JPH06169569A

JPH06169569A - 高力率ａｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH06169569A
Application number: JP27093592A
Authority: JP
Inventors: Shuichi Ushiki; 修一宇敷; Susumu Teramoto; 進寺本; Masaoki Sekine; 正興関根; Ryoji Saito; 亮治斉藤
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 1992-09-14
Filing date: 1992-09-14
Publication date: 1994-06-14

Abstract

(57)【要約】【目的】簡素な回路構成で小型軽量の経済的なＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータにおいて広い負荷電流領域で高力率を得る
こと。【構成】交流入力電圧を整流・平滑し、この整流電圧を
スイッチング素子によりオン・オフして変圧器の１次巻
線に印加し、２次巻線に高周波交流電圧を得て、この高
周波交流電圧を整流・平滑して所定の電圧を得るように
したコンバータ回路において、入力整流回路ＲＣ１と入
力平滑用コンデンサＣ１との間に、昇圧用のチョークコ
イルＬ１，Ｌ２とダイオードＤ１，Ｄ２とを少なくとも
２組挿入し、このそれぞれの昇圧用チョークコイルとダ
イオードとの接続点と少なくとも２つのスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２の変圧器側の接続点との間に共振用コンデ
ンサＣ３，Ｃ４をそれぞれ接続したＡＣ／ＤＣコンバー
タ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流入力電源電圧
を安定な直流出力電圧に変換する高力率のＡＣ／ＤＣコ
ンバータに関する。

【従来技術】商用交流電源を受けて直流電圧を得るＡＣ
／ＤＣコンバータ、特に構成の簡単な高力率のＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータとして図８に示すものがある。同図におい
て、Ｅｉは商用の交流入力電源、ＲＣ１は入力端子Ｘ
１，Ｘ２に接続された全波整流回路、Ｌ１はチョークコ
イル、Ｃ３は共振用コンデンサ、Ｄ１はダイオード、Ｃ
１は平滑用コンデンサ、Ｑ１はスイッチング素子、Ｔ１
は巻数比１：１の１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２を持つ変
圧器、Ｄ２は出力整流用ダイオード、Ｄ３はフライ・ホ
イール・ダイオード、Ｌ２は出力平滑用チョークコイ
ル、Ｃ２は出力平滑用コンデンサ，Ｕ１は出力端子Ｙ
１，Ｙ２に接続された制御回路である。ここでスイッチ
ング周波数は商用交流周波数よりも十分に高く、またチ
ョークコイルＬ１のインダクタンスはスイッチング素子
Ｑ１のスイッチング周波数に対しては十分に大きく、商
用交流の周波数に対しては十分小さな値であって、変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいもの
とする。

【０００２】この方式の動作を簡単に説明する。図９に
各部の波形を示す。動作が定常状態であって、平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が常に交流入力電源Ｅｉの電圧より
も高く、スイッチング周波数は固定であるものとする。
スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｅｉ→ＲＣ１→Ｌ
１→Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路ができ、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンする直前に共振用コンデンサＣ３に
残っていたエネルギーと交流入力電源Ｅｉのエネルギー
によって、スイッチング素子Ｑ１がオンする直前にチョ
ークコイルＬ１に残っていたエネルギーを増加させる電
流が流れる。

【０００３】共振用コンデンサＣ３の電圧が交流入力電
源Ｅｉの電圧に達するまでチョークコイルＬ１のエネル
ギーの増加は続き、共振用コンデンサＣ３の電圧が交流
入力電源Ｅｉの電圧を越えると、チョークコイルＬ１の
エネルギーは減少を始める。そして共振用コンデンサＣ
３の電圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、チ
ョークコイルＬ１を流れる電流は、Ｃ３→Ｑ１→ＲＣ１
→Ｅｉの経路と、Ｄ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路と、
Ｄ１→ｎ１→Ｑ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路とに分かれて流
れ、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少を続ける。
一方このオン期間中、２次側出力へエネルギーを供給し
ているのは、共振用コンデンサＣ３の電圧が平滑用コン
デンサＣ１の電圧に達するまでは平滑用コンデンサＣ１
であり、共振用コンデンサＣ３の電圧が平滑用コンデン
サＣ１の電圧に達した後は、チョークコイルＬ１と平滑
用コンデンサＣ１との両方である。この時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が上昇するか下降するかは、このと
きの負荷電流と入力電流の大きさに依存する。このオン
期間中に変圧器Ｔ１には励磁エネルギーが蓄えられる。

【０００４】つぎにスイッチング素子Ｑ１をオフする
と、チョークコイルＬ１に流れる電流はＤ１→Ｃ１→Ｒ
Ｃ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。そして、チョークコイルＬ１のエネルギーは減少
を続ける。また共振用コンデンサＣ３に蓄えられたエネ
ルギーは、Ｃ３→Ｄ１→ｎ１→Ｃ３の経路で放電され、
フライ・ホイル・ダイオードＤ３が導通するまでエネル
ギーを２次側出力へ供給し続ける。このとき、スイッチ
ング素子Ｑ１に印加される電圧は共振用コンデンサＣ３
のエネルギーが放出されるのに伴い徐々に上昇し、共振
用コンデンサＣ３の電圧がゼロになった時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧に達する。共振用コンデンサＣ３の
電圧がゼロになると、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放
出が始まり、共振用コンデンサＣ３の電圧はそれまでと
は逆向きに上昇をはじめ、共振用コンデンサＣ３と変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスとの自由振動、つまり共振
が始まり、出力整流ダイオードＤ２は逆バイアス状態に
変わる。このとき、スイッチング素子Ｑ１に印加される
電圧は平滑用コンデンサＣ１の電圧に変圧器Ｔ１のリセ
ット電圧を加えた値となる。

【０００５】変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が終了
し、共振用コンデンサＣ３の電圧がピークになると、共
振用コンデンサＣ３からのエネルギーの放出が始まり、
１次巻線ｎ１に流れていた電流の向きが逆に増加してい
く。１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ１に
流れている電流と等しくなるまで上昇すると、ダイオー
ドＤ１がオフし、チョークコイルＬ１を流れていた電流
は、Ｃ３→ｎ１→Ｃ１→ＲＣ１→Ｅｉの経路に流れ、共
振用コンデンサＣ３の持つエネルギーとチョークコイル
Ｌ１の持つエネルギーとで平滑用コンデンサＣ１の充電
を始める。チョークコイルＬ１のインダクタンスは変圧
器Ｔ１の励磁インダクタンスに比べ十分に大きな値をも
つので、１次巻線ｎ１に流れる電流の変化量が小さくな
り発生する電圧も急速に減少する。このとき、チョーク
コイルＬ１と１次巻線ｎ１には交流入力電源Ｅｉの電
圧、共振用コンデンサＣ３の電圧、平滑用コンデンサＣ
１の電圧の合計が印加され、チョークコイルＬ１のエネ
ルギーは再び増加を始める。１次巻線ｎ１に発生してい
た電圧がゼロまで減少し、極性が反転しようとすると出
力平滑用チョークコイルＬ２の電流が出力整流ダイオー
ドＤ２とフライ・ホイル・ダイオードＤ３とに分流する
ため、２次巻線ｎ２は等価的に短絡されたことになり、
１次巻線ｎ１の電圧はゼロに抑えられ、励磁電流の変化
がなくなり、チョークコイルＬ１と共振用コンデンサＣ
３、平滑用コンデンサＣ１との自由振動による電流変化
分が出力平滑用チョークコイルＬ２の電流の分流とし
て、変圧器Ｔ１の各巻線に流れる。このとき、スイッチ
ング素子Ｑ１に印加される電圧は平滑用コンデンサＣ１
の電圧に抑えられる。

【０００６】以上の動作を繰り返してエネルギーの伝達
を行う。そして、交流入力電源Ｅｉの電圧のゼロ付近で
はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらな
かった共振用コンデンサＣ３のエネルギーが大きく、ス
イッチング素子Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１
に蓄積するエネルギーを相対的に大きくしているが、交
流入力電源Ｅｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も大
きいので、放出するエネルギーも大きくなる。一方、交
流入力電源Ｅｉの電圧のピーク付近では、スイッチング
素子Ｑ１のオフ期間中に放電し終わらなかった共振用コ
ンデンサＣ３のエネルギーは少なく、スイッチング素子
Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ１に蓄積するエネ
ルギーを相対的に小さくしているが、交流入力電源Ｅｉ
と平滑用コンデンサＣ１との電圧差も小さいので，チョ
ークコイルＬ１が放出するエネルギーも小さくなる。こ
のことから、スイッチング周波数成分を取り除くフィル
タを交流入力電源Ｅｉと全波整流回路ＲＣ１の間に設け
れば、図１０に示すような入力電流が得られ、従来のも
のに比べ力率は改善される。

【０００７】しかし、定常状態で動作しているとき、変
圧器Ｔ１の励磁エネルギーとチョークコイルＬ１、交流
入力電源Ｅｉから供給される平滑用コンデンサＣ１の充
電エネルギーは、交流入力電源Ｅｉの電圧に多少影響さ
れるものの、負荷電流にほとんど影響されないため、図
４の直線ａで示すように負荷電流Ｉ₀が増大するのに伴
い平滑用コンデンサＣ１の電圧は大きな傾斜で降下し，
交流入力電源Ｅｉの電圧の最大値Ｅ_imaxに対応する負荷
電流の最大値Ｉ_aは小さな値となってしまう。したがっ
て，負荷電流は狭い範囲に制限されてしまい，また軽負
荷時に充電エネルギーが過剰になり、平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧が大きく上昇してしまう。そのため、スイッ
チング素子Ｑ１や平滑用コンデンサＣ１に高耐圧の部品
を使用するか、又は負荷電流範囲を狭めた設計をしなけ
ればならない。狭めた設計をした負荷電流範囲を越えて
負荷電流をとるとコンバータとしての動作はするが図１
１に示すような入力電流波形になり、力率は低下する。
これは，負荷電流が増加するのに伴い平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧が低下して交流入力電源Ｅｉの電圧の最大値
Ｅ_imaxより減少すると、交流入力電源Ｅｉの電圧が平滑
用コンデンサＣ１の電圧を越える区間ができ、スイッチ
ング素子Ｑ１のオンオフと無関係に電流が平滑用コンデ
ンサＣ１に流れ込むためである。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、簡素な回路
構成で、小型軽量、経済的な高力率ＡＣ／ＤＣコンバー
タ回路を得ることを課題とする。

【課題を解決するための手段】本発明はこの課題を解決
するために、交流入力電圧を整流・平滑し、この整流電
圧を半導体スイッチング素子によりオン・オフして変圧
器の１次巻線に印加し、２次巻線に高周波交流電圧を得
て、この高周波交流電圧を整流・平滑して所定の電圧を
得るようにしたコンバータ回路において、入力整流回路
と入力平滑用コンデンサとの間に、昇圧用チョークコイ
ルとダイオードとを少なくとも２つずつ挿入し、このそ
れぞれの昇圧用チョークコイルとダイオードとの接続点
と少なくとも２つのスイッチング素子の変圧器側の接続
点との間に共振用コンデンサをそれぞれ接続したことを
特徴とする高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを提案するもの
である。

【０００９】

【実施例】この発明の基本的な部分は、スイッチング素
子を複数にし、スイッチング素子に印加される電圧を分
散することで、軽負荷時の平滑用コンデンサＣ１の電圧
上昇分を補い、負荷電流と平滑用コンデンサＣ１の電圧
との関係を図４に示す直線ａから直線ｂに改善し、これ
によって、広い負荷電流の範囲にわたって高力率を維持
することを主な特徴とする。図１により、本発明に係わ
る高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを説明する。図１におい
て、Ｅｉは商用の交流入力電源、Ｘ１，Ｘ２は入力端
子、ＲＣ１は全波整流回路、Ｌ１、Ｌ２は昇圧用のチョ
ークコイル、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、Ｃ１は平滑用コ
ンデンサ、Ｃ３、Ｃ４は共振用コンデンサ、Ｔ１は巻数
比１：１の１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２を持つ変圧器で
ある。また、Ｄ３は出力整流用ダイオード、Ｄ４はフラ
イ・ホイール・ダイオード、Ｌ３は出力平滑用チョーク
コイル、Ｃ２は出力平滑用コンデンサであり、これらは
出力側整流・平滑回路ＲＣ２を構成する。スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２はＦＥＴのようなスイッチング半導体素
子からなり、制御回路Ｕ１はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２を商用交流周波数よりも十分に高い周波数でオン・オ
フ駆動する。

【００１０】ここで、チョークコイルＬ１、Ｌ２のイン
ダクタンスはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチン
グ周波数に対しては十分に大きな値となり、商用交流の
周波数に対しては十分小さな値で、Ｔ１の励磁インダク
タンスの値よりも十分大きいものとする。動作は定常状
態であって、平滑用コンデンサＣ１の電圧が常に交流入
力電源Ｅｉの電圧よりも高く、スイッチング周波数は固
定であるものとする。このときの各部の電流，電圧波形
を図２に示す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンする
と、Ｅｉ→ＲＣ１→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ２→Ｃ１→Ｑ１→Ｃ
３→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路ができ、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２がオンする直前に共振用コンデンサＣ３、
Ｃ４に残っていたエネルギーと平滑用コンデンサＣ１の
エネルギーと交流入力電源Ｅｉのエネルギーによって、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンする直前にチョーク
コイルＬ１、Ｌ２に残っていたエネルギーを増加させる
電流が流れる。

【００１１】共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和
が、平滑用コンデンサＣ１の電圧と交流入力電源Ｅｉの
電圧の和に達するまでチョークコイルＬ１、Ｌ２のエネ
ルギーの増加は続き、この電圧を越えると、チョークコ
イルＬ１、Ｌ２のエネルギーは減少を始める。共振用コ
ンデンサＣ３、Ｃ４それぞれの電圧が平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧に達すると、ダイオードＤ１、Ｄ２が導通
し、チョークコイルＬ１、Ｌ２を流れる電流は、Ｌ１→
Ｃ４→Ｑ２→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路と、Ｌ１
→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路と、Ｌ
１→Ｄ１→Ｑ１→Ｃ３→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路と、
Ｌ１→Ｄ１→Ｑ１→ｎ１→Ｑ２→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→
Ｅｉの経路とに分かれて流れチョークコイルＬ１，Ｌ２
のエネルギーは減少を続ける。

【００１２】一方このオン期間中、２次側出力へエネル
ギーを供給しているのは、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４
の電圧の和が平滑用コンデンサＣ１と交流入力電源Ｅｉ
の電圧の和に達するまでは平滑用コンデンサＣ１であ
り、その電圧に達してからは、チョークコイルＬ１、Ｌ
２とＣ１との両方である。この時点で平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧が上昇するか下降するかは、このときの負荷
電流と入力電流の大きさに依存する。このオン期間中に
Ｔ１には励磁エネルギーが蓄えられる。つぎにスイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２をオフすると、チョークコイルＬ
１、Ｌ２に流れる電流はＬ１→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ２
→ＲＣ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサＣ１を
充電する。そして、チョークコイルＬ１、Ｌ２のエネル
ギーは減少を続ける。また共振用コンデンサＣ３、Ｃ４
に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→ｎ１→Ｃ４→Ｄ１→
Ｃ１→Ｄ２→Ｃ３の経路で放電され、共振用コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４の電圧の和が平滑用コンデンサＣ１の電圧ま
で低下するまで、エネルギーを２次側出力へ供給し続け
る。このとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれ
に印加される電圧は、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４のエ
ネルギーが放出されるのにともない徐々に上昇し、共振
用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が平滑用コンデンサ
Ｃ１の電圧に達した時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧
の１／２の電圧に達する。

【００１３】共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が
平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、変圧器Ｔ１の
１次巻線ｎ１の電圧はゼロまで下がり、２次側出力への
エネルギーの供給は止まる。この時点から変圧器Ｔ１の
励磁エネルギーの放出が始まる。変圧器Ｔ１の励磁エネ
ルギーの放出は、ｎ１→Ｃ４→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｃ３
→ｎ１の経路の自由振動として行われ、共振用コンデン
サＣ３、Ｃ４に残っているエネルギーと変圧器Ｔ１の励
磁エネルギーとによって、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧がゼロに達し
た後は、残った変圧器Ｔ１の励磁エネルギーによって、
共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と平滑用コンデンサＣ１を
充電する。このとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２それ
ぞれに印加される電圧は、平滑用コンデンサＣ１の電圧
に共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧を加えた値の１／
２になり，スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が平滑用コンデ
ンサＣ１の電圧をほぼ等しく１／２づつ分担する。

【００１４】変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が終了
し、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧がピークになる
と、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４からのエネルギー放出
が始まり、１次巻線ｎ１に流れていた電流の向きが逆向
きに増加し、１次巻線ｎ１に発生していた電圧は低下を
始める。１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ
１、Ｌ２に流れている電流と等しくなるまで上昇する
と、ダイオードＤ１、Ｄ２がオフし、チョークコイルＬ
１、Ｌ２を流れていた電流は、Ｌ１→Ｃ４→ｎ１→Ｃ３
→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路に流れる。チョークコイル
Ｌ１、Ｌ２のインダクタンスは変圧器Ｔ１の励磁インダ
クタンスに比べ十分大きな値なので、１次巻線ｎ１を流
れる電流の変化量が非常に小さく、したがって１次巻線
ｎ１に発生する電圧は急速に減少し、ほぼゼロになる。
１次巻線ｎ１に発生していた電圧がゼロまで減少する
と，出力平滑用チョークコイルＬ３の電流が出力整流ダ
イオードＤ３とフライ・ホイール・ダイオードＤ４に分
流し、チョークコイルＬ１、Ｌ２と共振用コンデンサＣ
３、Ｃ４との自由振動による電流変化分が出力平滑用チ
ョークコイルＬ３の電流の分流として、変圧器Ｔ１の各
巻線に流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
それぞれに印加される電圧は平滑用コンデンサＣ１の電
圧の１／２に抑えられる。

【００１５】この状態で、チョークコイルＬ１、Ｌ２に
は共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧と交流入力電源Ｅ
ｉの電圧が印加され、チョークコイルＬ１、Ｌ２のエネ
ルギーを増加させる始める。以上の動作を繰り返してエ
ネルギーの伝達を行う。そして、交流入力電源Ｅｉの電
圧のゼロ付近ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ期
間中に放電し終わらなかった共振用コンデンサＣ３、Ｃ
４のエネルギーが大きく、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
のオン期間中にチョークコイルＬ１、Ｌ２に蓄積するエ
ネルギーを相対的に大きくしているが、交流入力電源Ｅ
ｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も大きいので、放
出するエネルギーも大きくなる。一方、交流入力電源Ｅ
ｉの電圧のピーク付近では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２のオフ期間中に放電し終わらなかった共振用コンデン
サＣ３、Ｃ４のエネルギーは少なく、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２のオン期間中にチョークコイルＬ１、Ｌ２に
蓄積するエネルギーを相対的に小さくしているが、交流
入力電源Ｅｉと平滑用コンデンサＣ１との電圧差も小さ
いので放出するエネルギーも小さくなる。このことか
ら、チョークコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流は、図３に
示すような歪みの極めて小さい入力電流になり、力率は
改善される。さらに、スイッチング素子を２つにしたこ
とにより、各スイッチング素子に印加される電圧が低減
されているので、平滑用コンデンサＣ１の電圧を、従来
よりも高く設定することができ、高力率で動作する負荷
範囲を広く設定できる。

【００１６】〔第２の実施例〕次に図５により本発明の
第２の実施例を説明する。この実施例は図１に示した実
施例と同様の構成であるが、構成上の相違点としては、
変圧器Ｔ１の接続極性が図１の場合と異なり、逆極性に
なる点、および出力側整流・平滑回路ＲＣ２が出力整流
ダイオードＤ３と出力平滑コンデンサＣ２のみからなる
半波整流回路である点である。そして、この構成上の相
違点による動作の違いとしては、コンバータ動作がいわ
ゆるフォワード型からフライバック型に置き換えられる
ところにある。それ以外の本発明の目的とする高力率を
得る点、高力率で動作する負荷電流範囲を広く設定でき
る点については共通である。重複を避けながら以下に説
明を行う。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンの期間で
は、１次側の電流が前記第１の実施例と同様な経路で流
れるので説明を省略する。このオン期間中に、ダイオー
ドＤ３は逆バイアス状態にあってオフしており、２次側
には電流は流れない。したがって、１次巻線ｎ１には平
滑用コンデンサＣ１の電圧で電流が流れ、励磁エネルギ
ーを蓄える。共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が
平滑用コンデンサＣ１の電圧と交流入力電源Ｅｉの電圧
の和に達するまでは、平滑用コンデンサＣ１の電圧で励
磁エネルギーを蓄え、その電圧に達した後は、チョーク
コイルＬ１、Ｌ２と平滑用コンデンサＣ１とから励磁エ
ネルギーが供給される。このオン期間は負荷の状態によ
って、増減するので励磁エネルギーもこれに比例する。

【００１７】つぎにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオフ
すると、チョークコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流はＬ１
→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路を流
れ、平滑用コンデンサＣ１を充電する。そして、チョー
クコイルＬ１、Ｌ２のエネルギーは減少を続ける。また
共振用コンデンサＣ３、Ｃ４に蓄えられたエネルギー
は、Ｃ３→ｎ１→Ｃ４→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｃ３の経路
で放電され、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和
が、平滑用コンデンサＣ１の電圧まで低下するまで、変
圧器Ｔ１の励磁エネルギーを増加させる。このとき、ス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれに印加される電圧
は、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４のエネルギーが放出さ
れるのにともない徐々に上昇し、共振用コンデンサＣ
３、Ｃ４の電圧の和が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達
した時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧の１／２の電圧
に達する。共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が平
滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、変圧器Ｔ１の１
次巻線ｎ１の電圧はゼロまで下がり、この時点から変圧
器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が始まる。変圧器Ｔ１の
励磁エネルギーの放出は、ｎ１→Ｃ４→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ
２→Ｃ３→ｎ１の経路の自由振動として始まり、共振用
コンデンサＣ３、Ｃ４に残っているエネルギーと変圧器
Ｔ１の励磁エネルギーとによって、平滑用コンデンサＣ
１を充電する。

【００１８】１次巻線ｎ１の電圧が出力平滑用コンデン
サＣ２の電圧に達すると、出力整流ダイオードＤ３が導
通し、変圧器Ｔ１の励磁エネルギーが出力へのエネルギ
ー供給を始める。そして、１次巻線ｎ１の電圧は、出力
平滑用コンデンサＣ２の電圧にクランプされ、共振用コ
ンデンサＣ３、Ｃ４と平滑用コンデンサＣ１と変圧器Ｔ
１の励磁インダクタンスとの自由振動は、変圧器Ｔ１に
残っていた励磁エネルギーがすべて２次側へ供給され、
１次巻線ｎ１のクランプが解放されるまで続く。このと
き、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２それぞれに印加される
電圧は平滑用コンデンサＣ１の電圧に共振用コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４の電圧を加えた値の１／２になる。変圧器Ｔ
１の励磁エネルギーの放出が終わり、共振用コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４からのエネルギー放出が始まると、Ｃ４→ｎ
１→Ｃ３→Ｄ２→Ｃ１→Ｄ１→Ｄ４の経路で電流が増加
し、１次巻線ｎ１に流れる電流がチョークコイルＬ１、
Ｌ２に流れている電流と等しくなるまで上昇すると、ダ
イオードＤ１、Ｄ２がオフし、チョークコイルＬ１、Ｌ
２を流れていた電流は、Ｌ１→Ｃ４→ｎ１→Ｃ３→Ｌ２
→ＲＣ１→Ｅｉの経路に流れる。チョークコイルＬ１、
Ｌ２のインダクタンスは変圧器Ｔ１の励磁インダクタン
スに比べ十分大きな値なので、１次巻線ｎ１を流れる電
流の変化量が非常に小さく、１次巻線ｎ１に発生する電
圧は急速に減少し、ほぼゼロになる。このとき、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２それぞれに印加される電圧は平滑
用コンデンサＣ１の電圧の１／２に抑えられる。

【００１９】この状態で、チョークコイルＬ１、Ｌ２に
は共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧と交流入力電源Ｅ
ｉの電圧が印加され、チョークコイルＬ１、Ｌ２のエネ
ルギーを増加させ始める。以上の動作を繰り返してエネ
ルギーの伝達を行う。この実施例の効果は前記第１の実
施例と全く同様なので説明を省略する。なお、この実施
例において、各スイッチング素子と直列にダイオードを
設けても同じ効果が得られる。

【００２０】〔第３の実施例〕次に図６により発明の第
３の実施例を説明する。この実施例は図１に示した実施
例と同様の構成であるが、構成上の相違点としては、変
圧器Ｔ１の１次巻線ｎ１と直列に，補償用インダクタン
ス手段として補償用インダクタＬ４を設けた点である。
そして、この構成上の相違点による動作の違いとして
は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間中に負荷電
流に比例した励磁エネルギーを補償用インダクタンスＬ
４に蓄え、そのエネルギーをオフ期間中に共振用コンデ
ンサＣ３，Ｃ４で中継して平滑用コンデンサＣ１に供給
する点である。それ以外の本発明の目的とする高力率を
得る点、高力率で動作する負荷電流範囲を広く設定でき
る点については共通であり、この実施例では、軽負荷時
の平滑用コンデンサＣ１の電圧上昇分を補い、負荷電流
と平滑用コンデンサＣ１の電圧との関係を図４に示す直
線ａから直線ｃに改善し、これによって、より広い負荷
電流の範囲にわたって高力率を維持することを主な特徴
とする。重複を避けながら説明を行う。

【００２１】スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンする
と、Ｅｉ→ＲＣ１→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ２→Ｃ１→Ｑ１→Ｃ
３→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路ができ、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２がオンする直前に共振用コンデンサＣ３、
Ｃ４に残っていたエネルギーと平滑用コンデンサＣ１の
エネルギーと交流入力電源Ｅｉのエネルギーによって、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンする直前にチョーク
コイルＬ１、Ｌ２に残っていたエネルギーを増加させる
電流が流れる。共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和
が、平滑用コンデンサＣ１の電圧と交流入力電源Ｅｉの
電圧の和に達するまでチョークコイルＬ１、Ｌ２のエネ
ルギーの増加は続き、この電圧を越えると、チョークコ
イルＬ１、Ｌ２のエネルギーは減少を始める。

【００２２】共振用コンデンサＣ３、Ｃ４それぞれの電
圧が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、ダイオー
ドＤ１、Ｄ２が導通し、チョークコイルＬ１、Ｌ２を流
れる電流は、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ２→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→
Ｅｉの経路と、Ｌ１→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１
→Ｅｉの経路と、Ｌ１→Ｄ１→Ｑ１→Ｃ３→Ｌ２→ＲＣ
１→Ｅｉの経路と、Ｌ１→Ｄ１→Ｑ１→Ｌ４→ｎ１→Ｑ
２→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路とに分かれて流れ
チョークコイルＬ１、Ｌ２のエネルギーは減少を続け
る。一方このオン期間中、２次側出力へエネルギーを供
給しているのは、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の
和が平滑用コンデンサＣ１と交流入力電源Ｅｉの電圧の
和に達するまでは、平滑用コンデンサＣ１であり、その
電圧に達してからは、チョークコイルＬ１、Ｌ２と平滑
用コンデンサＣ１との両方である。この時点で平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧が上昇するか下降するかは、このと
きの負荷電流と入力電流の大きさに依存する。このオン
期間中に変圧器Ｔ１には励磁エネルギーが蓄えられ、補
償用インダクタンスＬ４には負荷電流に比例したエネル
ギーが蓄えられる。

【００２３】つぎにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオフ
すると、チョークコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流はＬ１
→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路を流
れ、平滑用コンデンサＣ１を充電する。そして、チョー
クコイルＬ１、Ｌ２のエネルギーは減少を続ける。また
共振用コンデンサＣ３、Ｃ４に蓄えられたエネルギー
は、Ｃ３→Ｌ４→ｎ１→Ｃ４→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｃ３
の経路で放電され、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧
の和が、平滑用コンデンサＣ１の電圧まで低下するま
で、エネルギーを２次側出力へ供給し続け、補償用イン
ダクタンスＬ４にエネルギーを蓄える。このとき、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれに印加される電圧
は、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４のエネルギーが放出さ
れるのにともない徐々に上昇し、共振用コンデンサＣ
３、Ｃ４の電圧の和が平滑用コンデンサＣ１の電圧に達
した時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧の１／２の電圧
に達する。

【００２４】共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が
平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、変圧器Ｔ１の
１次巻線ｎ１と補償用インダクタンスＬ４の電圧はゼロ
まで下がり、２次側出力へのエネルギーの供給は止ま
る。この時点で，フライ・ホイール・ダイオードＤ４の
逆バイアス状態が維持できなくなり，出力平滑チョーク
コイルＬ３の電流が出力整流用ダイオードＤ３とフライ
・ホイール・ダイオードＤ４とに分流し、変圧器Ｔ１の
２次巻線ｎ２を等価的に短絡し、１次巻線ｎ１の電圧は
ゼロになり、補償用インダクタンスＬ４のエネルギーの
放出によって、共振コンデンサＣ３、Ｃ４と平滑用コン
デンサＣ１と補償用インダクタンスＬ４との間で自由振
動を始め、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４のエネルギーと
補償用インダクタンスＬ４のエネルギーとで平滑用コン
デンサＣ１を充電する。補償用インダクタンスＬ４の電
流が変圧器Ｔ１の励磁電流の大きさまで減少すると、変
圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が始まり，共振用コン
デンサＣ３、Ｃ４に残っているエネルギーと変圧器Ｔ１
の励磁エネルギーとによって、平滑用コンデンサＣ１を
充電する。共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧がゼロに
達した後は、残った変圧器Ｔ１の励磁エネルギーによっ
て、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と平滑用コンデンサＣ
１を充電する。このとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
それぞれに印加される電圧は平滑用コンデンサＣ１の電
圧に共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧を加えた値の１
／２になる。

【００２５】変圧器Ｔ１の励磁エネルギーの放出が終了
し、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧がピークになる
と、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４からのエネルギー放出
が始まり、１次巻線ｎ１に流れていた電流の向きが逆向
きに増加し、補償用インダクタンスＬ４と１次巻線ｎ１
に発生していた電圧は低下を始める、１次巻線ｎ１に流
れる電流がチョークコイルＬ１、Ｌ２に流れている電流
と等しくなるまで上昇すると、ダイオードＤ１、Ｄ２が
オフし、チョークコイルＬ１、Ｌ２を流れていた電流
は、Ｌ１→Ｃ４→ｎ１→Ｌ４→Ｃ３→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅ
ｉの経路に流れる。チョークコイルＬ１、Ｌ２のインダ
クタンスは補償用インダクタンスＬ４と変圧器Ｔ１の励
磁インダクタンスに比べ十分大きな値なので、流れる電
流の変化量が非常に小さく、補償用インダクタンスＬ４
と１次巻線ｎ１に発生する電圧は急速に減少し、ほぼゼ
ロになる。１次巻線ｎ１に発生していた電圧がゼロまで
減少すると，出力整流ダイオードＤ３の逆バイアスが維
持できなくなり，出力平滑用チョークコイルＬ３の電流
が出力整流ダイオードＤ３とフライ・ホイール・ダイオ
ードＤ４に分流し、チョークコイルＬ１、Ｌ２と共振用
コンデンサＣ３、Ｃ４との自由振動による電流変化分が
出力平滑用チョークコイルＬ３の電流の分流として、変
圧器Ｔ１の各巻線に流れる。このとき、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２それぞれに印加される電圧は平滑用コンデ
ンサＣ１の電圧の１／２に抑えられる。

【００２６】この状態で、チョークコイルＬ１、Ｌ２に
は共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧と交流入力電源Ｅ
ｉの電圧が印加され、チョークコイルＬ１、Ｌ２のエネ
ルギーを増加させる始める。以上の動作を繰り返してエ
ネルギーの伝達を行う。補償用インダクタンスＬ４を設
けたことにより、負荷電流に応じたエネルギーを平滑用
コンデンサＣ１に供給するエネルギーに付加できるの
で、軽負荷時に過大な電圧が平滑用コンデンサＣ１に発
生するのを防止し、高力率で動作する負荷電流の範囲を
より広く設定できる。この他の効果は前記第１の実施例
とほぼ同様なので説明を省略する。

【００２７】〔第４の実施例〕次に図７により発明の第
４の実施例を説明する。この実施例は図１に示した実施
例と同様の構成であるが、構成上の相違点としては、変
圧器Ｔ１の１次巻線ｎ１と直列に補償用インダクタンス
Ｌ４を設けてある点、変圧器Ｔ１の接続極性が図１の場
合と異なり、逆極性になる点、および出力側整流・平滑
回路ＲＣ２が出力整流ダイオードＤ３と出力平滑コンデ
ンサＣ２のみからなる半波整流回路である点である。そ
して、この構成上の相違点による動作の違いとしては、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間中に負荷電流に
比例した励磁エネルギーを補償インダクタンスＬ４に蓄
え、そのエネルギーをオフ期間中に共振用コンデンサＣ
３，Ｃ４で中継して平滑用コンデンサＣ１に供給する
点、コンバータ動作がいわゆるフォワード型からフライ
バック型に置き換えられている点である。それ以外の本
発明の目的とする高力率を得る点、高力率で動作する負
荷電流範囲を広く設定できる点については共通である。
重複を避けながら説明をする。

【００２８】スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンの期間
では、１次側の電流が前記第３の実施例と同様な経路で
流れるので説明を省略する。このオン期間中に、ダイオ
ードＤ３は逆バイアス状態にありオフしており、２次側
には電流は流れない。したがって、補償用インダクタン
スＬ４と巻線ｎ１には平滑用コンデンサＣ１の電圧で電
流が流れ、励磁エネルギーを蓄える。共振用コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４の電圧の和が平滑用コンデンサＣ１の電圧と
交流入力電源Ｅｉの電圧の和に達するまでは、平滑用コ
ンデンサＣ１の電圧で励磁エネルギーを蓄え、その電圧
を越えた後は、チョークコイルＬ１、Ｌ２と平滑用コン
デンサＣ１とから励磁エネルギーが供給される。つぎに
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオフすると、チョークコ
イルＬ１、Ｌ２に流れる電流はＬ１→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２
→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路を流れ、平滑用コンデンサ
Ｃ１を充電する。そして、チョークコイルＬ１、Ｌ２の
エネルギーは減少を続ける。また共振用コンデンサＣ
３、Ｃ４に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｌ４→ｎ１
→Ｃ４→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｃ３の経路で放電され、共
振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が、平滑用コンデ
ンサＣ１の電圧まで低下するまで、補償用インダクタン
スＬ４と変圧器Ｔ１の励磁エネルギーを増加させる。こ
のとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれに印加
される電圧は、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４のエネルギ
ーが放出されるのにともない徐々に上昇し、共振用コン
デンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が平滑用コンデンサＣ１の
電圧に達した時点で平滑用コンデンサＣ１の電圧の１／
２の電圧に達する。

【００２９】共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和が
平滑用コンデンサＣ１の電圧に達すると、補償用インダ
クタンスＬ４と変圧器Ｔ１の１次巻線ｎ１の電圧はゼロ
まで下がり、この時点から励磁エネルギーの放出が始ま
る。補償用インダクタンスＬ４と変圧器Ｔ１の励磁エネ
ルギーの放出は、ｎ１→Ｃ４→Ｄ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｃ３
→ｎ１の経路の自由振動として始まり、共振用コンデン
サＣ３、Ｃ４に残っているエネルギーと変圧器Ｔ１の励
磁エネルギーとによって、平滑用コンデンサＣ１を充電
する。１次巻線ｎ１の電圧が出力平滑用コンデンサＣ２
の電圧に達すると、出力整流ダイオードＤ３が導通し、
変圧器Ｔ１の励磁エネルギーが出力へのエネルギー供給
を始める。そして、１次巻線ｎ１の電圧は、出力平滑用
コンデンサＣ２の電圧にクランプされるため、この時点
以降は補償用インダクタンスＬ４と共振用コンデンサＣ
３、Ｃ４と平滑コンデンサＣ１との自由振動が始まり、
共振用コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧がピークになると、
流れる電流の向きが逆になり、Ｃ４→ｎ１→Ｌ４→Ｃ３
→Ｄ２→Ｃ１→Ｄ１→Ｄ４の経路で電流が増加する。補
償用インダクタンスＬ４に流れる電流がチョークコイル
Ｌ１、Ｌ２に流れている電流と等しくなるまで上昇する
と、ダイオードＤ１、Ｄ２がオフし、チョークコイルＬ
１、Ｌ２を流れていた電流は、Ｌ１→Ｃ４→ｎ１→Ｌ４
→Ｃ３→Ｌ２→ＲＣ１→Ｅｉの経路に流れる。この間チ
ョークコイルＬ１、Ｌ２には共振用コンデンサＣ３、Ｃ
４と平滑用コンデンサＣ１と交流入力電源Ｅｉと１次巻
線ｎ１の電圧の和が印加され、チョークコイルＬ１、Ｌ
２のエネルギーを再び増加させる。

【００３０】変圧器Ｔ１に残っていた励磁エネルギーが
すべて２次側へ供給され、１次巻線ｎ１のクランプが解
放されると、１次巻線ｎ１の電圧は急速に減少し、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２それぞれに印加される電圧は平
滑用コンデンサＣ１の電圧に共振用コンデンサＣ３、Ｃ
４の電圧を加えた値の１／２になる。以上の動作を繰り
返してエネルギーの伝達を負荷側へ行う。この実施例の
効果は前記第１の実施例と全く同様なので説明を省略す
る。なお、この実施例において、各スイッチング素子の
いずれかの主端子と直列にダイオードを接続しても同じ
効果が得られる。以上の第３，第４の実施例における補
償用インダクタンス手段として，変圧器Ｔ１の漏れイン
ダクタンスをその一部分，または全部として用いること
も可能である。

【００３１】

【発明の効果】本発明は、以上述べたように高力率ＡＣ
／ＤＣコンバータは簡素、小型軽量であって、軽負荷時
に平滑用コンデンサＣ１の電圧を高く設定できることか
ら高力率で動作する負荷範囲を広く設定でき、さらに負
荷電流を考慮したエネルギーで平滑用コンデンサＣ１の
充電を行うこともできるため、高力率で動作する負荷範
囲をより広く設定できる。そして、このことは少なくと
も２つのスイッチング素子で出力電圧の安定化制御を行
うと同時に、交流入力電流の波形の改善ができ、力率は
０．９８程度まで向上させることができる。また前置コ
ンバータを設けた場合のような相互干渉は存在しない。
さらにまたコンバータの共振作用により、スイッチング
素子はゼロボルトスイッチングとなり、その共振用コン
デンサはロスレススナバの役割を果たし、スイッチング
素子のスナバ回路は不要となる。さらにコンバータの共
振作用は変圧器のリセット回路の役割を果たしており、
コンバータ変圧器はリセット巻線及び、リセットダイオ
ードが不要となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの
一実施例を示す図面である。

【図２】本発明の実施例における各部の電流，電圧波形
を示す図面である。

【図３】本発明にかかる高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの
入力波形を説明するための図面である。

【図４】本発明と従来技術との特性を比較するための図
である。

【図５】本発明にかかる高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの
第２の実施例を示す図である。

【図６】本発明にかかる高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの
第３の実施例を示す図である。

【図７】本発明にかかる高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの
第４の実施例を示す図である。

【図８】従来の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを示す図で
ある。

【図９】従来の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの各部の電
流，電圧波形を示す面である。

【図１０】従来の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの交流入
力電流，電圧波形を示す図である。

【図１１】従来の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータの交流入
力電流，電圧波形を示す図である。

【符号の説明】

Ｅｉ・・・商用の交流入力電源、ＲＣ１・
・・全波整流回路Ｌ１，Ｌ２・・・昇圧用のチョークコイルＬ３・・・出力平滑用チョークコイルＬ４・・
・補償用インダクタＣ１・・・平滑用コンデンサＣ２・・・出
力平滑用コンデンサＣ３，Ｃ４・・・共振用コンデンサＴ１・・・変圧器Ｕ１・・・制
御回路Ｑ１，Ｑ２・・・スイッチング素子ＲＣ２・・・出力側整流・平滑回路Ｄ３・・・フライ・ホイール・ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者斉藤亮治東京都豊島区高田１丁目18番１号オリジン電気株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力電源に接続して交流電圧を整流
するブリッジ型の整流回路と、このブリッジ型の整流回路の直流出力端子に接続される
互いに直列接続された少なくとも２つのチョークコイ
ル、少なくとも２つのダイオード、少なくとも１つの平
滑用コンデンサと、前記チョークコイルと前記ダイオードとのそれぞれの接
続点にすくなくとも１つの共振用コンデンサを介して一
方の主端子が接続され、かつ他方の主端子が前記平滑用
コンデンサの一端に接続された少なくとも２つのスイッ
チング素子と、前記スイッチング素子間に接続された１次巻線と少なく
とも１つの２次巻線とを備えた変圧器と、前記２次巻線に接続された整流手段と、前記整流手段の出力電圧を一定に保つために、前記スイ
ッチング素子のオンオフ制御を行う制御回路とからなる
高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記変圧器の２次巻線に接続された整流
手段が、前記スイッチング素子のオン時に対応してエネ
ルギーを負荷側へ伝達することを特徴とする請求項１に
記載の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記変圧器の２次巻線に接続された整流
手段が、前記スイッチング素子のオフ時に対応してエネ
ルギーを負荷側へ伝達することを特徴とする請求項１に
記載の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】前記変圧器の１次巻線に直列にダイオー
ドが接続されることを特徴とする請求項１乃至請求項３
のいずれかに記載の高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】前記変圧器の１次巻線に直列に補償イン
ダクタンス手段を設けることを特徴とする請求項１乃至
請求項４のいずれかに記載の高力率ＡＣ／ＤＣコンバー
タ。
【請求項６】前記補償インダクタンス手段として前記
変圧器の漏れインダクタンスを利用して構成することを
特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の高
力率ＡＣ／ＤＣコンバータ。