JPS5838071B2 - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

スイツチングレギユレ−タ

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JPS5838071B2
JPS5838071B2 JP53103595A JP10359578A JPS5838071B2 JP S5838071 B2 JPS5838071 B2 JP S5838071B2 JP 53103595 A JP53103595 A JP 53103595A JP 10359578 A JP10359578 A JP 10359578A JP S5838071 B2 JPS5838071 B2 JP S5838071B2
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switching transistor
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は入力電圧の変動に影響されない過電流保護特性
を有するスイッチングレギュレータに関する。
一般に、スイッチングレギュレータには出力電圧と基準
電圧との差を増幅してスイッチング素子の制御信号とす
る方式がよく採用される。
その方式を採用したスイッチングレギュレータの一例を
第１図に示す。
第１図の回路は、先に本発明者等が提案したスイッチン
グレギュレータであり、発振回路１においてスイッチン
グトランジスタＱ１をオン・オフさせて、入力電源Ｅ１
から供給される直流電圧を断続して電力トランスＴを駆
動し、さらに電力トランスＴの交流出力電圧を出力整流
回路２で整流平滑し、負荷Ｒ，の両端に出力電圧Ｖｏ？
取り出している。
これとともに、誤差増幅回路３において、前記出力電圧
Ｖｏと基準電圧Ｅ２４とを比較し、その偏差値に相応し
た出力を制御回路４に供給している。
また充放電回路５はスイッチングトランジスタＱ１のオ
ン時に制御巻線Ｌ４に生じる誘起電圧によってコンデン
サＣ２に抵抗Ｒ２を介し充電し、かつスイッチングトラ
ンジスタＱ１のオフ時に前記制御巻線Ｌ４に生じる逆誘
起電圧によって充電されたコンデンサＣ２をダイオード
Ｄ２を介し放電するようになされている。
したがって、制御回路４において、誤差増幅回路３と充
放電回路５との各出力を比較し、充放電回路出力が誤差
増幅回路出力を越えたときのみ、発振回路１の断続状態
のうち、続状態を断状態に転じる制御信号を前記発振回
路１に印加して、スイッチングトランジスタＱ１をオフ
させている。
すなわち斯種のスイッチングレギュレータは負荷条件お
よび入力電圧に応じスイッチングトランジスタＱ１のオ
ン期間ＴＯＮを制御し、負荷ＲＬの両端に生じる出力電
圧Ｖ６を安定化している。
今、何らかの原因で出力電圧Ｖｏが低下すると、誤差増
幅回路３の出力ＶＡｔは上昇し、これによりスイツング
トランジスタＱがオン期間、すなわちコンデンサＣ２の
両端電圧ＶＯ２が誤差増幅回路３の出力ＶＡＩに達する
までの時間ＴＯＮは増大し、出力電圧Ｖ。
を安定化する。逆に出力電圧Ｖｏが上昇すると、誤差増
幅回路３の出力ＶＡｔは低下し、これによりスイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間ＴＯＮは減少し、出力電
圧Ｖｏを安定化する。
また斯種のスイッチングレギュレータは負荷ＲＬを重く
していくと、負荷ＲＬの両端に生じる出力電圧Ｖｏを一
定に保つように動作するため、誤差増幅回路３の出力Ｖ
Ａ１を増大させて、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ン期間ＴＯＮを増大させる。
しかしながら、誤差増幅回路３の出力ＶＡｔに上限値を
設けると、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間Ｔ
ＯＮが制限され、その制限が開始される時点から出力電
圧■。
が安定化されずに低下する。
ここでコンデンサＣ２は、スイッチング＊？トランジス
タＱのオフ期間に電力トランスＴの制御巻線Ｌ４に発生
する電圧ＶＬ４〈第２図のａに示す〉によりダイオード
Ｄ２を介して放電されるが、前記電圧ＶＬ４出力電圧Ｖ
ｏに比例するため、第２図のｂに示される放電電圧ＶＯ
Ｄは出力電圧ｖｏに比例する。
すなわち、出力電圧Ｖｏが低下すると、前記放電電圧Ｖ
ＯＤも低下し、誤差増幅回路３が出力ＶＡＩが一定であ
っても、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間Ｔ。
Ｎは減少する。これらの動作をくり返すことにより出力
電圧’Ｖｏは急速に低下する。
したがって、平常動作時におけるコンデンサＣ２の放電
電圧Ｖ。
Ｄと誤差増幅回路３の出力ＶＡＩの最大値との比率を適
当に選択することにより、第３図に示すようなフの字特
性または垂下特性、右下り特性等の任意な過電流保護特
性を実現できる。
次に第１図の回路の動作電圧、電流波形を第２図に示し
、過電流状態において入力電圧Ｖｉが変動した場合につ
いて述べる。
第１図の回路において入力電圧Ｖｉが変動すると、スイ
ッチングトランジスタＱ４のオン時に電力トランスＴの
制御巻線Ｌ４に生じる電圧ＶＬ４も変動する。
したがって充放電回路５におけるコンデンサＣ２および
抵抗Ｒ２によって与えられる時定数が一定であっても、
このＣＲ時定数回路に印加される電圧が変化するため、
コンデンサＣ２の充電電圧曲線の傾きａＶＯ２／ｄｔは
入力電圧Ｖｉに依存する。
このため、第２図のｂに示すようにコンデンサＣ２の両
端電圧ＶＣ２が誤差増幅回路３の出力ＶＡ１の最大値に
達する時間が変化する。
第２図のＣに示す制御回路４から発生する制御信号１ｒ
２は、入力電圧Ｖｉの変動にともない第２図のｄまたは
ｅに示す制御信号１ｒ３となり、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン期間Ｔ。
Ｎが変化する。ところで入力電力Ｐｉは次の（１）式で
表わされ電力トランスＴの効率が１００％であればその
まま出力電力Ｐｏとなる。
（１）式においてＬ１は１次巻線Ｌ１のインダクタンン
ス値、Ｔはオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦの和であ
る。
（１）式からは入力電圧Ｖｉが高くなり、それに相応し
て過電流動作開始点のオン期間ＴＯＮが短かくなれば出
力電力Ｐｏも一定になり、同じ出力電圧Ｖｏでは過電流
動作開始点も一定になることがわかる。
第２図の各図からも明らかなように入力電圧Ｖｉが高く
なればオン期間ＴＯＮも短かくなり、又入力電圧Ｖｉが
低くなれば期間ＴＯＮが長くなるが、入力電圧Ｖｉとオ
ン期間ＴＯＮの積が一定になるようには変化せずにどう
しても入力電圧Ｖｉと同じように出力電力Ｐｏも増減す
る。
過電流動作開始点までは出力電圧Ｖｏは安定化されるか
ら第３図に示すＶｏＩｏ特性において過電流動作開始点
Ｐｉは入力電圧Ｖｉが低くなったときＰ２となり逆に入
力電圧Ｖｉが高くなったときＰ３となるように変化する
。
また、斯種のスイッチングレギュレータは入力電圧範囲
のうち最小入力電圧において定格出力電力が得られるよ
うに通常設計されるため、最犬入力電圧においては前記
定格出力電力よりもかなり大きな電力が得られてしまう
。
したがって、最犬入力電圧において、スイッチングレギ
ュレータの出力が最大出力電力となっても回路の動作信
頼性を保つように使用部品を選択しなければならず、こ
の結果大変高価となり、不経済で、しかも小型化できな
いという欠点があった。
本発明は上記欠点を除き、かつ入力電圧の変動に影響さ
れない過電流保護特性を有するスイッチングレギュレー
タを提供することを目的としている。
すなわち本発明は、入力電源から供給される直流電圧を
スイッチングトランジスタで断続し、トランスを駆動す
る発振回路と、該トランスの交流出力電圧を整流する整
流回路と、該整流回路から得られる直流出力電圧と基準
電圧を比較し、その偏差値に相応した出力を得る誤差造
幅回路と、スイッチングトランジスタのオン時にトラン
ス巻線に生じる誘起電圧によってコンデンサに充電する
第１の充電回路および入力電源から供給される直流電圧
が設定電圧以上となったとき前記コンデンサに充電開始
する第２の充電回路、並びにスイッチングトランジスタ
のオフ時に前記トランス巻線に生じる逆誘起電圧によっ
て充電されたコンデンサをダイオードを介し放電する放
電回路からなる充放電回路と、前記発振回路の断続状態
のうち、続状態を断状態に転じるのに必要な時期付近の
み、制御信号をスイッチングトランジスタのベースに印
加する制御回路を有することを特徴とするスイッチング
レギュレータである。
？に本発明の一実施例を第４図に示し、以下に詳細に説
明する。
図中、１１は発振回路で、電力トランスＴの１次巻線Ｌ
１、２次巻線Ｌ２および帰還巻線Ｌ３、スイッチングト
ランジスタＱ１、起動抵抗Ｒ１、ベースコンデンサＣ３
、ベース抵抗Ｒ３からなる。
１２は出力整流回路で、整流ダイオードＤ１と平滑コン
デンサＣ１からなる。
１３は誤差増幅回路で、増幅器Ａ基準電源ＥＥ１からな
る。
１４は制御回路で、増幅器Ａ２と制御トランジスタＱ２
からなる。
１５は充電回路で、電力トランスＴの制御巻線Ｌい抵抗
Ｒ２およびコンデンサＣ２の第１の充電回路、前記制御
巻線Ｌ４、ツエナーダイオードＤ２、抵抗Ｒ３およびコ
ンデンサＣ２の第２の充電回路、並びに前記制御巻線Ｌ
４、コンデンサＣ２およびダイオードＤ２の放電回路か
らなる。
第４図の回路は、発振回路１１において、スイッチング
トランジスタＱ１をオンーオフさせて、入力電源Ｅ１か
ら供給される直流電圧を断続して電力トランスＴを駆動
し、さらに電力トランスＴの交流出力電圧を出力整流回
路１２で整流平滑し、負荷ＲＬの両端に出力電圧Ｖｏを
取り出している。
これとともに誤差増幅回路１３において、前記出力電圧
Ｖｏと基準電圧ＥＥｔとを比較し、その偏差値に相応し
た出力を制御回路１４に供給している。
充放電回路１５は、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ン時に制御巻線Ｌ４に生じる誘起電圧によってコンデン
サＣ２に抵抗Ｒ２を介して充電するとともに、入力電圧
Ｖｉがある設定電圧以上となったとき、ツエナーダイオ
ードＤ２および抵抗Ｒ３を介し充電するようになされて
いる。
また充放電回路１５はスイッチングトランジスタＱ１の
オフ時に前記制御巻線Ｌ４に生じる逆誘起電圧によって
充電されたコンデンサＣ２をダイオードＤ２を介し放電
する。
したがって制御回路１４において、誤差増幅回路１３と
充放電回路１５との各出力を比較し、充放電回路出力が
誤差増幅回路出力を越えたときのみ、発振回路の断続状
態のうち続状態を断状態に転じる制御信号を前記発振回
路１１に印加して、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ン期間ＴＯＮを制御し、負荷ＲＬの両端に生じる出力電
圧Ｖｏを安定している。
次に本発明の特徴としている充放電回路１５の動作につ
いて詳細に説明する。
？、スイッチングトランジスタＱがオンすると、制御巻
線Ｌ４に生じる電圧ＶＬ４は抵抗Ｒ２を介しコンデンサ
Ｃ２を充電する。
又制御巻線Ｌ４がツエナーダイオードＤＺのツエナー電
圧値以上になると、前記電圧ＶＬ４はツエナーダイオー
ドＤ２および抵抗Ｒ３の直列回路と抵抗Ｒ２を介してコ
ンデンサＣ２を充電する。
つまりコンデンサＣ２は電圧ＶＬ４の低い場合には第１
の充電回路を介して充電されるが、電圧ＶＬ４の高い場
合には並列接続されている第１の充電回路と第２の充電
回路を介して充電される。
前記コンデンサＣ２の充電電圧、所謂充放電回路１５の
出力ＶＯ２は誤差増幅回路１３の出力ＶＡ１を越えたと
き、制御回路１４はスイッチングトランジスタＱ１をオ
フさせる制御信号を発生する。
さらにスイッチングトランジスタＱ１をオフすると、制
御巻線Ｌ４にはスイッチングトランジスタＱ１のオン時
とは逆の誘起電圧が生じ、該誘起電圧はダイオードＤ２
を介して充電されたコンデンサＣ２を放電する。
上述のように動作する第４図の回路において、負荷ＲＬ
を重くしていくと、誤差増幅回路１３の出力ＶＡｔは増
大し、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間ＴＯＮ
を増加させて出力電圧Ｖｏを安定化する。
しかしながら誤差増幅回路１３の出力ＶＡｔに上限値を
設けると、負荷ＲＬが重くなり誤差増幅回路１３の出力
ＶＡ１が上限値に達した時点から出力電圧Ｖｏは安定化
されずに低下し、第１図の回路と同様に動作して過電流
保護動作が開始される。
充放電回路１５において、ツエナーダイオードＤ２およ
び抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ２へ充電を開始する時
点は、スイッチングトランジスタＱ１のオン時に制御巻
線Ｌ４に生じる電圧’ＶＬ４とツエナーダイオードＤＺ
のツエナー電圧値Ｖ，！，の偏差値（ＶＬ４ ＶＺ）に
より決定される。
電圧ＶＬ４は入力電圧Ｖｉの変動によって第５図ａのよ
うに変化するが、入力電圧Ｖｉが低く電圧ＶＬ４も低い
場合には第１の充電回路、つまり抵抗Ｒ２を介してコン
デンサＣ２は充電される。
又入力電圧Ｖｉ が上昇して電圧ＶＬ４がツエナー電圧
値■Ｚに達すると第ｌの充電回路の他に第１の充電回路
に並列接続されているンエナーダイオードＤｚ＞よび抵
抗曳、つまり第２の充電回路をも介してコンデンサＣ２
に充電される。
従って一般的にはコンデンサＣ２の充？電圧曲線の傾き
ｄＶｃ２／ｄｔは入力電圧’Ｖｉが高ければ第５図ｂの
ように大きくなるし、逆に低くて第１の充電回路だけに
よって充電される時には小さくなる。
そして制御回路１４から発生する制御信号ｉＦＢは第５
図Ｃの場合を基準にすると入力電圧Ｖｉが高い時には第
５図ｄのようになり、又入力電圧Ｖｉが低い時には第５
図ｅのようになる。
第１図のスイッチングレギュレータでは入力電圧Ｖｉが
変化したときの過電流動作開始点のオン期間ＴＯＮの変
化が不充分であり、過電流動作開始点はＰ１，Ｐ２，Ｐ
３と変化した。
しかし第４図では入力電圧Ｖｉの変化に対してそれを打
消すようにオン期間ＴＯＮ’をより大きく変化させる。
そして入力電圧Ｖｉとオン期間ＴＯＮの積を一定にして
過電流動作開始点を同一にする。
すなわち入力電圧Ｖｉの増加による抵抗Ｒ３、ツエナー
ダイオードＤＺを流れる電流を加算し、入力電圧Ｖｉが
増加したときこの回路がない従来の場合よりもコンデン
サＣ２の充電を速くしてオン期間ＴＯＮを短かくするこ
とができる。
抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵ンエナーダイオードＤｚの定数
を選択することにより第６図に示すように過電流動作開
始点Ｐ１を入力電圧Ｖｉの変化に対して略同じにするこ
とができる。
本発明によれば、従来例に比べ入力電圧の変動に影響さ
れない過電流保護特性を有するスイッチングレギュレー
タを提供でき、しかも回路の動作信頼性を向上できる。
また本発明は過電流動作開始点を一定にできるため、従
来例に比べ電子部品の最大定格のゆるいものを使用でき
、安価となり経済的で、しかも小型化ができる。
第７図は本発明の他の実施例であり、本発明は第Ｔ図に
示すように予じめ制御回路２４内に有する基準電圧ＥＲ
２と、誤差増幅回路２３の出力’ＶＡＩによって充電時
定数を可変する充放電回路２５の出力ＶＯ２を比較し、
発振回路２１のスイッチングトランジスタＱ１をオフさ
せる制御信号を発生する制御回路２４によって出力電圧
Ｖｏを安定化する回路、所謂ＣＲ時定数を用いた充放電
回路によって出力電圧Ｖｏを安定化するスイッチングレ
ギュレータにも適用でき、上述と同様に入力電圧Ｖｉの
変動により充放電回路２５の出力Ｖｃ２が変化すること
はない。
【図面の簡単な説明】
第１図：従来のスイッチングレギュレータの一例を示す
回路図、第２図：第１図の動作電圧、電流波形を示す図
、第３図：第１図のＶｏ Ｉｏ特性図、第４図二本発
明の一実施例を示す回路図、第５図、第４図の動作電圧
、電流波形を示す図、第６図：第４図のＶｏＩｏ特性図
、第７図二本発明の他の実施例を示す回路図。 １１・・・・・・発振回路、１２・・・・・・出力整流
回路、１３・・・・・・誤差増幅回路、１４・・・・・
・制御回路、１５・・・・・・充放電回路、Ｌ４・・・
・・・制御巻線、Ｃ２・・・・・・コンデンサ、Ｒ２，
Ｒ３・・・・・・抵抗、ＤＺ・・・・・・ツエナーダイ
オード、Ｄ２・・・・・・ダイオード。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 人力電源から供給される直流電圧をスイッチングト
    ランススタで接続し、トランスを駆動する発振回路と、
    該トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と該整流
    回路から得られる直流出力電圧と第１の基準電圧を比較
    し、その偏差値に相応した出力を得る誤差増幅回路と、
    スイッチングトランジスタのオン時にトランス巻線に生
    じる誘起電圧によってコンデンサを充電する第１の充電
    回路、および該誘起電圧が設定電圧以下となったとき直
    列に接続されたツエナーダイオードと抵抗を介して前記
    コンデンサに充電開始する第２の充電回路、並びにスイ
    ッチングトランジスタのオフ時に前記トランス巻線に生
    じる該誘起電圧によって充電されたコンデンサをダイオ
    ードを介し放電する放電回路からなり、夫々の回路が並
    列接続されている充放電回路と、充放電回路の出力と誤
    差増幅回路の出力を比較し、充放電回路の出力が誤差増
    幅回路の出力を越えた時に前記発振回路の断続状態のう
    ち続状態を断状態に転じる制御信号をスイッチングトラ
    ンジスタのベースに印加する制御回路を有することを特
    徴とするスイッチングレギュレータ。 ２ 人力電源から供給される直流電圧をスイッチングト
    ランジスタで断続し、トランスを駆動する発振回路と、
    該トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、該整
    流回路から得られる直流出力電圧と第１の基準電圧を比
    較し、その偏差値に相応した出力を得る誤差増幅回路と
    、スイッチングトランジスタのオン時にトランス巻線に
    生じる誘起電圧によってコンデンサを充電する第１の充
    電回路、および該誘起電圧が設定電圧以上となったとき
    直列に接続されたツエナーダイオードと抵抗を介して前
    記コンデンサに充電開始する第２の充電回路、並びにス
    イッチングトランジスタのオフ時に前記トランス巻線に
    生じる逆誘起電圧によって充電されたコンデンサをダイ
    オードを介し放電する放電回路からなり、夫々の回路が
    並列接続されている充電電回路と、誤差増幅回路の出力
    を第１の次電回路に加えることにより充電時定数の可変
    された充放電回路の出力と第２の基準電圧を比較し、充
    放電回路の出力が第２の基準電圧を越えた時に前記発振
    回路の断続状態のうち続状態を断状態に転じる制御信号
    をスイッチングトランジスタのベースに印加する制御回
    路を有することを特徴とするスイッチングレギュレータ
    。
JP53103595A 1978-08-25 1978-08-25 スイツチングレギユレ−タ Expired JPS5838071B2 (ja)

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US06/066,428 US4272805A (en) 1978-08-25 1979-08-13 Switching regulator provided with charge-discharge circuit having overcurrent protecting function and soft-start function

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