路３４ｂでは、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴと電圧制限信号ＶＤＡＣとが入力される誤差増幅器Ｅ１２の誤差信号Ｓ６がダイオードＤ１２に入力されるとともに、比較回路（切替回路）６０の非反転入力端子に入力される。比較回路６０の反転入力端子には、第３基準電圧Ｖｒ３が入力される。この比較回路６０は、誤差増幅器Ｅ１２からの誤差信号Ｓ６と基準電圧Ｖｒ３とを比較し、その比較結果に応じてアナログ制御回路４６を活性／不活性化させる制御信号ＳＣ６を生成する。具体的には、比較回路６０は、誤差信号Ｓ６が基準電圧Ｖｒ３よりも低いときには、アナログ制御回路４６を不活性化させるＬレベルの制御信号ＳＣ６を生成する。また、比較回路６０は、誤差信号Ｓ６が基準電圧Ｖｒ３よりも高いときには、アナログ制御回路４６を活性化させるＨレベルの制御信号ＳＣ６を生成する。そして、比較回路６０は、生成した制御信号ＳＣ６をアナログ制御回路４６に出力する。なお、この比較回路６０は、シュミット・トリガタイプの比較回路である。

ここで、上記基準電圧Ｖｒ３は、アダプタ電圧ＶＡＣを制御する制御ループ（検出回路３４及び電圧制御回路２３）のフィードバック制御が電流制御モードのときに、比較回路６０にてＬレベルの制御信号ＳＣ６が生成されるとともに、電圧制御モードのときに、比較回路６０にてＨレベルの制御信号ＳＣ６が生成されるように設定されている。この作用について図８にしたがって説明する。

図８に示すように、バッテリＢＴ充電中におけるバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが電圧制限信号ＶＤＡＣよりも低い期間では、誤差増幅器Ｅ１１から出力される誤差電圧に応じてアダプタ電圧ＶＡＣが制御される、いわゆる電流制御モードとなる。すなわち、上記期間では、ＡＣアダプタ２１の出力電流Ｉｏｕｔまたは充電電流Ｉｃｈｇの検出結果に応じてアダプタ電圧ＶＡＣが制御される。このような電流制御モードでは、満充電電圧ＶＢＭに比してバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが低く、オーバーシュート検出用の基準電圧Ｖｒ１に対して大きなマージンが存在する。このため、電流制御モードにおいて、システム側の負荷が急変して出力電流Ｉｏｕｔが急激に低下し（時刻ｔ２）、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが急激に上昇したとしても、上記基準電圧Ｖｒ１を超えることはほとんどない。したがって、電流制御モードでは、アナログ制御回路４６が動作する機会がほとんどなく、負荷が急変してもバッテリＢＴの劣化が起こる可能性が低い。そこで、本実施形態では、この電流制御モードにおいては、比較回路６０にて生成されるＬレベルの制御信号ＳＣ６によって予めアナログ制御回路４６を不活性化するようにした。これにより、アナログ制御回路４６で消費される不要な電力を低減することができる。

一方、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが電圧制限信号ＶＤＡＣよりも高い期間では、誤差増幅器Ｅ１２から出力される誤差電圧（誤差信号Ｓ６）に応じてアダプタ電圧ＶＡＣが制御される、いわゆる電圧制御モードになる。すなわち、上記期間では、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴの検出結果に応じてアダプタ電圧ＶＡＣが制御される。このような電圧制御モードでは、負荷が急変して出力電流Ｉｏｕｔが急激に低下すると（時刻ｔ３）、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが基準電圧Ｖｒ１を超えてオーバーシュートが発生する。このため、この電圧制御モードにおいては、比較回路６０にて生成されるＨレベルの制御信号ＳＣ６によって予めアナログ制御回路４６を活性化するようにしている。これにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生しても、バッテリＢＴの劣化を好適に抑制することができる。

以上説明した実施形態によれば、第１実施形態における作用効果に加えて以下の効果を奏する。
（１）負荷が急変してもバッテリＢＴの劣化が起こる可能性の低い電流制御モードにおいて、アナログ制御回路４６を不活性化するようにした。これにより、アナログ制御回路４６で消費される不要な電力を低減することができる。

なお、従来の電源システム（図１０参照）であっても、オーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴが過電圧検出用の基準電圧よりも高くなると、バッテリＢＴを充電回路１１から切り離すなどの過電圧保護機能が働く。しかし、従来の電源システムでは、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが上記基準電圧よりも低い場合には、オーバーシュートが発生しても何ら対策が行われず、そのオーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴがそのままバッテリＢＴに印加されてしまう。このオーバーシュートしたバッテリ電圧ＶＢＡＴＴは、負荷短絡などの異常が発生したときに印加される過電圧に比べればその電圧値は低いものの、満充電電圧よりも高い電圧値である。このため、そのバッテリ電圧ＶＢＡＴＴがバッテリＢＴに印加されることは望ましくない。すなわち、オーバーシュートした過大なバッテリ電圧ＶＢＡＴＴがバッテリＢＴに印加されると、バッテリＢＴを劣化させるという問題がある。

これに対し、上述する実施形態によれば、充電電圧にオーバーシュートが発生しても、そのオーバーシュートの発生が検出されると、外部電源から二次電池への経路上に設けられたスイッチトランジスタのオン抵抗が発生される。このオン抵抗によって、オーバーシュートした充電電圧を降下させることができる。このため、このスイッチトランジスタのオン抵抗を制御することにより充電電圧の上昇を抑制することができる。これによって、過大な電圧が２次電池に印加されることが抑制されるため、二次電池の劣化を抑制することができる。

また、上述する実施形態によれば、充電電圧にオーバーシュートが発生しても、低ドロップアウト電圧レギュレータによって、充電電圧が所定電圧で一定となるように、スイッチトランジスタのオン抵抗が制御される。これによって、充電電圧にオーバーシュートが発生しても、安定した電圧を二次電池に印加させることができる。また、低ドロップアウト電圧レギュレータによって、外部電源からの出力電圧を制御する制御ループとは別に、充電電圧を所定電圧に近づけるための制御ループが形成される。このため、上記出力電圧を制御する制御ループに大容量のコンデンサが存在し応答速度が遅くても、その制御ループとは別に独立した制御ループ（低ドロップアウト電圧レギュレータ）によって、充電電圧を迅速に所定電圧に近づけることができる。

また、上述する実施形態によれば、充電電圧がオーバーシュート検出用の基準電圧と比較されることにより、該充電電圧にオーバーシュートが発生したことが検出される。このとき、上記基準電圧が過電圧検出用の基準電圧よりも低く設定されているため、過電圧検出用の基準電圧よりも低い範囲における過大な充電電圧を検出することができ、その過大な充電電圧が二次電池に印加されることを好適に抑制することができる。

また、上述する実施形態によれば、二次電池が満充電のときの電圧（満充電電圧）に比して充電電圧が低く、充電電圧のオーバーシュートが発生しにくい電流制御モードのときには、予めアナログ制御回路が不活性化される。これにより、アナログ制御回路において不要に消費される電力を低減することができる。一方、充電電圧が満充電電圧に近づき、充電電圧にオーバーシュートが発生し得る電圧制御モードのときには、アナログ制御回路が活性化される。これにより、充電電圧にオーバーシュートが発生しても、そのアナログ制御回路によって安定した電圧を二次電池に印加させることができる。

また、上述する実施形態によれば、二次電池に直接接続されるスイッチトランジスタのオン抵抗が制御されるため、そのオン抵抗を制御することによって、より確実に充電電圧を制御することができる。

（他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記各実施形態では、出力状態に基づいて印加されるバッテリ電圧ＶＢＡＴＴのオーバーシュートを検出したときに、低ドロップアウト電圧レギュレータＬＤＯ（図４参照）から出力される制御信号ＳＣ３によって第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御する、というアナログ制御の一例を挙げた。これに限らず、例えばオーバーシュートを検出したときに、アナログ制御回路４６において、フルオフ電圧とフルオン電圧との中間電圧をクランプして、その中間電圧を一定時間だけ第２スイッチＳＷ２のゲートに供給して第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御するようにしてもよい。

・上記各実施形態では、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したときに、バッテリＢＴに直接接続された第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を制御するようにした。これに限らず、ＡＣアダプタ２１からバッテリＢＴへの経路上に設けられた第１スイッチＳＷ１のオン抵抗を制御するようにしてもよい。

・上記各実施形態では、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴと所定の基準電圧Ｖｒ１とを比較することにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴにオーバーシュートが発生したことを検出するようにした。これに限らず、例えばバッテリ電圧ＶＢＡＴＴの電圧値をＡ／Ｄ変換し、その変換後のデジタルコードの変化に基づいて、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴのオーバーシュートを検出するようにしてもよい。また、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴを監視するのではなく、例えばアダプタ電圧ＶＡＣを監視することによって、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴのオーバーシュートを検出するようにしてもよい。

・上記第３実施形態では、誤差増幅器Ｅ１２の誤差信号Ｓ６と基準電圧Ｖｒ３とを比較して、その比較結果に応じてアナログ制御回路４６を活性／不活性化するようにした。これに限らず、例えば図９に示すように、比較回路６１にてバッテリ電圧ＶＢＡＴＴと電圧制限信号ＶＤＡＣとを比較し、その比較結果ＳＣ６に応じてアナログ制御回路４６を活性／不活性化するようにしてもよい。これによっても、アナログ制御回路４６を、電流制御モードで不活性化し、電圧制御モードで活性化することができる。

・上記各実施形態では、２つの入力信号と基準電圧とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器Ｅ１１に具体化したが、３つ以上の入力信号と基準信号とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器に具体化してもよい。また、端子の反転・非反転は、適宜変更してもよい。

・上記各実施形態における誤差増幅器Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ１３を差動増幅器に具体化してもよい。
・上記各実施形態では、４つの検出対象に対する誤差電圧を、３つの誤差増幅器Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ１３により生成するようにしたが、従来例の充電回路１１と同様に、４つの誤差増幅器Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４により生成するようにしてもよい。

・上記各実施形態において、図３に示す検出回路３４は、抵抗Ｒ１の出力側端子における電圧（出力電圧）を検出するようにしたが、これを省略してもよい。すなわち、乗算器４３と誤差増幅器Ｅ１３とダイオードＤ１３とを省略した検出回路に具体化してもよい。

・上記各実施形態では、電子機器３１の検出回路３４からＡＣアダプタ２１に制御電流Ｉｓｃを供給し、ＡＣアダプタ２１の電圧制御回路２３は、制御電流Ｉｓｃがゼロの場合にアダプタ電圧ＶＡＣを最低電圧とするようにしたが、検出回路において、ＡＣアダプタから制御電流Ｉｓｃを流し込むようにしてもよい。

・上記各実施形態では、制御電流Ｉｓｃに対してアダプタ電圧ＶＡＣを比例的に制御するようにしたが、制御電流Ｉｓｃとアダプタ電圧ＶＡＣとの関係は、適宜変更してもよい。

・上記各実施形態において、ＡＣアダプタと電子機器の回路の組み合わせは、これらに限定されない。また、ＡＣアダプタと電子機器の回路構成は、上記各実施形態に限定されない。例えば、従来例の充電回路１１と同様に、パルス幅変調器２４及び該パルス幅変調器２４が制御する素子と、検出回路３４とを１つのチップ上に搭載した半導体集積回路装置に具体化してもよい。

・上記第３実施形態における比較回路６０を、上記第２実施形態の検出回路３４ａに設けるようにしてもよい。

２１ ＡＣアダプタ（外部電源）
３１ 電子機器
３４ 検出回路（電源制御回路）
４６ アナログ制御回路
５１ 第１比較回路
５２ 第２比較回路
６０，６１ 比較回路（切替回路）
ＢＴ バッテリ
ＳＷ２ 第２スイッチ（抵抗部）
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＬＤＯ 低ドロップアウト電圧レギュレータ

Claims (8)

1. 出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分を増幅することにより生成される差電圧に対応する制御信号に基づいて、前記充電電圧の供給経路に備えられる抵抗部の抵抗値を制御する制御回路を備え、
   前記制御回路は、前記充電電圧が前記オーバーシュート基準電圧よりも大きい場合に活性化されて前記抵抗値を大きくする前記制御信号を生成することを特徴とする電源制御回路。
2. 前記制御回路は、前記充電電圧が一定に維持されるように、前記抵抗値を制御する前記制御信号を生成する低ドロップアウト電圧レギュレータを含む、ことを特徴とする請求項１に記載の電源制御回路。
3. 前記充電電圧と前記オーバーシュート基準電圧とを比較し、前記充電電圧にオーバーシュートが発生したことを検出する比較回路をさらに備え、
   前記オーバーシュート基準電圧は、前記電池が満充電の場合の該電池の充電電圧よりも高く、且つ過電圧検出用の基準電圧よりも低く設定された電圧である、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電源制御回路。
4. 出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分に基づいて、前記充電電圧の供給経路に備えられる抵抗部の抵抗値を制御する制御回路と、
   前記出力電圧の電圧値を制御するためのフィードバック制御が電流制御モードの場合に前記制御回路を不活性化し、前記フィードバック制御が電圧制御モードの場合に前記制御回路を活性化する切替回路とを備える、ことを特徴とする電源制御回路。
5. 出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分を増幅することにより生成される差電圧に対応する制御信号に基づいて、制御回路が前記充電電圧の供給経路に備えられた抵抗部の抵抗値を制御する電源制御方法であって、
   前記制御回路は、前記充電電圧が前記オーバーシュート基準電圧よりも大きい場合に活性化されて前記抵抗値を大きくする前記制御信号を生成することを特徴とする電源制御方法。
6. 出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分に基づいて、制御回路が前記充電電圧の供給経路に備えられた抵抗部の抵抗値を制御する電源制御方法であって、
   前記出力電圧の電圧値を制御するためのフィードバック制御が電流制御モードの場合に切替回路が前記制御回路を不活性化し、前記フィードバック制御が電圧制御モードの場合に前記切替回路が前記制御回路を活性化することを特徴とする電源制御方法。
7. 外部電源から出力電圧が供給され、出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分を増幅することにより生成される差電圧に対応する制御信号に基づいて、前記充電電圧の供給経路に備えられる抵抗部の抵抗値を制御する制御回路と、
   前記制御回路は、前記充電電圧が前記オーバーシュート基準電圧よりも大きい場合に活性化されて前記抵抗値を大きくする前記制御信号を生成することを特徴とする電子機器。
8. 外部電源から出力電圧が供給され、出力状態に基づいて印加される電池の充電電圧と前記電池が満充電の場合の充電電圧以上に設定されるオーバーシュート検出用のオーバーシュート基準電圧との差分に基づいて、前記充電電圧の供給経路に備えられる抵抗部の抵抗値を制御する制御回路と、
   前記出力電圧の電圧値を制御するためのフィードバック制御が電流制御モードの場合に前記制御回路を不活性化し、前記フィードバック制御が電圧制御モードの場合に前記制御回路を活性化する切替回路とを備える、ことを特徴とする電子機器。

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