JP2999077B2 - 高力率電源装置 - Google Patents
高力率電源装置Info
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- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、商用交流入力電源電圧
を、安定な直流出力電圧に変換する電源装置、特に高力
率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
を、安定な直流出力電圧に変換する電源装置、特に高力
率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【従来技術】商用交流電源を受けて直流電圧を得るＡＣ
／ＤＣコンバータ、特に構成の簡単な高力率のＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータとして、図７に示すものがある。同図にお
いて、Ｅｉは商用の交流入力電源、ＲＣ１は入力端子Ｘ
１，Ｘ２に接続された全波整流回路、Ｌ１はチョークコ
イル、Ｃ３は共振用コンデンサ、Ｄ１はダイオード、Ｃ
１は平滑用コンデンサ、Ｑ１はスイッチング素子、Ｔ１
は巻数比１：１の１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２を持つ変
圧器、Ｄ２は出力整流ダイオード、Ｄ３はフライ・ホイ
ール・ダイオード、Ｌ２は出力平滑用チョークコイル、
Ｃ２は出力平滑用コンデンサ，Ｕ１は出力端子Ｙ１，Ｙ
２に接続された制御回路である。ここでスイッチング周
波数は商用交流周波数よりも十分に高く、またチョーク
コイルＬ１のインダクタンスはスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数に対しては十分に大きく、商用交流
の周波数に対しては十分小さな値であって、変圧器Ｔ１
の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいものとす
る。
／ＤＣコンバータ、特に構成の簡単な高力率のＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータとして、図７に示すものがある。同図にお
いて、Ｅｉは商用の交流入力電源、ＲＣ１は入力端子Ｘ
１，Ｘ２に接続された全波整流回路、Ｌ１はチョークコ
イル、Ｃ３は共振用コンデンサ、Ｄ１はダイオード、Ｃ
１は平滑用コンデンサ、Ｑ１はスイッチング素子、Ｔ１
は巻数比１：１の１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２を持つ変
圧器、Ｄ２は出力整流ダイオード、Ｄ３はフライ・ホイ
ール・ダイオード、Ｌ２は出力平滑用チョークコイル、
Ｃ２は出力平滑用コンデンサ，Ｕ１は出力端子Ｙ１，Ｙ
２に接続された制御回路である。ここでスイッチング周
波数は商用交流周波数よりも十分に高く、またチョーク
コイルＬ１のインダクタンスはスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数に対しては十分に大きく、商用交流
の周波数に対しては十分小さな値であって、変圧器Ｔ１
の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいものとす
る。
【０００２】この方式の動作を簡単に説明する。図８に
各部の波形を示す。動作が定常状態であって、平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が常に交流入力電源Ｅｉの電圧より
も高く、スイッチング周波数は固定であるものとする。
スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｅｉ→ＲＣ１→Ｌ
１→Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路ができ、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンする直前に共振用コンデンサＣ３に
残っていたエネルギーと交流入力電源Ｅｉのエネルギー
によって、スイッチング素子Ｑ１がオンする直前にチョ
ークコイルＬ１に残っていたエネルギーを増加させる電
流が流れる。
各部の波形を示す。動作が定常状態であって、平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が常に交流入力電源Ｅｉの電圧より
も高く、スイッチング周波数は固定であるものとする。
スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｅｉ→ＲＣ１→Ｌ
１→Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路ができ、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンする直前に共振用コンデンサＣ３に
残っていたエネルギーと交流入力電源Ｅｉのエネルギー
によって、スイッチング素子Ｑ１がオンする直前にチョ
ークコイルＬ１に残っていたエネルギーを増加させる電
流が流れる。
【０００３】共振用コンデンサＣ３の電圧が交流入力電
源Ｅｉの電圧に達するまでチョークコイルＬ１のエネル
ギーの増加は続き、共振用コンデンサＣ３の電圧が交流
入力電源Ｅｉの電圧を越えると、チョークコイルＬ１の
エネルギーは減少を始める。そして共振用コンデンサＣ
３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、チ
ョークコイルＬ１を流れる電流は、Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１
→Ｅｉの経路と、Ｄ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路と、
Ｄ１→ｎ１→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路とに分かれて流
れ、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少を続ける。
一方このオン期間中、２次側出力へエネルギーを供給し
ているのは、共振用コンデンサＣ３の電圧が平滑用コン
デンサＣ１の電圧を越えるまでは平滑用コンデンサＣ１
であり、共振用コンデンサＣ３の電圧が平滑用コンデン
サＣ１の電圧を越えた後は、チョークコイルＬ１と平滑
用コンデンサＣ１との両方である。この時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が上昇するか下降するかは、このと
きの負荷電流と入力電流の大きさに依存する。このオン
期間中に変圧器Ｔ１には励磁エネルギーが蓄えられる。
源Ｅｉの電圧に達するまでチョークコイルＬ１のエネル
ギーの増加は続き、共振用コンデンサＣ３の電圧が交流
入力電源Ｅｉの電圧を越えると、チョークコイルＬ１の
エネルギーは減少を始める。そして共振用コンデンサＣ
３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、チ
ョークコイルＬ１を流れる電流は、Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１
→Ｅｉの経路と、Ｄ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路と、
Ｄ１→ｎ１→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路とに分かれて流
れ、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少を続ける。
一方このオン期間中、２次側出力へエネルギーを供給し
ているのは、共振用コンデンサＣ３の電圧が平滑用コン
デンサＣ１の電圧を越えるまでは平滑用コンデンサＣ１
であり、共振用コンデンサＣ３の電圧が平滑用コンデン
サＣ１の電圧を越えた後は、チョークコイルＬ１と平滑
用コンデンサＣ１との両方である。この時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が上昇するか下降するかは、このと
きの負荷電流と入力電流の大きさに依存する。このオン
期間中に変圧器Ｔ１には励磁エネルギーが蓄えられる。
【０００４】つぎにスイッチング素子Ｑ１をオフする
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→ｎ１→Ｃ３の経路で放電され、
フライ・ホイル・ダイオードＤ３が導通するまでエネル
ギーを２次側出力へ供給し続ける。このとき、スイッチ
ング素子Ｑ１に印加される電圧は共振用コンデンサＣ３
のエネルギーが放出されるのに伴い徐々に上昇し、共振
用コンデンサＣ３の電圧がゼロになった時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧に達する。共振用コンデンサＣ３の
電圧がゼロになると、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放
出が始まり、共振用コンデンサＣ３の電圧はそれまでと
は逆向きに上昇をはじめ、共振用コンデンサＣ３と変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスとの自由振動、つまり共振
が始まり、出力整流ダイオードＤ２は逆バイアス状態に
変わる。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される
電圧は平滑用コンデンサＣ１の電圧に変圧器Ｔ１のリセ
ット電圧を加えた値となる。
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→ｎ１→Ｃ３の経路で放電され、
フライ・ホイル・ダイオードＤ３が導通するまでエネル
ギーを２次側出力へ供給し続ける。このとき、スイッチ
ング素子Ｑ１に印加される電圧は共振用コンデンサＣ３
のエネルギーが放出されるのに伴い徐々に上昇し、共振
用コンデンサＣ３の電圧がゼロになった時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧に達する。共振用コンデンサＣ３の
電圧がゼロになると、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放
出が始まり、共振用コンデンサＣ３の電圧はそれまでと
は逆向きに上昇をはじめ、共振用コンデンサＣ３と変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスとの自由振動、つまり共振
が始まり、出力整流ダイオードＤ２は逆バイアス状態に
変わる。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される
電圧は平滑用コンデンサＣ１の電圧に変圧器Ｔ１のリセ
ット電圧を加えた値となる。
【０００５】変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が終了
し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークになると、共
振用コンデンサＣ３からのエネルギーの放出が始まり、
１次巻線ｎ１に流れていた電流の向きが逆に増加してい
く。１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ１に
流れている電流と等しくなるまで上昇すると、ダイオー
ドＤ１がオフし、チョークコイルＬ１を流れていた電流
は、Ｃ３→ｎ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路に流れ、平
滑用コンデンサＣ１の充電を始める。チョークコイルＬ
１のインダクタンスは変圧器Ｔ１の励磁インダクタンス
に比べ十分に大きな値をもつので、１次巻線ｎ１に流れ
る電流の変化量が小さくなり発生する電圧も急速に減少
する。このとき、チョークコイルＬ１と１次巻線ｎ１に
は交流入力電源Ｅｉの電圧、共振用コンデンサＣ３の電
圧、平滑用コンデンサＣ１の電圧の合計が印加され、チ
ョークコイルＬ１のエネルギーは再び増加を始める。１
次巻線ｎ１に発生していた電圧がゼロまで減少し、極性
が反転しようとすると出力平滑用チョークコイルＬ２の
電流が出力整流ダイオードＤ２とフライ・ホイル・ダイ
オードＤ３とに分流するため、２次巻線ｎ２は等価的に
短絡されたことになり、１次巻線ｎ１の電圧はゼロに抑
えられ、励磁電流の変化がなくなり、チョークコイルＬ
１と共振用コンデンサＣ３、平滑用コンデンサＣ１との
自由振動による電流変化分が出力平滑用チョークコイル
Ｌ２の電流の分流として、変圧器Ｔ１の各巻線に流れ
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
は平滑用コンデンサＣ１の電圧に抑えられる。
し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークになると、共
振用コンデンサＣ３からのエネルギーの放出が始まり、
１次巻線ｎ１に流れていた電流の向きが逆に増加してい
く。１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ１に
流れている電流と等しくなるまで上昇すると、ダイオー
ドＤ１がオフし、チョークコイルＬ１を流れていた電流
は、Ｃ３→ｎ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路に流れ、平
滑用コンデンサＣ１の充電を始める。チョークコイルＬ
１のインダクタンスは変圧器Ｔ１の励磁インダクタンス
に比べ十分に大きな値をもつので、１次巻線ｎ１に流れ
る電流の変化量が小さくなり発生する電圧も急速に減少
する。このとき、チョークコイルＬ１と１次巻線ｎ１に
は交流入力電源Ｅｉの電圧、共振用コンデンサＣ３の電
圧、平滑用コンデンサＣ１の電圧の合計が印加され、チ
ョークコイルＬ１のエネルギーは再び増加を始める。１
次巻線ｎ１に発生していた電圧がゼロまで減少し、極性
が反転しようとすると出力平滑用チョークコイルＬ２の
電流が出力整流ダイオードＤ２とフライ・ホイル・ダイ
オードＤ３とに分流するため、２次巻線ｎ２は等価的に
短絡されたことになり、１次巻線ｎ１の電圧はゼロに抑
えられ、励磁電流の変化がなくなり、チョークコイルＬ
１と共振用コンデンサＣ３、平滑用コンデンサＣ１との
自由振動による電流変化分が出力平滑用チョークコイル
Ｌ２の電流の分流として、変圧器Ｔ１の各巻線に流れ
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
は平滑用コンデンサＣ１の電圧に抑えられる。
【０００６】以上の動作を繰り返してエネルギーの伝達
を行う。そして、交流入力電源Ｅｉの電圧のゼロ付近で
はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらな
かった共振用コンデンサＣ３のエネルギーが大きく、ス
イッチング素子Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１
に蓄積するエネルギーを相対的に大きくしているが、交
流入力電源Ｅｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も大
きいので、放出するエネルギーも大きくなる。一方、交
流入力電源Ｅｉの電圧のピーク付近では、スイッチング
素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらなかった共振用コ
ンデンサＣ３のエネルギーは少なく、スイッチング素子
Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１に蓄積するエネ
ルギーを相対的に小さくしているが、交流入力電源Ｅｉ
と平滑用コンデンサＣ１との電圧差も小さいので，チョ
ークコイルＬ１が放出するエネルギーも小さくなる。こ
のことから、スイッチング周波数成分を取り除くフィル
タを交流入力電源Ｅｉと全波整流回路ＲＣ１の間に設け
れば、図９に示すような入力電流が得られ、力率は改善
される。
を行う。そして、交流入力電源Ｅｉの電圧のゼロ付近で
はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらな
かった共振用コンデンサＣ３のエネルギーが大きく、ス
イッチング素子Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１
に蓄積するエネルギーを相対的に大きくしているが、交
流入力電源Ｅｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も大
きいので、放出するエネルギーも大きくなる。一方、交
流入力電源Ｅｉの電圧のピーク付近では、スイッチング
素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらなかった共振用コ
ンデンサＣ３のエネルギーは少なく、スイッチング素子
Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１に蓄積するエネ
ルギーを相対的に小さくしているが、交流入力電源Ｅｉ
と平滑用コンデンサＣ１との電圧差も小さいので，チョ
ークコイルＬ１が放出するエネルギーも小さくなる。こ
のことから、スイッチング周波数成分を取り除くフィル
タを交流入力電源Ｅｉと全波整流回路ＲＣ１の間に設け
れば、図９に示すような入力電流が得られ、力率は改善
される。
【０００７】しかし、定常状態で動作しているとき、変
圧器Ｔ１の励磁エネルギーとチョークコイルＬ１、交流
入力電源Ｅｉから供給される平滑用コンデンサＣ１の充
電エネルギーは、交流入力電源Ｅｉの電圧に多少影響さ
れるものの、負荷電流にほとんど影響されないため、図
５の直線ａで示すように負荷電流Ｉ0 が増大するのに伴
い平滑用コンデンサＣ１の電圧は大きな傾斜で降下し，
交流入力電源Ｅｉの電圧の最大値Ｅimaxに対応する負荷
電流の最大値Ｉa は小さな値となってしまう。したがっ
て，負荷電流は狭い範囲に制限されてしまい，また軽負
荷時に充電エネルギーが過剰になり、平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧が大きく上昇してしまう。そのため、スイッ
チング素子Ｑ１や平滑用コンデンサＣ１に高耐圧の部品
を使用するか、又は負荷電流範囲を狭めた設計をしなけ
ればならない。このような負荷電流範囲を越えて大きな
負荷電流をとると，コンバータとしての動作は行うが図
６に示すような歪みの比較的大きな入力電流波形にな
り、力率は低下する。これは，負荷電流が増加するのに
伴い平滑用コンデンサＣ１の電圧が低下して交流入力電
源Ｅｉの電圧の最大値Ｅimaxより減少すると、交流入力
電源Ｅｉの電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧を越える
区間ができ、スイッチング素子Ｑ１のオンオフと無関係
に電流が平滑用コンデンサＣ１に流れ込むためである。
圧器Ｔ１の励磁エネルギーとチョークコイルＬ１、交流
入力電源Ｅｉから供給される平滑用コンデンサＣ１の充
電エネルギーは、交流入力電源Ｅｉの電圧に多少影響さ
れるものの、負荷電流にほとんど影響されないため、図
５の直線ａで示すように負荷電流Ｉ0 が増大するのに伴
い平滑用コンデンサＣ１の電圧は大きな傾斜で降下し，
交流入力電源Ｅｉの電圧の最大値Ｅimaxに対応する負荷
電流の最大値Ｉa は小さな値となってしまう。したがっ
て，負荷電流は狭い範囲に制限されてしまい，また軽負
荷時に充電エネルギーが過剰になり、平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧が大きく上昇してしまう。そのため、スイッ
チング素子Ｑ１や平滑用コンデンサＣ１に高耐圧の部品
を使用するか、又は負荷電流範囲を狭めた設計をしなけ
ればならない。このような負荷電流範囲を越えて大きな
負荷電流をとると，コンバータとしての動作は行うが図
６に示すような歪みの比較的大きな入力電流波形にな
り、力率は低下する。これは，負荷電流が増加するのに
伴い平滑用コンデンサＣ１の電圧が低下して交流入力電
源Ｅｉの電圧の最大値Ｅimaxより減少すると、交流入力
電源Ｅｉの電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧を越える
区間ができ、スイッチング素子Ｑ１のオンオフと無関係
に電流が平滑用コンデンサＣ１に流れ込むためである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、簡素な回路
構成で小型軽量の経済的な電源装置において広い負荷電
流領域で高力率を得ることを課題とする。
構成で小型軽量の経済的な電源装置において広い負荷電
流領域で高力率を得ることを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明はこの課題を解決
するために、交流入力電圧を整流・平滑し、この整流電
圧をスイッチング半導体素子によりオン・オフして変圧
器の１次巻線に印加し、２次巻線に高周波交流電圧を得
て、この高周波交流電圧を整流・平滑して所定の電圧を
得るようにしたコンバータ回路において、入力整流回路
と入力平滑用コンデンサとの間に、昇圧用のチョークコ
イルとダイオードとを挿入し、このチョークコイルとダ
イオードの接続点とスイッチング素子の変圧器側の接続
点に共振用コンデンサを接続し、さらに、変圧器の１次
巻線と直列に補償用インダクタンス手段を挿入したこと
を特徴とする高力率電源装置を提案するものである。
するために、交流入力電圧を整流・平滑し、この整流電
圧をスイッチング半導体素子によりオン・オフして変圧
器の１次巻線に印加し、２次巻線に高周波交流電圧を得
て、この高周波交流電圧を整流・平滑して所定の電圧を
得るようにしたコンバータ回路において、入力整流回路
と入力平滑用コンデンサとの間に、昇圧用のチョークコ
イルとダイオードとを挿入し、このチョークコイルとダ
イオードの接続点とスイッチング素子の変圧器側の接続
点に共振用コンデンサを接続し、さらに、変圧器の１次
巻線と直列に補償用インダクタンス手段を挿入したこと
を特徴とする高力率電源装置を提案するものである。
【００１０】
【実施例】この発明は基本的には，新たに付加した補償
用インダクタンス手段Ｌ３の蓄積エネルギーが一旦共振
用コンデンサＣ３へ移り，さらに平滑用コンデンサＣ１
へ移ることにより，負荷電流に比例した充電エネルギー
を平滑用コンデンサＣ１与え，これにより負荷電流と平
滑用コンデンサＣ１の電圧との関係を図５に示す直線ａ
から直線ｂに改善し，これによって広い負荷電流の範囲
にわたって高力率を維持することを主な特徴としてい
る。図１により、本発明に係る高力率電源装置の一実施
例について説明する。図１において，Ｅｉは商用の交流
入力電源、Ｘ１，Ｘ２は入力端子、ＲＣ１は全波整流回
路、Ｌ１は昇圧用のチョークコイル、Ｄ１はダイオー
ド、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｃ３は共振用コンデン
サ、Ｌ３は新たに付加された補償用インダクタンス手段
として用いられるインダクタ、Ｔ１は巻数比１：１の１
次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２を持つ変圧器である。また，
Ｄ２は出力整流用ダイオード、Ｄ３はフライ・ホイール
・ダイオード、Ｌ２は出力平滑用チョークコイル、Ｃ２
は出力平滑用コンデンサであり、これらは出力側整流・
平滑回路ＲＣ２を構成する。スイッチング素子Ｑ１はＦ
ＥＴのようなスイッチング半導体素子からなり、制御回
路Ｕ１はスイッチング素子Ｑ１を商用交流周波数よりも
十分に高い周波数でオン・オフ駆動する。ここでチョー
クコイルＬ１のインダクタンスはスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング周波数に対しては十分に大きな値とな
り、商用交流の周波数に対しては十分小さな値で、変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいもの
とする。
用インダクタンス手段Ｌ３の蓄積エネルギーが一旦共振
用コンデンサＣ３へ移り，さらに平滑用コンデンサＣ１
へ移ることにより，負荷電流に比例した充電エネルギー
を平滑用コンデンサＣ１与え，これにより負荷電流と平
滑用コンデンサＣ１の電圧との関係を図５に示す直線ａ
から直線ｂに改善し，これによって広い負荷電流の範囲
にわたって高力率を維持することを主な特徴としてい
る。図１により、本発明に係る高力率電源装置の一実施
例について説明する。図１において，Ｅｉは商用の交流
入力電源、Ｘ１，Ｘ２は入力端子、ＲＣ１は全波整流回
路、Ｌ１は昇圧用のチョークコイル、Ｄ１はダイオー
ド、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｃ３は共振用コンデン
サ、Ｌ３は新たに付加された補償用インダクタンス手段
として用いられるインダクタ、Ｔ１は巻数比１：１の１
次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２を持つ変圧器である。また，
Ｄ２は出力整流用ダイオード、Ｄ３はフライ・ホイール
・ダイオード、Ｌ２は出力平滑用チョークコイル、Ｃ２
は出力平滑用コンデンサであり、これらは出力側整流・
平滑回路ＲＣ２を構成する。スイッチング素子Ｑ１はＦ
ＥＴのようなスイッチング半導体素子からなり、制御回
路Ｕ１はスイッチング素子Ｑ１を商用交流周波数よりも
十分に高い周波数でオン・オフ駆動する。ここでチョー
クコイルＬ１のインダクタンスはスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング周波数に対しては十分に大きな値とな
り、商用交流の周波数に対しては十分小さな値で、変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいもの
とする。
【００１１】補償用インダクタＬ３の値は変圧器Ｔ１の
励磁インダクタンスの値よりも小さいものとし，また補
償用インダクタＬ３は変圧器Ｔ１の漏れインダクタンス
をその一部分，または全部として利用することも可能で
ある。動作は定常状態であって、平滑用コンデンサＣ１
の電圧が常に交流入力電源Ｅｉの電圧よりも高く、スイ
ッチング周波数は固定であるものとする。このときの各
部の波形を図２に示す。
励磁インダクタンスの値よりも小さいものとし，また補
償用インダクタＬ３は変圧器Ｔ１の漏れインダクタンス
をその一部分，または全部として利用することも可能で
ある。動作は定常状態であって、平滑用コンデンサＣ１
の電圧が常に交流入力電源Ｅｉの電圧よりも高く、スイ
ッチング周波数は固定であるものとする。このときの各
部の波形を図２に示す。
【００１２】スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｅｉ
→ＲＣ１→Ｌ１→Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路がで
き、スイッチング素子Ｑ１がオンする直前に共振用コン
デンサＣ３に残っていたエネルギーと交流入力電源Ｅｉ
のエネルギーによって、スイッチング素子Ｑ１がオンす
る直前にチョークコイルＬ１に残っていたエネルギーを
増加させる電流が流れる。共振用コンデンサＣ３の電圧
が交流入力電源Ｅｉの電圧に達するまでチョークコイル
Ｌ１のエネルギーの増加は続き、共振用コンデンサＣ３
の電圧が交流入力電源Ｅｉの電圧を越えると、チョーク
コイルＬ１のエネルギーは減少を始める。共振用コンデ
ンサＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達する
と、チョークコイルＬ１を流れる電流は、Ｃ３→Ｑ１→
ＲＣ１→Ｅｉの経路と，Ｄ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経
路と、Ｄ１→補償用インダクタＬ３→ｎ１→Ｑ１→ＲＣ
１→Ｅｉの経路とに分かれて流れ、チョークコイルＬ１
のエネルギーは減少を続ける。一方このオン期間中、２
次側出力へエネルギーを供給しているのは、共振用コン
デンサＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達す
るまでは平滑用コンデンサＣ１であり、共振用コンデン
サＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達した後
は、チョークコイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１の両方
である。この時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧が上昇
するか下降するかは、このときの負荷電流と入力電流の
大きさに依存する。このオン期間中に変圧器Ｔ１には励
磁エネルギーが蓄えられ、補償用インダクタＬ３には負
荷電流に比例したエネルギーが蓄えられる。
→ＲＣ１→Ｌ１→Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路がで
き、スイッチング素子Ｑ１がオンする直前に共振用コン
デンサＣ３に残っていたエネルギーと交流入力電源Ｅｉ
のエネルギーによって、スイッチング素子Ｑ１がオンす
る直前にチョークコイルＬ１に残っていたエネルギーを
増加させる電流が流れる。共振用コンデンサＣ３の電圧
が交流入力電源Ｅｉの電圧に達するまでチョークコイル
Ｌ１のエネルギーの増加は続き、共振用コンデンサＣ３
の電圧が交流入力電源Ｅｉの電圧を越えると、チョーク
コイルＬ１のエネルギーは減少を始める。共振用コンデ
ンサＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達する
と、チョークコイルＬ１を流れる電流は、Ｃ３→Ｑ１→
ＲＣ１→Ｅｉの経路と，Ｄ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経
路と、Ｄ１→補償用インダクタＬ３→ｎ１→Ｑ１→ＲＣ
１→Ｅｉの経路とに分かれて流れ、チョークコイルＬ１
のエネルギーは減少を続ける。一方このオン期間中、２
次側出力へエネルギーを供給しているのは、共振用コン
デンサＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達す
るまでは平滑用コンデンサＣ１であり、共振用コンデン
サＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達した後
は、チョークコイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１の両方
である。この時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧が上昇
するか下降するかは、このときの負荷電流と入力電流の
大きさに依存する。このオン期間中に変圧器Ｔ１には励
磁エネルギーが蓄えられ、補償用インダクタＬ３には負
荷電流に比例したエネルギーが蓄えられる。
【００１３】つぎにスイッチング素子Ｑ１をオフする
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→補償用インダクタＬ３→ｎ１→
Ｃ３の経路で放電され、フライ・ホイル・ダイオードＤ
３が導通するまでエネルギーを２次側出力へ供給し続け
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
は共振用コンデンサＣ３のエネルギーが放出されるのに
伴い徐々に上昇し、共振用コンデンサＣ３の電圧がゼロ
になった時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧に達する。
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→補償用インダクタＬ３→ｎ１→
Ｃ３の経路で放電され、フライ・ホイル・ダイオードＤ
３が導通するまでエネルギーを２次側出力へ供給し続け
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
は共振用コンデンサＣ３のエネルギーが放出されるのに
伴い徐々に上昇し、共振用コンデンサＣ３の電圧がゼロ
になった時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧に達する。
【００１４】共振用コンデンサＣ３の電圧が減少しゼロ
になると、補償用インダクタＬ３と変圧器Ｔ１の１次巻
線ｎ１の電圧もゼロまで減少し，フライ・ホイル・ダイ
オードＤ３の逆バイアス状態が維持できなくなり，出力
平滑用チョークコイルＬ２に流れる電流が出力整流ダイ
オードＤ２からフライ・ホイル・ダイオードＤ３に分流
を始め、変圧器Ｔ１の２次巻線ｎ２は等価的に短絡さ
れ、１次巻線ｎ１の電圧はゼロになるので、補償用イン
ダクタＬ３に蓄えられたエネルギーが放出を始め，共振
用コンデンサＣ３の電圧はそれまでとは逆向きに上昇を
はじめ、共振用コンデンサＣ３と補償用インダクタＬ３
との自由振動，つまり共振が始まる。補償用インダクタ
Ｌ３の蓄積エネルギーはＬ３→ｎ１→Ｃ３→Ｄ１→Ｌ３
の経路で電流を流し，図２に示すように共振用コンデン
サＣ３を充電する。この充電は，補償用インダクタＬ３
を流れる電流が変圧器Ｔ１の励磁電流まで減少するとこ
ろで終了する。補償用インダクタＬ３の蓄積エネルギー
による充電期間Ｔで，共振用コンデンサＣ３は電圧ＶL3
だけ充電され，この電圧ＶL3は負荷電流に依存する電圧
である。補償用インダクタＬ３を流れる電流が変圧器Ｔ
１の励磁電流まで減少したところで、変圧器Ｔ１の励磁
エネルギーの放出が始まり、出力整流ダイオードＤ２は
逆バイアス状態に変わる。このとき、スイッチング素子
Ｑ１に印加される電圧は平滑用コンデンサＣ１の電圧に
補償用インダクタＬ３に発生している電圧と変圧器Ｔ１
のリセット電圧とを加えた値となる。
になると、補償用インダクタＬ３と変圧器Ｔ１の１次巻
線ｎ１の電圧もゼロまで減少し，フライ・ホイル・ダイ
オードＤ３の逆バイアス状態が維持できなくなり，出力
平滑用チョークコイルＬ２に流れる電流が出力整流ダイ
オードＤ２からフライ・ホイル・ダイオードＤ３に分流
を始め、変圧器Ｔ１の２次巻線ｎ２は等価的に短絡さ
れ、１次巻線ｎ１の電圧はゼロになるので、補償用イン
ダクタＬ３に蓄えられたエネルギーが放出を始め，共振
用コンデンサＣ３の電圧はそれまでとは逆向きに上昇を
はじめ、共振用コンデンサＣ３と補償用インダクタＬ３
との自由振動，つまり共振が始まる。補償用インダクタ
Ｌ３の蓄積エネルギーはＬ３→ｎ１→Ｃ３→Ｄ１→Ｌ３
の経路で電流を流し，図２に示すように共振用コンデン
サＣ３を充電する。この充電は，補償用インダクタＬ３
を流れる電流が変圧器Ｔ１の励磁電流まで減少するとこ
ろで終了する。補償用インダクタＬ３の蓄積エネルギー
による充電期間Ｔで，共振用コンデンサＣ３は電圧ＶL3
だけ充電され，この電圧ＶL3は負荷電流に依存する電圧
である。補償用インダクタＬ３を流れる電流が変圧器Ｔ
１の励磁電流まで減少したところで、変圧器Ｔ１の励磁
エネルギーの放出が始まり、出力整流ダイオードＤ２は
逆バイアス状態に変わる。このとき、スイッチング素子
Ｑ１に印加される電圧は平滑用コンデンサＣ１の電圧に
補償用インダクタＬ３に発生している電圧と変圧器Ｔ１
のリセット電圧とを加えた値となる。
【００１５】変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が終了
し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークになると、共
振用コンデンサＣ３からのエネルギー放出が始まり、補
償用インダクタＬ３、ｎ１に流れていた電流の向きが逆
向きに増加していく。補償用インダクタＬ３、１次巻線
ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ１に流れている電
流と等しくなるまで上昇すると、ダイオードＤ１がオフ
し、チョークコイルＬ１を流れていた電流は、Ｃ３→ｎ
１→補償用インダクタＬ３→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路
に流れ、共振用コンデンサＣ３の持つエネルギーとチョ
ークコイルＬ１のエネルギーで平滑用コンデンサＣ１の
充電を始める。チョークコイルＬ１のインダクタンスは
変圧器Ｔ１の励磁インダクタンスと補償用インダクタＬ
３に比べ十分に大きな値をもつので、補償用インダクタ
Ｌ３、１次巻線ｎ１に流れる電流の変化量が小さくなり
発生する電圧も急速に減少する。このとき、チョークコ
イルＬ１と補償用インダクタＬ３と１次巻線ｎ１には交
流入力電源Ｅｉの電圧、共振用コンデンサＣ３の電圧、
平滑用コンデンサＣ１の電圧の合計が印加され、チョー
クコイルＬ１のエネルギーは再び増加を始める。
し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークになると、共
振用コンデンサＣ３からのエネルギー放出が始まり、補
償用インダクタＬ３、ｎ１に流れていた電流の向きが逆
向きに増加していく。補償用インダクタＬ３、１次巻線
ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ１に流れている電
流と等しくなるまで上昇すると、ダイオードＤ１がオフ
し、チョークコイルＬ１を流れていた電流は、Ｃ３→ｎ
１→補償用インダクタＬ３→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路
に流れ、共振用コンデンサＣ３の持つエネルギーとチョ
ークコイルＬ１のエネルギーで平滑用コンデンサＣ１の
充電を始める。チョークコイルＬ１のインダクタンスは
変圧器Ｔ１の励磁インダクタンスと補償用インダクタＬ
３に比べ十分に大きな値をもつので、補償用インダクタ
Ｌ３、１次巻線ｎ１に流れる電流の変化量が小さくなり
発生する電圧も急速に減少する。このとき、チョークコ
イルＬ１と補償用インダクタＬ３と１次巻線ｎ１には交
流入力電源Ｅｉの電圧、共振用コンデンサＣ３の電圧、
平滑用コンデンサＣ１の電圧の合計が印加され、チョー
クコイルＬ１のエネルギーは再び増加を始める。
【００１６】１次巻線ｎ１に発生していた電圧がゼロま
で減少し、極性が反転しようとすると出力平滑用チョー
クコイルＬ２の電流が出力整流ダイオードＤ２とフライ
・ホイル・ダイオードＤ３とに分流するため、２次巻線
ｎ２は等価的に短絡されたことになり、１次巻線ｎ１の
電圧はゼロに抑えられ、励磁電流の変化がなくなり、チ
ョークコイルＬ１，補償用インダクタＬ３，共振用コン
デンサＣ３および平滑用コンデンサＣ１を通して流れる
電流の変化分が出力平滑用チョークＬ２の電流の分流と
して、変圧器Ｔ１の各巻線に流れる。このとき、スイッ
チング素子Ｑ１に印加される電圧は平滑用コンデンサＣ
１の電圧に抑えられる。
で減少し、極性が反転しようとすると出力平滑用チョー
クコイルＬ２の電流が出力整流ダイオードＤ２とフライ
・ホイル・ダイオードＤ３とに分流するため、２次巻線
ｎ２は等価的に短絡されたことになり、１次巻線ｎ１の
電圧はゼロに抑えられ、励磁電流の変化がなくなり、チ
ョークコイルＬ１，補償用インダクタＬ３，共振用コン
デンサＣ３および平滑用コンデンサＣ１を通して流れる
電流の変化分が出力平滑用チョークＬ２の電流の分流と
して、変圧器Ｔ１の各巻線に流れる。このとき、スイッ
チング素子Ｑ１に印加される電圧は平滑用コンデンサＣ
１の電圧に抑えられる。
【００１７】以上の動作を繰り返してエネルギーの伝達
を行う。そして、交流入力電源Ｅｉの電圧のゼロ付近で
はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらな
かった共振用コンデンサＣ３のエネルギーが大きく、ス
イッチング素子Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１
に蓄積するエネルギーを相対的に大きくしているが、交
流入力電源Ｅｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も大
きいので、放出するエネルギーも大きくなる。一方、交
流入力電源Ｅｉの電圧のピーク付近では、スイッチング
素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらなかった共振用コ
ンデンサＣ３のエネルギーは少なく、スイッチング素子
Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１に蓄積するエネ
ルギーを相対的に小さくしているが、交流入力電源Ｅｉ
と平滑用コンデンサＣ１との電圧差も小さいので放出す
るエネルギーも小さくなる。このことから、チョークコ
イルＬ１に流れる電流は、図４に示すような入力電流に
なり、力率は改善される。
を行う。そして、交流入力電源Ｅｉの電圧のゼロ付近で
はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらな
かった共振用コンデンサＣ３のエネルギーが大きく、ス
イッチング素子Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１
に蓄積するエネルギーを相対的に大きくしているが、交
流入力電源Ｅｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も大
きいので、放出するエネルギーも大きくなる。一方、交
流入力電源Ｅｉの電圧のピーク付近では、スイッチング
素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらなかった共振用コ
ンデンサＣ３のエネルギーは少なく、スイッチング素子
Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１に蓄積するエネ
ルギーを相対的に小さくしているが、交流入力電源Ｅｉ
と平滑用コンデンサＣ１との電圧差も小さいので放出す
るエネルギーも小さくなる。このことから、チョークコ
イルＬ１に流れる電流は、図４に示すような入力電流に
なり、力率は改善される。
【００１８】さらに、図２の期間Ｔで補償用インダクタ
Ｌ３が負荷電流に比例したエネルギーを共振用コンデン
サＣ３に供給してその充電電圧を電圧ＶL3上昇させ，平
滑用コンデンサＣ１へ供給するエネルギーを増加させる
ので、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの割合を小さくする
ことができ、平滑用コンデンサＣ１の充電エネルギーを
負荷電流の大きなときには大きく、小さなときには小さ
くでき、軽負荷時に平滑用コンデンサＣ１の電圧が過大
に上昇することを防げ、高力率で動作する負荷範囲を広
く設定できる。
Ｌ３が負荷電流に比例したエネルギーを共振用コンデン
サＣ３に供給してその充電電圧を電圧ＶL3上昇させ，平
滑用コンデンサＣ１へ供給するエネルギーを増加させる
ので、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの割合を小さくする
ことができ、平滑用コンデンサＣ１の充電エネルギーを
負荷電流の大きなときには大きく、小さなときには小さ
くでき、軽負荷時に平滑用コンデンサＣ１の電圧が過大
に上昇することを防げ、高力率で動作する負荷範囲を広
く設定できる。
【００１９】次に図３により本発明の第２の実施例を説
明する。この実施例は図１に示した実施例と同様の構成
であるが、構成上の相違点としては、変圧器Ｔ１の接続
極性が図１の場合と異なり、逆極性になる点、および出
力側整流・平滑回路ＲＣ２が出力整流ダイオードＤ２と
出力平滑コンデンサＣ２のみからなる半波整流回路であ
る点である。そして、この構成上の相違点による動作の
違いとしては、コンバータ動作の部分がいわゆるフォワ
ード型からフライバック型に置き換えられて対応する。
それ以外の本発明の目的とする高力率を得る点、平滑用
コンデンサＣ１への充電エネルギーを負荷電流を考慮し
たエネルギーとして供給する点については共通である。
重複を避けながら以下に動作の説明をする。
明する。この実施例は図１に示した実施例と同様の構成
であるが、構成上の相違点としては、変圧器Ｔ１の接続
極性が図１の場合と異なり、逆極性になる点、および出
力側整流・平滑回路ＲＣ２が出力整流ダイオードＤ２と
出力平滑コンデンサＣ２のみからなる半波整流回路であ
る点である。そして、この構成上の相違点による動作の
違いとしては、コンバータ動作の部分がいわゆるフォワ
ード型からフライバック型に置き換えられて対応する。
それ以外の本発明の目的とする高力率を得る点、平滑用
コンデンサＣ１への充電エネルギーを負荷電流を考慮し
たエネルギーとして供給する点については共通である。
重複を避けながら以下に動作の説明をする。
【００２０】スイッチング素子Ｑ１がオンの期間では，
１次側の電流が前記第１の実施例と同様な経路で流れる
ので、説明を省く。このオン期間中、ダイオードＤ２は
逆バイアス状態にあってオフしており、２次側電流は流
れない。したがって、補償用インダクタＬ３と１次巻線
ｎ１には平滑用コンデンサＣ１の電圧で電流が流れ、励
磁エネルギーを蓄える。共振用コンデンサＣ３の電圧が
平滑用コンデンサＣ１の電圧に達するまでは平滑用コン
デンサＣ１の電圧で励磁エネルギーを蓄え、共振用コン
デンサＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達し
た後は、チョークコイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１と
の両方から励磁エネルギーを供給する。この時点で平滑
用コンデンサＣ１の電圧が上昇するか下降するかは、こ
のときの負荷電流と入力電流の大きさに依存する。
１次側の電流が前記第１の実施例と同様な経路で流れる
ので、説明を省く。このオン期間中、ダイオードＤ２は
逆バイアス状態にあってオフしており、２次側電流は流
れない。したがって、補償用インダクタＬ３と１次巻線
ｎ１には平滑用コンデンサＣ１の電圧で電流が流れ、励
磁エネルギーを蓄える。共振用コンデンサＣ３の電圧が
平滑用コンデンサＣ１の電圧に達するまでは平滑用コン
デンサＣ１の電圧で励磁エネルギーを蓄え、共振用コン
デンサＣ３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達し
た後は、チョークコイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１と
の両方から励磁エネルギーを供給する。この時点で平滑
用コンデンサＣ１の電圧が上昇するか下降するかは、こ
のときの負荷電流と入力電流の大きさに依存する。
【００２１】つぎにスイッチング素子Ｑ１をオフする
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｌ１の経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→Ｌ３→ｎ１→Ｃ３の経路で放電
され、補償用インダクタＬ３と変圧器Ｔ１の励磁エネル
ギーを増加させる。このとき、スイッチング素子Ｑ１に
印加される電圧は共振用コンデンサＣ３のエネルギーが
放出されるのにともない徐々に上昇し、共振用コンデン
サＣ３の電圧がゼロになった時点で平滑用コンデンサＣ
１の電圧に達する。
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｌ１の経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→Ｌ３→ｎ１→Ｃ３の経路で放電
され、補償用インダクタＬ３と変圧器Ｔ１の励磁エネル
ギーを増加させる。このとき、スイッチング素子Ｑ１に
印加される電圧は共振用コンデンサＣ３のエネルギーが
放出されるのにともない徐々に上昇し、共振用コンデン
サＣ３の電圧がゼロになった時点で平滑用コンデンサＣ
１の電圧に達する。
【００２２】共振用コンデンサＣ３の電圧がゼロになる
と、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーが放出を始め、共振用
コンデンサＣ３の電圧はそれまでとは逆向きに上昇を始
め、共振用コンデンサＣ３と変圧器Ｔ１の励磁インダク
タンスと補償用インダクタＬ３との自由振動が始まる。
１次巻線ｎ１の電圧が出力平滑用コンデンサＣ２の電圧
に達すると，出力整流用ダイオードＤ２が導通を始め、
変圧器Ｔ１の励磁エネルギーが出力へのエネルギー供給
を始める。そして、１次巻線ｎ１の電圧は出力平滑用コ
ンデンサＣ２の電圧にクランプされ、この時点以降は補
償用インダクタＬ３と共振用コンデンサＣ３との自由振
動となり、共振用コンデンサＣ３の電圧を上昇させる。
このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧は平
滑用コンデンサＣ１の電圧に補償用インダクタＬ３に発
生している電圧と出力平滑用コンデンサＣ２の電圧にク
ランプされている１次巻線ｎ１の電圧とを加えた値とな
る。
と、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーが放出を始め、共振用
コンデンサＣ３の電圧はそれまでとは逆向きに上昇を始
め、共振用コンデンサＣ３と変圧器Ｔ１の励磁インダク
タンスと補償用インダクタＬ３との自由振動が始まる。
１次巻線ｎ１の電圧が出力平滑用コンデンサＣ２の電圧
に達すると，出力整流用ダイオードＤ２が導通を始め、
変圧器Ｔ１の励磁エネルギーが出力へのエネルギー供給
を始める。そして、１次巻線ｎ１の電圧は出力平滑用コ
ンデンサＣ２の電圧にクランプされ、この時点以降は補
償用インダクタＬ３と共振用コンデンサＣ３との自由振
動となり、共振用コンデンサＣ３の電圧を上昇させる。
このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧は平
滑用コンデンサＣ１の電圧に補償用インダクタＬ３に発
生している電圧と出力平滑用コンデンサＣ２の電圧にク
ランプされている１次巻線ｎ１の電圧とを加えた値とな
る。
【００２３】補償用インダクタＬ３の励磁エネルギーの
放出が終了し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークに
なると、共振用コンデンサＣ３からのエネルギー放出が
始まり、補償用インダクタＬ３、１次巻線ｎ１に流れて
いた電流の向きが逆向きに増加していく。補償用インダ
クタＬ３、１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイル
Ｌ１に流れている電流と等しくなるまで上昇すると、ダ
イオードＤ１がオフし、チョークコイルＬ１を流れてい
た電流は、Ｃ３→ｎ１→Ｌ３→Ｃ１→ＲＣ１→Ｌ１の経
路に流れ、共振用コンデンサＣ３のエネルギーとチョー
クコイルＬ１のエネルギーとで平滑用コンデンサＣ１の
充電を始める。チョークコイルＬ１のインダクタンスは
変圧器Ｔ１の励磁インダクタンスと補償用インダクタＬ
３に比べ十分に大きな値をもつので、補償用インダクタ
Ｌ３、１次巻線ｎ１に流れる電流の変化量が小さくな
り，発生する電圧も急速に減少する。このとき、チョー
クコイルＬ１と補償用インダクタＬ３には交流入力電源
Ｅｉの電圧、共振用コンデンサＣ３の電圧、平滑用コン
デンサＣ１の電圧、出力平滑用コンデンサＣ２の電圧に
クランプされている１次巻線ｎ１の電圧の合計が印加さ
れ、チョークコイルＬ１のエネルギーは再び増加を始め
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
は平滑用コンデンサＣ１の電圧に出力平滑用コンデンサ
Ｃ２の電圧にクランプされている１次巻線ｎ１の電圧を
加えた値になる。
放出が終了し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークに
なると、共振用コンデンサＣ３からのエネルギー放出が
始まり、補償用インダクタＬ３、１次巻線ｎ１に流れて
いた電流の向きが逆向きに増加していく。補償用インダ
クタＬ３、１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイル
Ｌ１に流れている電流と等しくなるまで上昇すると、ダ
イオードＤ１がオフし、チョークコイルＬ１を流れてい
た電流は、Ｃ３→ｎ１→Ｌ３→Ｃ１→ＲＣ１→Ｌ１の経
路に流れ、共振用コンデンサＣ３のエネルギーとチョー
クコイルＬ１のエネルギーとで平滑用コンデンサＣ１の
充電を始める。チョークコイルＬ１のインダクタンスは
変圧器Ｔ１の励磁インダクタンスと補償用インダクタＬ
３に比べ十分に大きな値をもつので、補償用インダクタ
Ｌ３、１次巻線ｎ１に流れる電流の変化量が小さくな
り，発生する電圧も急速に減少する。このとき、チョー
クコイルＬ１と補償用インダクタＬ３には交流入力電源
Ｅｉの電圧、共振用コンデンサＣ３の電圧、平滑用コン
デンサＣ１の電圧、出力平滑用コンデンサＣ２の電圧に
クランプされている１次巻線ｎ１の電圧の合計が印加さ
れ、チョークコイルＬ１のエネルギーは再び増加を始め
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
は平滑用コンデンサＣ１の電圧に出力平滑用コンデンサ
Ｃ２の電圧にクランプされている１次巻線ｎ１の電圧を
加えた値になる。
【００２４】そして変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出
が終わると、その１次巻線ｎ１の電圧は急速に減少す
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
はほぼ平滑用コンデンサＣ１の電圧に抑えられる。以上
の動作を繰り返してエネルギーの伝達を行う。この実施
例の効果は前記実施例と全く同様であるので省略する。
なお，この実施例において，１次巻線ｎ１とスイッチン
グ素子Ｑ１と共振用コンデンサＣ３の３者の接続点と，
スイッチング素子Ｑ１と平滑用コンデンサＣ１との接続
点との間に，スイッチング素子Ｑ１と直列にダイオード
を接続しても前述と同様に動作し，同じ効果が得られ
る。
が終わると、その１次巻線ｎ１の電圧は急速に減少す
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
はほぼ平滑用コンデンサＣ１の電圧に抑えられる。以上
の動作を繰り返してエネルギーの伝達を行う。この実施
例の効果は前記実施例と全く同様であるので省略する。
なお，この実施例において，１次巻線ｎ１とスイッチン
グ素子Ｑ１と共振用コンデンサＣ３の３者の接続点と，
スイッチング素子Ｑ１と平滑用コンデンサＣ１との接続
点との間に，スイッチング素子Ｑ１と直列にダイオード
を接続しても前述と同様に動作し，同じ効果が得られ
る。
【００２５】
【発明の効果】本発明は、以上述べたような特徴を有
し、平滑用コンデンサの充電に，補償用インダクタによ
る負荷電流の大きさに依存するエネルギーを供給するこ
とで，図５に示すように負荷電流の最大値を従来のＩa
からＩb へと大きくすることができると共に，軽負荷時
に平滑用コンデンサＣ１の電圧が過大に上昇することを
防ぐことができる。このことは、高力率で動作する負荷
範囲を広く設定でき、少なくとも１つのスイッチング素
子で出力電圧の安定化制御を行うと同時に、交流入力電
流の波形の改善ができ、力率は０．９８程度まで向上さ
せることができる。またスイッチング素子が一つである
ので、前置コンバータを設けた場合のような相互干渉は
存在しない。さらにまたコンバータの共振作用により、
スイッチング素子はゼロボルトスイッチングとなり、そ
の共振用コンデンサはロスレススナバの役割を果たし、
スイッチング素子のスナバ回路は不要となる。さらにコ
ンバータの共振作用は変圧器のリセット回路の役割を果
たしており、コンバータ変圧器はリセット巻線及び、リ
セットダイオードが不要となる。以上述べたように本発
明にかかる電源装置は簡素な構成であって、小型軽量、
高力率、高効率の効果を有するものである。
し、平滑用コンデンサの充電に，補償用インダクタによ
る負荷電流の大きさに依存するエネルギーを供給するこ
とで，図５に示すように負荷電流の最大値を従来のＩa
からＩb へと大きくすることができると共に，軽負荷時
に平滑用コンデンサＣ１の電圧が過大に上昇することを
防ぐことができる。このことは、高力率で動作する負荷
範囲を広く設定でき、少なくとも１つのスイッチング素
子で出力電圧の安定化制御を行うと同時に、交流入力電
流の波形の改善ができ、力率は０．９８程度まで向上さ
せることができる。またスイッチング素子が一つである
ので、前置コンバータを設けた場合のような相互干渉は
存在しない。さらにまたコンバータの共振作用により、
スイッチング素子はゼロボルトスイッチングとなり、そ
の共振用コンデンサはロスレススナバの役割を果たし、
スイッチング素子のスナバ回路は不要となる。さらにコ
ンバータの共振作用は変圧器のリセット回路の役割を果
たしており、コンバータ変圧器はリセット巻線及び、リ
セットダイオードが不要となる。以上述べたように本発
明にかかる電源装置は簡素な構成であって、小型軽量、
高力率、高効率の効果を有するものである。
【図１】本発明にかかる電源装置の一実施例を示す図面
である。
である。
【図２】本発明の実施例における各部波形を示す図面で
ある。
ある。
【図３】本発明にかかる電源装置の別の一実施例を示す
図面である。
図面である。
【図４】本発明にかかる電源装置の入力波形を説明する
ための図面である。
ための図面である。
【図５】本発明と従来技術との特性を比較するための図
面である。
面である。
【図６】従来電源装置の入力波形を説明するための図面
である。
である。
【図７】従来のＡＣ／ＤＣコンバータを説明するための
図面である。
図面である。
【図８】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの各部波形を示す
図面である。
図面である。
【図９】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの交流入力電流・
電圧波形を示す図面である。
電圧波形を示す図面である。
Ｅｉ・・・商用の交流入力電源、 Ｘ１，Ｘ２・・
・入力端子 ＲＣ１・・・全波整流回路， Ｌ１・・・昇圧
用のチョークコイル Ｄ１・・・ダイオード、 Ｃ１・・・平滑
用コンデンサ Ｃ３・・・共振用コンデンサ、 Ｌ３・・・補償
用インダクタ Ｔ１・・・変圧器， Ｕ１・・・制御
回路 Ｑ１・・・スイッチング素子， Ｃ２・・・出力
平滑用コンデンサ Ｄ２・・・出力整流用ダイオード， Ｄ３・・・フライ・ホイール・ダイオード、 Ｌ２・・・出力平滑用チョークコイル、 ＲＣ２・・・出力側整流・平滑回路、
・入力端子 ＲＣ１・・・全波整流回路， Ｌ１・・・昇圧
用のチョークコイル Ｄ１・・・ダイオード、 Ｃ１・・・平滑
用コンデンサ Ｃ３・・・共振用コンデンサ、 Ｌ３・・・補償
用インダクタ Ｔ１・・・変圧器， Ｕ１・・・制御
回路 Ｑ１・・・スイッチング素子， Ｃ２・・・出力
平滑用コンデンサ Ｄ２・・・出力整流用ダイオード， Ｄ３・・・フライ・ホイール・ダイオード、 Ｌ２・・・出力平滑用チョークコイル、 ＲＣ２・・・出力側整流・平滑回路、
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 昭51−97221（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (4)
- 【請求項１】 交流入力電源に接続されて交流電圧を整
流するブリッジ型の整流回路と、 このブリッジ型の整流回路の直流出力端子に接続される
互いに直列接続されたチョークコイル、ダイオード、平
滑用コンデンサと、 前記チョークコイルと前記ダイオードとの接続点に共振
用コンデンサを介して一方の主端子が接続され、かつ他
方の主端子は前記平滑用コンデンサの一端に接続された
スイッチング素子と、 前記スイッチング素子と直列に接続された１次巻線と２
次巻線とを少なくとも備えた変圧器と、 前記２次巻線に接続された整流手段と、 前記整流手段の出力電圧を一定に保つために前記スイッ
チング素子のオンオフ制御を行う制御回路とからなる電
源装置において， 前記スイッチング素子と前記共振用コンデンサとの接続
点と、前記ダイオードと前記平滑用コンデンサとの接続
点との間に、前記１次巻線を介して補償用インダクタン
ス手段を備えたことを特徴とする高力率電源装置。 - 【請求項２】 前記補償用インダクタンス手段の少なく
とも一部分として、変圧器Ｔ１の漏れインダクタンスを
利用することを特徴とする請求項１に記載の高力率電源
装置。 - 【請求項３】 前記変圧器の２次巻線に接続された整流
手段が、前記スイッチング素子のオン時に対応してエネ
ルギーを負荷側へ伝達することを特徴とする請求項１又
は請求項２に記載の高力率電源装置。 - 【請求項４】 前記変圧器の２次巻線に接続された整流
手段が、前記スイッチング素子のオフ時に対応してエネ
ルギーを負荷側へ伝達することを特徴とする請求項１又
は請求項２に記載の高力率電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4270934A JP2999077B2 (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | 高力率電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4270934A JP2999077B2 (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | 高力率電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133547A JPH06133547A (ja) | 1994-05-13 |
| JP2999077B2 true JP2999077B2 (ja) | 2000-01-17 |
Family
ID=17493040
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4270934A Expired - Lifetime JP2999077B2 (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | 高力率電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2999077B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT403103B (de) * | 1994-12-12 | 1997-11-25 | Siemens Ag Oesterreich | Netzgleichrichterschaltung |
| AU9748598A (en) * | 1997-09-22 | 1999-04-12 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| CN108521223B (zh) * | 2018-04-24 | 2019-09-13 | 上海推拓科技有限公司 | 开关电源电路 |
-
1992
- 1992-09-14 JP JP4270934A patent/JP2999077B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06133547A (ja) | 1994-05-13 |
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