JPH0530744A

JPH0530744A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0530744A
Application number: JP17963991A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Ito; 健伊藤
Original assignee: Kikusui Electronics Corp
Current assignee: Kikusui Electronics Corp
Priority date: 1991-07-19
Filing date: 1991-07-19
Publication date: 1993-02-05
Anticipated expiration: 2010-11-13
Also published as: JPH07106064B2

Abstract

(57)【要約】【目的】高速スイッチング素子として電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）を用いることによって、スイッチング
時の損失が小さく、トランスの利用率が高く、さらに軽
負荷時にも安定して動作する。【構成】電界効果トランジスタＱ１のゲートに電圧が
印加されてオン状態となり、帰還巻線ＮＧの両端に誘起
電圧が生じ、この電圧がコンデンサＣ２を介してトラン
ジスタＱ１のゲートに印加されてトランジスタＱ１は完
全にオン状態になる。このオン状態時に、出力電圧検出
手段で検出された出力電圧に応じた量の電流を流す受光
トランジスタを介してコンデンサＣ２からコンデンサＣ
３に電流が流れ込み、コンデンサＣ３の両端間の電圧が
上昇する。この電圧の上昇に伴ってゲートコントロール
トランジスタＱ２のベース電圧も上昇し、その値が所定
値に達するとトランジスタＱ２がオン状態になるために
電界効果トランジスタＱ１は瞬時にしてオン状態からオ
フ状態になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、安定化直流電源装置等
に使用するＤＣ−ＤＣコンバータ（直流−直流変換器）
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】トランスの１次巻線にスイッチングトラ
ンジスタを直列に接続しこれをオン・オフすることによ
って直流電流を断続的に流して２次巻線に誘起される電
圧を、整流し平滑して直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバ
ータは既に広く知られる。

【０００３】この種の装置の１つとして、回路構成が簡
単なオン・オフ型の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータがあ
る。この方式の回路は、もっともシンプルな構成である
ため部品点数を少なくできるが、出力容量に比べてスイ
ッチされる電流のピーク値が大きいこと、トランスへの
印加電圧は一方向のみで利用率が悪いこと、磁気飽和を
起こして過大電流が流れないよう注意が必要であること
などから、主に小出力用として使用されている。

【０００４】図１０は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構
成を示す回路図である。図１０において、１，２は直流
電源端子、２４，２５は負荷を接続する出力端子であ
る。Ｔ１はスイッチングトランスで、Ｎ１は１次巻線、
Ｎ２は２次巻線、ＮＢは帰還巻線（ベース巻線）であ
る。Ｑ１１はスイッチングトランジスタ、Ｒ１２は発振
スタート時に起動電流をベースに流すためのバイアス抵
抗である。Ｒ１３はベース巻線ＮＢの電圧をベース電流
を制限しながらベースに加える抵抗である。

【０００５】トランジスタＱ１２，抵抗Ｒ１４および受
光トランジスタ３−１は、ベース電流をバイパス（分
流）し出力電圧を制御する制御回路を構成している。こ
こで受光トランジスタ３−１はフォトダイオード３−２
とフォトカプラ３を形成しており、出力電圧を制御する
ためフォトダイオード３−２からの光を受け、その抵抗
値を変化させて、トランジスタＱ１２に流れるベース電
流を制御する。抵抗Ｒ１４は、この電流の最大値を制限
するとともに回路を安定に動作させるための抵抗であ
る。

【０００６】コンデンサＣ１，抵抗Ｒ１およびダイオー
ドＣＲ１はスイッチングトランスＴ１の結合ロスおよび
２次側の整流ロスのために発生する異状な逆起電圧を吸
収するスナバ回路を構成している。ここで、ダイオード
ＣＲ１は異状電圧発生時に導通状態になってその異状電
圧を吸収用コンデンサＣ１に吸収させるためのスイッチ
ングダイオードとして機能する。また抵抗Ｒ１はコンデ
ンサＣ１に蓄積された電荷を放電させるための抵抗であ
る。

【０００７】ダイオードＣＲ２２は、トランジスタＱ１
１がオフ時に発生する２次側の逆起電圧を整流する整流
ダイオード、コンデンサＣ２２は、整流ダイオードＣＲ
２２からの整流電流を平滑化して安定した直流を出力す
るための平滑コンデンサである。

【０００８】Ｕ１は出力電圧を制御するための可変型シ
ャントレギュレータであり、出力電圧Ｖ_out が抵抗Ｒ２
６，Ｒ２７によって分圧されて制御端子に加えられてい
るために、出力電圧Ｖ_out の変化に従って流れる電流の
量が変化する。この可変型シャントレギュレータＵ１は
例えばテキサスインスツルメント社製のＴＬ４３１等の
ＩＣによって構成されている。この可変型シャントレギ
ュレータに電流が流れると発光ダイオード３−２が発光
し、受光トランジスタ３−１の抵抗値が変化する。この
抵抗値の変化によってトランジスタＱ１１のベース電流
が制御される。このようにトランジスタＱ１１のベース
電流を制御することによって出力電圧を安定化すること
ができる。抵抗Ｒ２５は発光ダイオード３−２に流す電
流を制限するとともに回路を安定に動作させるための抵
抗である。

【０００９】次に、以上のように構成された従来例の動
作について説明する。

【００１０】先ず、バイアス抵抗Ｒ１２を通じてわずか
なベース電流がスイッチングトランジスタＱ１１のベー
スに流れてトランジスタＱ１１はオンとなる。トランジ
スタＱ１１がオンになると１次巻線Ｎ１に電流が流れる
ために、帰還巻線であるベース巻線ＮＢからベース電流
Ｉ_B が流れてトランジスタＱ１１は飽和する。

【００１１】トランジスタＱ１がオンしているときに
は、トランスＴ１の一次側インダクタンスＬと入力電流
電源の電圧Ｖ_inによって定められる電流Ｉ_C （Ｉ_C ＝Ｖ
_in・ｔ／Ｌ）が増加していき、Ｉ_C ＝Ｈ_FE・Ｉ_B （Ｈ_FE
はトランジスタの増幅率）で電流の増加が止まる。以上
の期間においては、ベース電流Ｉ_B は、トランジスタＱ
１２，３−１および抵抗Ｒ１４からなる制御回路によっ
て制御されている。

【００１２】電流Ｉ_C の増加が止まると、ベース巻線Ｎ
Ｂの電圧は消滅し始め、ベース電流Ｉ_B も減少し、急速
にトランジスタＱ１はオフとなる。このオフ期間に２次
巻線Ｎ２に発生した逆起電圧（フライバック電圧）をダ
イオードＣＲ２２で整流しコンデンサＣ２２で平滑する
と同時に出力端２４，２５に直流を出力する。さらに、
このオフ期間においてはベース巻線ＮＢはトランジスタ
Ｑ１１を逆バイアスしてオフ状態を維持する。逆起電圧
が減少し、ダイオードＣＲ２２に流れる電流Ｉ_D が零に
なると、ベース巻線ＮＢはスイッチングトランジスタＱ
１１をオフ状態に維持できなくなるために、トランジス
タＱ１１は再びオンとなって発振は継続される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように従
来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、１次巻線
に流す電流のスイッチング素子としてＰＮＰジャンクシ
ョン型トランジスタまたはＮＰＮジャンクション型トラ
ンジスタが用いられていた。ここでこれらのトランジス
タがオン状態からオフ状態になる状態を以下に説明す
る。

【００１４】先ずオン状態からオフ状態に移行するとき
において、トランジスタＱ１１にはＩ_C ＝Ｈ_FE・Ｉ_B で
規定されるピーク値に近い値の電流が流れている。この
状態でコレクタ電流Ｉ_C の増加が鈍くなると、それに伴
ってベース巻線ＮＢに誘起される電圧も低くなりトラン
ジスタＱ１１のベース電流が低下する。そして、ベース
巻線ＮＢの誘起電圧がさらに下がってベース電流がトラ
ンジスタＱ１１のオン状態を維持できなくなった段階で
トランジスタＱ１１はオン状態からオフ状態に移行す
る。

【００１５】このように、従来装置にあっては、コレク
タにピーク値電流が流れている状態で、ベース電流が低
下してトランジスタのオン抵抗値が高くなるために、こ
のオン状態からオフ状態への移行時においてトランジス
タで大きな電力損失が生じていた。

【００１６】また、これらのトランジスタはＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）に比してスイッチングス
ピードが遅いために、オン状態の時間をある程度以上に
短くすることができない。このため、このオン最少時間
によってトランスＴ１に蓄積する磁気エネルギの最小値
が規制されてしまうために、従来装置に軽負荷を接続し
た場合にはスイッチング動作が間欠的になり装置の動作
が不安定になるという問題点もあった。

【００１７】さらに、スイッチングスピードが遅いこれ
らのトランジスタを用いる従来装置にあっては発振周波
数をある程度以上高くできないために、トランスＴ１の
利用率も低かった。

【００１８】ここで、従来装置のトランジスタをスイッ
チングスピードが速いＭＯＳ型ＦＥＴで置換すれば上述
した問題点はすべて解消されるが、ベース電流を減少さ
せることによってトランジスタをオフ状態に移行させる
従来装置の回路ではスイッチング素子として電圧制御素
子であるＭＯＳ型ＦＥＴを用いることができなかった。

【００１９】本発明の目的は、１次巻線に流す電流のス
イッチング素子としてＦＥＴを用い、そのＦＥＴを高速
で動作させることによって、スイッチング時の損失が小
さく、トランスの利用率が高く、さらに軽負荷時にも安
定して動作するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することに
ある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明は、トランスの１次巻線に直流電源からの電
流を間欠的に供給することによって、２次巻線に誘起さ
れる電圧を整流し平滑して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、前記直流電源に対して前記１次巻線
と直列接続され、ゲートが抵抗器を介して前記直流電源
の正極に接続された電界効果トランジスタと、前記直流
電源の負極と前記ゲート間に設けられ、制御端に入力す
る電圧が所定値以上のときに導通状態となるスイッチン
グ手段と、前記負荷へ供給する電圧を検出する出力電圧
検出手段と、前記トランスに設けられた帰還巻線と、一
端が前記電界効果トランジスタのゲートに接続され、他
端が前記帰還巻線の一端に接続された第１のコンデンサ
と、一端が前記スイッチング手段の制御端に接続され、
他端が前記帰還巻線の他端に接続された第２のコンデン
サと、該第２のコンデンサの前記一端と前記第１のコン
デンサの前記一端との間に設けられ、前記出力電圧検出
手段の出力に従って前記第１のコンデンサから前記第２
のコンデンサへ流れる電流の量を制御する電流制御素子
とを有するスイッチング制御手段と、前記第２のコンデ
ンサに、前記帰還巻線の前記一端に発生する電圧とは逆
相の電圧を供給する逆相電圧供給手段とを備えたことを
特徴とするものである。

【００２１】

【作用】以上のように構成された本発明によれば、先
ず、電界効果トランジスタのゲートに電圧が印加されて
オン状態となり１次巻線に電流が流れる。この状態で帰
還巻線の両端に誘起電圧が生じる。この誘起電圧がスイ
ッチング制御手段の第１のコンデンサを介して電界効果
トランジスタのゲートに印加されて電界効果トランジス
タは完全にオン状態になる。

【００２２】このオン状態時に、出力電圧検出手段で検
出された出力電圧に応じた量の電流がスイッチング制御
手段内の第１のコンデンサから第２のコンデンサに流れ
込み、第２のコンデンサの両端間の電圧が上昇する。そ
れに伴って第２のコンデンサの一端に接続されたスイッ
チング手段の制御端の電圧も上昇しその電圧が所定値に
達するとスイッチング手段は電界効果トランジスタのゲ
ートを電源の負極に接続して電界効果トランジスタを瞬
時にオフ状態にする。

【００２３】このオフ状態のときトランスの２次巻線に
発生する逆起電圧を整流し平滑化して負荷に供給する。
さらにこのオフ状態においては、帰還巻線が電界効果ト
ランジスタを逆バイアスし、逆相電圧供給手段がスイッ
チング制御手段の第２のコンデンサを介してスイッチン
グ手段の制御端に所定値の電圧を供給しつづけてこのオ
フ状態を維持する。そして、逆起電圧が減少して逆相電
圧供給手段が上述した所定値の電圧を維持できなくなる
と、スイッチング手段が遮断状態となって電界効果トラ
ンジスタがオン状態に移行する。

【００２４】以後上述した動作を繰返す。

【００２５】このようにスイッチング手段の制御端に、
電界効果トランジスタのゲートとは逆相すなわちドレイ
ンと同相の電圧をコンデンサを介して加えるようにする
ことによって、電界効果トランジスタのオン，オフ動作
を確実かつ高速にして安定な動作と低損失を達成する。
また、第２のコンデンサの充電電流を制御し電界効果ト
ランジスタのオン時間を制御するようにすることによっ
て、トランスの磁気飽和を防ぎ過電流が流れないように
するとともに、出力電圧を安定化させる。さらに電界効
果トランジスタを用いるため、スイッチング速度を高速
にすることができて発振周波数を高く設定でき、トラン
スの利用率を高めることができる。

【００２６】

【実施例】以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。

【００２７】図１は、本発明の第１の実施例を示す回路
図であり、図１０と同一符号のものは同一のものを示し
ている。また、スイッチングトランスＴ１には１次巻線
Ｎ１，２次巻線Ｎ２の他に、帰還巻線が設けられてい
る。この帰還巻線は電源の負極に接続する位置で２つの
部分に分かれており、このうちＮＧはゲート巻線であ
り、ＮＢはゲートコントロールトランジスタＱ２のベー
スにゲート巻線ＮＧとは逆相の電圧を加えるためのベー
ス巻線である。

【００２８】Ｑ１はＭＯＳ形ＦＥＴのスイッチングトラ
ンジスタ、Ｒ２は発振スタート時にゲートに電圧を加え
るためのバイアス抵抗、Ｃ２，Ｒ５はゲート巻線ＮＧか
らの電圧をゲートに加えるコンデンサと抵抗である。ツ
ェナーダイオードＣＲ２は、ゲートに必要以上の電圧が
加わらないように保護する逆方向ダイオード特性を利用
したクランプ回路を構成するとともに、通常のダイオー
ドとして機能しゲート巻線ＮＧの電圧利用率を高め、さ
らにゲートに負の電圧が加わらないようにしている。Ｑ
２は、トランジスタＱ１をオン状態からオフ状態へ移行
させるためのゲートコントロールトランジスタである。
Ｃ３は帰還巻線（ベース巻線ＮＢ）の電圧をベースに加
えるコンデンサ、抵抗Ｒ３，Ｒ４および受光トランジス
タ３−１は、コンデンサＣ３に充電電流を流す抵抗であ
り、スイッチングトランジスタＱ１のオン時間を制御す
る。ここで受光トランジスタ３−１は、発光ダイオード
３−２とフォトカプラを構成しており、出力電圧を一定
に保つように機能する。Ｒ４は発振動作を安定させるた
めの抵抗である。

【００２９】次に以上のように構成された本実施例の動
作を、各部の波形を示す図２を用いて説明する。

【００３０】バイアス抵抗Ｒ２を通じてスイッチングト
ランジスタＱ１のゲートに電圧が加わり、そのゲート電
圧がドレイン電流を流すスレッシュホールド電圧に達す
ると、トランジスタＱ１はオンとなりドレイン電流が流
れる。ドレイン電流が流れると帰還巻線であるゲート巻
線ＮＧからゲート電圧がコンデンサＣ２，抵抗Ｒ５を通
じて加わり、トランジスタＱ１は完全にオン状態とな
る。またこの状態では、ゲートコントロールトランジス
タＱ２は、ゲート巻線ＮＧとは逆相の帰還電圧がコンデ
ンサＣ３を通じて供給されているために、完全なオフの
状態になっている。トランジスタＱ１がオンしていると
きこのトランジスタＱ１には、トランスＴ１の一次イン
ダクタンスＬと入力直線電源の電圧Ｖ_inによって定めら
れる電流Ｉ_C （Ｉ_C ＝Ｖ_in・ｔ／Ｌ）が流れ、時間とと
もに徐々に増加していく。

【００３１】一方、ゲートコントロールトランジスタＱ
２のベースに負の電圧を加えているコンデンサＣ３に
は、抵抗Ｒ３，Ｒ４および受光トランジスタ３−１を介
して充電電流が流れ込むため、トランジスタＱ２のベー
ス電圧はトランジスタをオンにする電圧Ｖ_BE（≒０．６
Ｖ）に近づく。そして、この電圧に達したときトランジ
スタＱ２はオンになる。これによりトランジスタＱ１の
ゲート電圧が低下してＱ１はオフ状態となり、トランス
Ｔ１の１次巻線Ｎ１に流れる電流が急激に減少する。こ
の状態になると、帰還巻線のベース巻線ＮＢがトランジ
スタＱ２を完全にオンするとともに、ゲート巻線ＮＧの
出力電圧も負になり、トランジスタＱ１を高速で完全に
オフ状態にする。トランジスタＱ２がオンするとコンデ
ンサＣ３は抵抗Ｒ３およびＲ４を介して蓄積した電荷を
放電する。

【００３２】このオフ期間に２次巻線Ｎ２に発生する逆
起電圧（フライバック電圧）をダイオードＣＲ２２で整
流し、コンデンサＣ２２平滑して出力端に直流電圧を出
力する。

【００３３】負荷に供給されている出力電圧は抵抗Ｒ２
６，Ｒ２７で分圧されて可変型シャントレギュレータＵ
１に加えられる。この可変型シャントレギュレータＵ１
は加わる電圧に応じて発光ダイオード３−２に流れる電
流をコントロールして受光トランジスタ３−１に流れる
コンデンサＣ３の充電電流をコントロールする。以上の
ようにして出力電圧を安定化する。

【００３４】なおＣＲ２はツェナーダイオードであり、
トランジスタＱ１に加わるゲート電圧を制限すると共
に、ゲートに負電圧が加わるオフ期間のときには、通常
のダイオードとして動作し、ゲートの電位を一定に保
つ。このため次のオン期間が始まるときには、オフ期間
に充電されたコンデンサＣ２の電圧がゲート巻線ＮＧの
電圧と加算されてゲートに出力される。このようにオン
期間が始まるときには、ゲート巻線ＮＧのほぼピーク−
ピーク値が出力されるようにしてあるため、ゲート巻線
ＮＧの電圧利用率が高まるとともに入力直流電源電圧の
許容範囲を広げることができる。

【００３５】このように本実施例によれば、スイッチン
グトランジスタにスイッチング特性の優れたＭＯＳＦＥ
Ｔを使用するため、スイッチング速度を高速にできて、
スイッチング損失が低減できる。また、発振周波数も高
くできてトランスの利用効率を高めることができるとと
もに、オン時のトランスへの蓄積エネルギを少なくする
ことができて、オン・オフ型の自励式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの欠点である軽負荷（無負荷）時に間欠発振となり
不安定になることをかなり改善できる。

【００３６】さらに、ＮＰＮまたはＰＮＰジャンクショ
ン型トランジスタを使用した従来例と異なり、オン期間
からオフ期間への転換時にベース電流と電流増幅率との
積で規定されるコレクタ電流の飽和現象を使用せず、コ
ンデンサに充電された電荷を放電するときの電圧変化に
よりゲートコントロールトランジスタＱ２をオンさせて
スイッチングトランジスタＱ１をオフさせるために、従
来例のようにスイッチングトランジスタの電流増幅率の
バラツキの影響を受けず、バラツキのない安定した動作
を得ることができる。

【００３７】そして、ゲートコントロールトランジスタ
Ｑ２のベースに、トランジスタＱ１のゲートとは逆相の
電圧を加えるため、ゲート信号の立上りおよび立下が急
峻となってＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を高速にし
てスイッチング損失を小さくすることができる。

【００３８】図３は本発明の第２の実施例の構成を示す
回路図であり、図４は各部の波形を示す波形図である。
図３において図１と同一符号のものは同一のものを示し
ており、また、Ｒ８は抵抗、ＣＲ４はツェナーダイオー
ドである。図１に示した第１の実施例と本実施例との差
異は、ベース巻線ＮＢに発生する電圧の代わりに、ゲー
ト巻線ＮＧに抵抗Ｒ８を直列接続して、この抵抗Ｒ８の
両端に生じる電圧をトランジスタＱ２のベースに印加す
るようにしていることである。ツェナーダイオードＣＲ
４は、抵抗Ｒ８の両端に発生する電圧を制限してベース
印加電圧を制限するものである。

【００３９】以下、本実施例の動作を図５，図６を用い
て説明する。

【００４０】図５は、本実施例の動作を説明するための
説明図であり、図６はゲート巻線ＮＧの電圧，トランジ
スタＱ１のゲート電圧およびトランジスタＱ２のベース
印加電圧の状態を表わした模式図である。

【００４１】スイッチングトランジスタＱ１のオン，オ
フに従って、ゲート巻線ＮＧを流れる電流の向きは変化
する。すなわち、トランジスタＱ１のオン期間には電流
ｉ₂が流れるために、ゲートコントロールトンランジス
タＱ２のベース・エミッタ間はツェナー電圧で逆バイア
スされてトランジスタＱ２はオフ状態を保つ。また、ス
イッチングトランジスタＱ１のオフ期間には、電流ｉ₁
が流れるために、ゲートコントロールトランジスタＱ２
のベースには、ツェナーダイオードＣＲ４の両端電圧と
コンデンサＣ３の電圧とが加算されて印加されてゲート
コントロールトランジスタＱ２はオン状態を保つ。

【００４２】本実施例のその他の動作は第１の実施例と
同様であるのでその説明は省略する。

【００４３】図７は本発明の第３の実施例の構成を示し
た回路図であり、図８は各部の波形を示した波形図であ
る。

【００４４】前述した第２の実施例と本実施例との差異
は、第２の実施例のゲートコントロールトランジスタの
部分を２つのトランジスタをサイリスタ接続した回路で
構成したことである。すなわち、ＮＰＮジャンクション
型トランジスタとＰＮＰジャンクション型トランジスタ
の相方のベースを他方のコレクタに接続するサイリスタ
接続された２つのトランジスタＱ２，Ｑ３で構成された
回路によってゲートコントロールをしていることであ
る。

【００４５】このように構成することによりトランジス
タＱ２がオフからオンへ移行する時間が極端に短くな
り、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング速度
をさらに短くすることができる。この場合ツェナーダイ
オードＣＲ４の向きを図７に示したようにすると、この
スイッチング動作を第２の実施例に比してさらに確実に
行うことができる。その他の動作は第２の実施例と同様
である。

【００４６】図９は第３の実施例を改良した第４の実施
例であり、第３の実施例と異なるところは、コンデンサ
Ｃ２と抵抗Ｒ５の位置を変えて、コンデンサＣ２からダ
イオードＣＲ５を介して抵抗Ｒ３に電圧を印加するよう
にしたことである。

【００４７】このような構成とすれば、入力する電源の
電圧Ｖ_inが上昇してゲート巻線ＮＧに誘起される電圧が
高くなると、その変化に伴って抵抗Ｒ３に印加される電
圧も高くなるために、コンデンサＣ３の充電時間を電源
の電圧Ｖ_inに追従させることができる。すなわち、電源
の電圧Ｖ_inが高くなると、それに追従させてスイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間を短くすることができ、
使用できる電源電圧の範囲を広げることができる。他の
動作は第３の実施例と同様である。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ト
ランスの１次巻線に流す電流のスイッチングを高速で行
うことができ、スイッチング時の損失が小さく、トラン
スの利用率が高く、さらに軽負荷時にも安定して動作す
るＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の構成を示す回路図であ
る。

【図２】第１の実施例の各部の波形を示す波形図であ
る。

【図３】本発明の第２の実施例の構成を示す回路図であ
る。

【図４】第２の実施例の各部の波形を示す波形図であ
る。

【図５】第２の実施例の動作を説明するための説明図で
ある。

【図６】第２の実施例の動作を説明するための説明図で
ある。

【図７】本発明の第３の実施例の構成を示す回路図であ
る。

【図８】第３の実施例の各部の波形を示す波形図であ
る。

【図９】本発明の第４の実施例の構成を示す回路図であ
る。

【図１０】従来装置の構成を示す回路図である。

【符号の説明】

１，２電源端子３フォトカプラ３−１受光トランジスタ３−２発光ダイオード２４，２５出力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ２２コンデンサＣＲ１〜ＣＲ５ダイオードＮ１１次巻線Ｎ２２次巻線ＮＢベース巻線ＮＧゲート巻線Ｑ１電界効果トランジスタＱ２，Ｑ３トランジスタＲ１〜Ｒ５，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ２５〜Ｒ２７抵抗Ｔ１トランスＵ１シャントレギュレータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】トランスの１次巻線に直流電源からの電
流を間欠的に供給することによって、２次巻線に誘起さ
れる電圧を整流し平滑して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、前記直流電源に対して前記１次巻線と直列接続され、ゲ
ートが抵抗器を介して前記直流電源の正極に接続された
電界効果トランジスタと、前記直流電源の負極と前記ゲート間に設けられ、制御端
に入力する電圧が所定値以上のときに導通状態となるス
イッチング手段と、前記負荷へ供給する電圧を検出する出力電圧検出手段
と、前記トランスに設けられた帰還巻線と、一端が前記電界効果トランジスタのゲートに接続され、
他端が前記帰還巻線の一端に接続された第１のコンデン
サと、一端が前記スイッチング手段の制御端に接続さ
れ、他端が前記帰還巻線の他端に接続された第２のコン
デンサと、該第２のコンデンサの前記一端と前記第１の
コンデンサの前記一端との間に設けられ、前記出力電圧
検出手段の出力に従って前記第１のコンデンサから前記
第２のコンデンサへ流れる電流の量を制御する電流制御
素子とを有するスイッチング制御手段と、前記第２のコンデンサに、前記帰還巻線の前記一端に発
生する電圧とは逆相の電圧を供給する逆相電圧供給手段
とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記逆相電圧供給手段は、前記帰還巻線
の両端間の一点を前記直流電源の負極に接続する接続線
であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。
【請求項３】前記逆相電圧供給手段は、前記帰還巻線
の前記他端と前記直流電源の負極との間に介挿された抵
抗器であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。
【請求項４】前記スイッチング手段は一方のベースを
他方のコレクタに接続するサイリスタ接続されたＰＮＰ
型トランジスタおよびＮＰＮ型トランジスタからなるこ
とを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
【請求項５】前記スイッチング制御手段は、前記第１
のコンデンサの前記一端と前記直流電源の負極間に設け
られた第１抵抗器および定電圧素子からなる直列回路
と、前記第１のコンデンサの前記一端と前記第２のコン
デンサの前記一端との間に介挿された第２抵抗器とを有
しており、前記第１のコンデンサの前記一端は、前記第
１抵抗器を介して前記電流制御素子および前記ゲートに
接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ
−ＤＣコンバータ。