DE3134599C2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung eines fremdgesteuerten Gleichspannungswandlers - Google Patents

Abstract

Zur Regelung der Ausgangsspannung eines fremdgesteuerten Gleichspannungswandlers wird ein Ausgangssignal einer Impulsbreitenmodulationsstufe im Sekundärstromkreis mittels eines Stromübertragers (Tr1) zur Steuereinrichtung (St) des Stelltransistors (Ts3) übertragen. Bei sekundärseitiger Überspannung wird eine astabile Stufe (Ast) aktiviert, deren Ausgangsimpulsfolge über die Steuereinrichtung (St) den Stelltransistor (Ts3) sperrt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung der Ausgangsspannung eines fremdgesteuerten Gleichspannungswandlers gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und eine Schaltungsanordnung zum Durchführen dieses Verfahrens.

Aus der DE-OS 27 25 531 ist eine Schaltungsanordnung bekannt, die nach einem solchen Verfahren arbeitet. Ein differenzierter Taktimpuls dient dort zur Einschaltung des Stelltransistors. Bei leitendem Stelltransistor liegt rl'e Eingangsspannung des Wandlers über der Primärwicklung eines Leistungstransformators.

Aufgrund der Selbstinduktion dieser Primärwicklung verursacht die konstante Eingangsspannung einen gleichmäßig ansteigenden Strom durch diese Primärwicklung und ebenso durch eine ihr in Serie geschaltete Primärwicklung eines Steuertransformators. Der Steuertransformator hat zwei Sekundärwicklungen, von denen eine die Primärwicklung des Steuertransformators als Stromtransformator belastet, so daß c'urch diese Sekundärwicklung ein proportional zum Strom durch den .Stelltransistor wachsender Strom induziert wird, welcher an die Basis des Steiltransistors geführt ist. Der induzierte Strom kann den Stelltransistor im Einschaltzustand halten.

Die zweite Sekundärwicklung des Steuertransformators arbeitet im Leerlauf. Die an ihr abfallende Spannung ist ein Maß für den Strom durch den Stelltransistor und damit ein Maß dafür, wie lange die Spannung über der Primärwicklung des Leistungstransformators der konstanten Eingangsspannung entspricht. Im Ausgangskreis des Wandlers befindet sich ein Spannungsregler, der einen an der zweiten Sekundärwicklung des Steuertransformators betriebenen Transistor aufweist. Ein diesen Transistor steuernder Verstärker des Spannungsreglers hält den Transistor im Sperrzustand, wenn seine Ausgangsspannung positiv ist, solange die Spannung über der zweiten Sekundärwicklung des Steuertransformators zuzüglich der Basis-Emitterspannung des Transistors niedriger als seine Basisspannung ist. Sobald die Spannung über der zweiten Sekundärwicklung des Steuertransformators einen bestimmten Wert übersteigt, schaltet der Transistor durch und schließt die /weite Sekundärwicklung kurz. Diese Sekundärwicklung übernimmt nun den Strom durch die erste Sekundärwicklung, so daß der Stelltransistor keinen weiteren Basisstrom mehr erhält und abschaltet. In Abhängigkeit der Belastung verschiebt sich der Anteil der Energieaufnahme bzw. -abgabe bezüglich einer Taktperiode. Eine erneute Energieabgabe ist erst dann möglich, wenn die in der zweiten Sekundärwicklung des Steuertransformators gespeicherte Energie verschwunden ist. Ungünstig bei dieser Schaltungsanordnung ist die Gefahr der .Schwingneigung durch die vielfach gekoppelten Transformatorwicklungen, insbesondere bei höheren Beiriebsfrequenzen.

Aus der EP-A1-00 14 833 ist eine Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung eines Gleichspannungswandlers mit galvanischer Trennung /wischen Eingangs- und Ausgangsstromkreis bekannt. Dessen Regelung soll sowohl den dynamischen Laständerungen als auch den Änderungen der Versorgungsspannung schnell entgegenwirken. Dieser Gleichspannungswandler weist in seinem Ausgangsstromkreis eine Impulsbreitenmodulationsstufe auf, die als Komparator ausgebildet ist. Diesem Komparator ist eine Referenzspannung zugeführt und eine Meßspannung, die von der Ausgangsspannung des Wandlers abhängig ist. Übersteigt das von der Ausgangsspannung abhängige Meßsignal die Höhe der Referenzspannung, so erscheint am Ausgang des Komparator ein Steuersignal (Abschaltsignal), das über einen Signalwandler zu einer Steuereinrichtung im Eingangsstromkreis des Wandlers übertragen wird. Zur Impulsbreitensteuerung des Stelltransistors ist eine bistabile Kippstufe vorgesehen, die von einem Taktimpuls eines Taktgenerators setzbar und vom Steuersignal des Kcmparators rürksetzbar ist. Der Signalwandler zur galvanischen Trennung ist dabei als Optokoppler ausgebildet. Optokoppler weisen große Exemplarstreuungen auf und sind temperaturabhängig. Koppelfaktoränderungen der Optokoppler verändern nicht nur das zu übertragende Signal — Ausgangsspannung —, sondern auch die Verstärkung des Regelkreises und können damit die Stabilität des Regelkreises ungünstig beeinflussen. Auch sind Optokoppler als Übertragungsglieder für digitale Signale wegen ihrer großen Ein- und Ausschaltzeiten für hohe Schaltfrequenzen schlecht geeignet.

Aus der DE-OS 29 19 905 ist ein Gleichspannungswandler bekannt, der ebenfalls mit galvanischer Trennung zwischen Eingangs- und Ausgangsstromkreis arbeitet. Ein von der Ausgangsspannung abgeleitetes Signal wird über einen Spannungsübertrager zur Impulsbreitenmodulationsstufe im Eingangsstromkreis übertragen, die wiederum die Schaltstufe des Stelltransistors steuert. Die Impulsbreitenmodulationsstufe ist hier also dem Eingangsstromkreis zugeordnet und die Regelsignalübertragung erfolgt analog. Die Wicklungen des Spannungsübertragers können aufgrund der bei Gleichspannungswandlern geforderten hohen Spannungsfestigkeiten nur lose gekoppelt sind, was eine große Streuinduktivität zur Folge hat. Diese Streuinduktivität bewirkt zusammen mit den Ersatzwiderständen des Übertragers eine Verzögerung des Regelsignals und damit eine Phasenverschiebung zwischen der Ausgangsspannung und dem der Impulsbreitenmodulationsstufe zugeführten Regelsignal. Die Phasenverschiebung verkleinert die Phasenreserve des Regelkreises, was zur Folge haben kann, daß der Regler zum Schwingen neigt. Aus der DE-OS 29 20 166 ist ein Gleichspannungswandler bekannt mit einer Impulsbreitenmodulationsstufe, die die Ausgangsspannung des Wandlers mit einer Größe vergleicht, die durch Überlagerung eines zum Kollektorstrom des Stelltransistors proportionalen Signals, einer Referenzspannung und einer Sägezahnspannung gegeben ist. Dieses Konzept mit überlagerter Sägezahnspannung ist aber nicht ohne weiteres auf Gleichspannungswandler mit Potentialtrennung im Regelkreis übertragbar, es sei denn, daß man sowohl im Eingangs- als auch im Ausgangsstromkreis Sägezahnspannungen vorsehen würde. Die Impulsbreitenmodulationsstufe für die Strombegrenzung müßte dann im Eingangskreis angeordnet sein, da bei ausgangsseitigem Kurzschluß keine Ausgangsspannung auftritt. Dabei ergäbe sich auch das Problem der Synchronisierung dieser beiden Sägezahnspannungen, weil bei fehlender Synchronisierung beim Übergang von der Spannungsregelung in die Stromregelung unzulässige Impulsbreiten-Sprünge auftreten würden. Das Konzept mit Sägezahnregelung weist außerdem eine höhere Schwingneigung auf.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ausgehend vorn Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ein Verfahren zur Regelung der Ausgangsspannung eines Gleichspannungswandlers anzugeben, das für hohe Schaltfrequenzen geeignet ist und keine zusätzlichen Phasendrehungen im Regelkreis oder Schwingneigung verursacht.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Patentanspruch 3 beschreibt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens und die weiteren Patentansprüche 4 bis 7 Weiterbildungen dieser Schaltungsanordnung.

Das erfindungsgemäße Verfahren, bzw. die Schaltungsanordnung gemäß Patentanspruch 3 besitzt zu den eingangs genannten Konzepten den Vorteil, daß dynamisch unverzögert in die Impulsbreitenmodulationsstufe eingegriffen werden kann und bei der Regelsignalübertragung keine Signalverzögerung und damit Phasendrehungen auftreten können, die sich insbesondere bei hohen Schaltfrequenzen, die mit den heutigen Leistungsfeldeffekttransistoren realisierbar sind, negativ bemerkbar machen können.

Der Stromübertrager als Signalübertrager ist temperaturunabhängig im Gegensatz zum Optokoppler. Die digitale Impulsübertragung mittels Stromübertrager bietet den Vorteil, daß die digitalen Impulse ohne Verzögerung galvanisch getrennt vom Ausgangs- zum Eingangsstromkreis übertragen werden können, da die Streuinduktivität beim Betrieb mit eingeprägtem Strom keinen Einfluß hat. Da sich die Streuinduktivität beim Stromübertrager nicht auswirkt, ist eine galvanische Trennung mit einer hohen Spannungsfestigkeit, beispielsweise 4 kV mit einfachen Mitteln zu erreichen (Zwei-Kammer-Spulenkörper). Durch die Digitalisierung des Regelsignals in Form einer Impulsfolge kann der Stelltransistor über mehrere Schaltperioden gesperrt gehalten werden, wie es z. B. beim Anstieg der Ausgangsspannung nach plötzlicher Entlastung des Wandlers erforderlich ist. Da bei der Auswertung der Steuerimpulse im Eingangsstromkreis keine zusätzlichen Integrationsglieder vorhanden sind, tritt keine Einengung des Regelbereiches auf; denn der ausgangsseitige Ausschaltbefehl bewirkt das unverzögerte Abschalten des Stelltransistors.

Mit der Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 ist es möglich, einen Abgleich der Ausgangsspannung einzusparen. Die Ausgangsspannung wird statisch hinter der Ausgangssiebung und dynamisch vor der Ausgangssiebung abgenommen. Damit kann der am Gleichstromwiderstand der Ausgangssiebung erzeugte Spannungsabfall ausgeregelt werden.

Anhand der Zeichnungen wird die Erfindung nun näher erläutert. Dabei zeigt

F i g. 1 ein Prinzipschaltbild des nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Gleichspannungswandlers,

F i g. 2 einen detaillierten Stromlaufplan dieses Gleichspannungswandlers und

F i g. 3 den zeitlichen Verlauf von ausgewählten Signalen innerhalb des Gleichspannungswandlers.

In F i g. 1 ist die Eingangsspannungsquelle des Gleich-Spannungswandlers mit Ue bezeichnet Im Eingangsstromkreis liegt parallel zu dieser Eingangsspannungsquelle die Serienschaltung aus Primärwicklung w2 I des HilfsÜbertragers Tr2, die Primärwicklung wl des Leistungsübertragers LO und Stelltransistor 7s 3. Der Stelltransistor Ts 3 wird über die Steuereinrichtung Sr angesteuert, die wiederum vom Taktgenerator TC und von der an der Sekundärwicklung w 1 II des Stromübertragers Tr 1 abfallenden Spannung beeinflußt wird. Im Ausgangsstromkreis des Gieichspannungswandlers ist mit w Il die Sekundärwicklung des Leistungsübertragers Lü bezeichnet. Die an dieser Sekundärwicklung abfallende Spannung wird an der Diode Dgleichgerichtet und steht nach Glättung an der Siebdrossel Dr i und Kondensator C 4 am Lastwiderstand R/. an. Über eine Einrichtung zum Erfassen der Ausgangsspannung EU, die parallel zur Siebdrossel Dr ί angeordnet ist, erhält der Komparator K1, der die Impulsbreitenmodulationsstufe bildet, an seinem nicht invertierenden Eingang ein von der Ausgangsspannung abhängiges Signal. Dem invertierenden Eingang des Komparator K i wird über den HilfsÜbertrager Tr 2 ein zum Kollektorstrom ic des Stelltransistors 7>3 proportionales Signal und eine Referenzspannung UrefX zugeführt. Der Ausgang des Komparators K 1 ist mit einer astabilen Einrichtung Ast verbunden, die bei Ausgangsüberspannung über das Ausgangssignal vom Komparator K 1 aktiviert wird. Sowohl das digitale Ausgangssignal des Komparators K 1 selbst, wie auch die von der astabilen Einrichtung Ast erzeugte Impulsfolge wird über den Stromübertrager TrI zur Steuereinrichtung St im Eingangsstromkreis übertragen.

Die Wirkungsweise der Schaltung wird nun anhand von Fig. 2 und Fig. 3 näher erläutert. Die Bezugszeichen entsprechen denen der Fig. 1. Der Stelltransistor wird leitend, wenn die Potentiale der Signale an den Bezugspunkten Θ, ©, ® (vgl. F i g. 3) auf niedrigem Potential (Low) liegen und der Taktgenerator TC, dessen Ausgangssignal an Bezugspunkt © erscheint, nach Low schaltet. Der fließende Kollektorstrom k wird mittels HilfsÜbertrager 7>2, der wie Tr 1 ein Stromübertrager ist, transformiert und erzeugt am ersten Widerstand R i eine Spannung u2, die dem durch den Stellentransistor Ts 3 fließenden Kollektorstrom ic proportional ist.

Die Ausgangsspannung wird dynamisch über Kondensator Ci der Einrichtung EU zum Erfassen der Ausgangsspannung vor der Ausgangssiebung und statisch über den Widerstand R 2 hinter der Ausgangssiebung abgenommen.

Wenn die Spannung u2, bezogen auf das Minuspotential der Leitung Ak 1, größer als die Spannung u 1, die zwischen den beiden Eingängen des Komparalors K 1 auftritt und zur Ausgangsspannung U_A proportional ist wird der invertierende Eingang des Komparators K 1 positiver als der nicht invertierende und das Potential am Ausgang des Komparators K 1, der einen »offenen Kollektor« besitzt, springt auf einen höheren Wert (High-Potential). Der jetzt durch die Primärwicklung wi 1 des Stromübertragers Tr1 fließende Strom, der durch den dritten Widerstand R 3 (Emitterwiderstand der Treiberstufe Ts i) bestimmt wird, wird transformiert und steuert über die Diode D 1 und dritten Kondensator C3 die weitere Treiberstufe, Transistor Ti 2, an. Der Transistor Ts 2 weist einen Sättigungsschutz auf (Diode D i und Diode D 2). Der Emitter von 7s 2 kann, wie in Fig.2 dargestellt, direkt an die Eingangsspannungsquelle Ueangeschlossen sein oder über einen Vorregler betrieben werden. Am Bezugspunkt O erscheint das Kollektorpotential von Transistor Ts 2, dargestellt in der dritten Zeile von F i g. 3. Dieses Kollektorpotential springt bei Basisansteuerung von Ts 2 durch den transformierten Strom auf high, was zur Folge hat, daß am Bezugspunkt © das mittels Differenzierstufe Dz/differenzierte und über das UND-Glied L 1 geleitete Kollektorpotential ebenfalls auf high springt. Damit wird das positiv flankengesteuerte D-Flip-Flop FFi gesetzt, worauf dessen nicht invertierender Ausgange ebenfalls High-Potential annimmt Die positive Flanke am Bezugspunkt © liegt gleichzeitig an einem Eingang des NOR-Blockiergatters G, worauf dessen Ausgang Low-Potential annimmt und dadurch den Stelltransistor Ts 3

sperrt. Der Kollektorstrom /V von Ts 3 wird Null. Über den HilfsÜbertrager Tr 2 wird kein Strom mehr übertragen, so daß am Widerstand Rl keine Spannung u2 mehr abfällt. Dies hat zur Folge, daß der invertierende Eingang des Komparaiors K 1 wieder positiver wird als der nicht invertierende. Am Ausgang von K 1 erscheint deshalb Low-Potential. Der Strom in der Primärwicklung w 1 1 des Stromwandlers Tr 1 wird unterbrochen, da mit der Treiberstufe Ts 1 nicht mehr vom Ausgang des !Comparators K 1 angesteuert wird. Der weitere Treibertransistor Ts 2 ist gesperrt, da kein Regelsignal übertragen wird. Das Kollektorpotential von Ts 2 springt auf Low, Bezugspunkt 0 und der Kondensator C 3 entlädt sich über die Diode D 3. Mit dem Kondensator C3 wird eine Vormagnetisierung des Stromwandlers Tr 1 verhindert. Der Ausgang des UND-Gliedes L 1 hat durch die Wirkung der Differenzierstufe D//schon vorher auf low geschaltet.

Der Stelltransistor Ts 3 kann jetzt nicht sofort wieder eingeschaltet werden, weil der nicht invertierende Ausgang Q des Flip-Flops FFl weiterhin High-Potential aufweist und der Ausgang des NOR-Blockiergatters G auf Low-Potential liegt. Kurz vor t = T/2 springt das Ausgangspotential des Taktgenerators TG (Taktimpuls), der mit doppelter Schaltfrequenz arbeitet, auf High-Potential, vgl. F i g. 2, Bezugspunkt © und F i g. 3, Zeile©· Dieses High-Potential liegt nun auch am Rücksetzeingang Λ des ersten Flip-Flops FFl, was zur Rücksetzung dieses Flip-Flops führen würde, wäre nicht am Setzeingang 5 von FF1 der Ausgang des Frequenzteilers Fi, der das Ausgangssignal des Taktgenerators im Verhältnis 2 :1 teilt, angeschlossen, der mit der positiven Flanke des Taktgenerators TG- umschaltet und dadurch das High-Potential an den Setzeingang 5 von FF1 kurze Zeit später weitergibt. Selbst wenn der nicht invertierende Ausgang Q von FFl, beruhend auf der Tatsache, daß das High-Potential kurze Zeit früher am Rücksetzeingang R liegt als am Setzeingang S, und der Ausgang Q für wenige Nanosekunden auf low schalten würde, könnte der Stelltransistor Ts 3 nicht leitend werden, weil während der Umschaltzeit das High-Potential des Taktgenerators TG nicht nur am Rücksetzeingang R von FFl sondern auch an einem Eingang des NOR-Blockiergatters G anliegt und deshalb der Ausgang dieses Blockiergatters auf low bleiben muß. Das Potential des Taktgenerators TG springt ;:ur Zeit r = T/2 wieder auf low. Der Setzeingang S von FFl und damit auch sein nicht invertierender Ausgang führen High-Potential, was bedeutet, daß der Stelltransistor Ts 3 weiterhin gesperrt bleibt. Beim Erscheinen des nächsten Taktimpulses von Taktgenerator TG — High-Potential — schaltet der Frequenzteiler Ft auf Low-Potential, F i g. 3, Zeile ©, wodurch auch am Setzeingang S von FFl Low-Potential liegt. Das High-Potential des Taktgenerators TG liegt auch am Rücksetzeingang R von FFl und stellt dieses zurück; d. h. der nicht invertierende Ausgang Q nimmt Low-Potential an. Wenn nun auch der Taktgenerator TG auf Low-Potential schaltet, Ende eines Taktimpulses, liegen alle Eingänge des NOR-Blokkiergatters G auf Low-Potential. Der Ausgang des NOR-Blockiergatters G nimmt dadurch High-Potential an, was zur Folge hat, daß der Stelltransistor Ts3 wieder leitend wird.

Der Frequenzteiler F/ begrenzt die maximal mögliche Leitendphase des Stelltransistors Ts3 auf t\ = T/2 abzüglich der Impulszeit des Taktimpulses von TG. Im normalen Betriebsfall, d. h. keine ausgangsseitige Überspannung des Wandlers, ergibt sich beim Abschalten des Stelltransistors Ts 3 nur ein Impuls, vgl. F i g. 3, Zeile ©und®, mit dessen positiver Flanke Ts3 abgeschaltet wird. Der Impuls am Ausgang der zweiten Treiberstufe Ts2, Bezugspunkt© dessen Breite durch die Schaltzeit des Komparator K 2 und der Laufzeit in der Steuerelektronikeinrichtung St gegeben ist, wird mittels Differenzierstufe Dif differenziert. Es entsteht dabei ein Impuls, der schmäler ist als der Taktimpuls des Taktgenerators TG, vgl. F i g. 3, Zeilen © und ©. Da in diesem zuvor definierten normalen Betriebsfail der Stelltransistor Ts 3 spätestens mit der positiven Flanke des Taktimpulses von TG abgeschaltet wird, kann, selbst wenn die positive Flanke von Bezugspunkt © mit der positiven Flanke des Taktimpulses Bezugspunkt © zusammenfällt, während der Zeit fc = T—T/2 am Bezugspunkt ©kein High-Potentiai mehr anliegen. Diese Talsache wird, wie nachfolgend beschrieben, genutzt, um den Stelltransistor Ts3 über längere Zeit, d.h. mehrere Schaltperioden, gesperrt zu halten.

Bei einem Anstieg (Überschwappen) der Ausgangsspannung, z. B. durch plötzliche ausgangsseitige Entlastung des Wandlers, sperrt der Ausgangstransistor des Komparators K 2 dauernd, d. h. der Ausgang von Komparator K 2 führt High-Potential. Durch den fließenden Strom im Stromübertrager TrI wird der Stelltransistor Ts 3, wie schon beschrieben, abgeschaltet und der Ladekondensator C2, aufgrund der jetzt an R 3 anliegenden Gleichspannung, soweit aufgeladen, daß der Komparator K 2 auf Low-Potential schaltet und den Treibertransistor Ts 1 sperrt, was zur Folge hat, daß die Spannung am dritten Widerstand Λ 3 zu Null wird. Der Ladekondensator C2 entlädt sich nun über R 3 und R 4, so daß für den Komparator K 2 eine tiefere Schaltschwelle entsteht, die durch den Spannungsteiler Ri, R 5 gegeben ist. Der Ausgang von Komparator K 2 nimmt dadurch wieder High-Potential an.

Bei ausgangsseitiger Überspannung arbeitet der Komparator K 2 in Verbindung mit dem Treibertransistor Ts 1 als astabiler Multivibrator. Die dadurch in der Primärwicklung w I des Stromübertragers Tr 1 fließenden Impulsströme (Impulsfolge) werden transformiert und erzeugen im Eingangsstromkreis des Wandlers Rechteckimpulse, wie in F i g. 3,©und©dargestellt. Diese Impulsfolge kann also während der Zeit t = T— T/2 nur dann auftreten, wenn ausgangsseitig Überspannung vorliegt Im nachfolgenden wird nun erläutert, wie damit der Stelltransistor Ts 3 dauernd gesperrt gehalten wird.

Wenn der Ausgang des Frequenzteilers Fi₁ Bezugspunkt ©, High-Potential, der Ausgang des Taktgenerators TG Low-Potential und der Ausgang des UND-Gliedes L 1 High-Potential annimmt, bedeutet dies, daß ausgangsseitige Überspannung vorliegt und die UND-Bedingung des weiteren UND-Gliedes L 2 erfüllt ist. L 2 nimmt am Ausgang High-Potential an, welches dem Rücksetzeingang R des zweiten positiv flankengesteuerten D-Flip-Flops FF2 zugeführt wird und dieses zurückstellt, vgl. F [g. 3, Zeile ©. Damit führt der invertierende Ausgang Qdes zweiten Flip-Flops FF2 High-Potential, welches zu einem weiteren Eingang des NOR-Blockiergatters G übertragen wird. Hierdurch kann der Stelltransistor Ts 3 bei der nächsten Einschaltbedingung nicht leitend werden, weil der Ausgang des NOR-Blokkiergatters G auf Low-Potential bleibt

Wenn also während der Zeit t = T—T/2 Impulse der von der astabilen Stufe Ast erzeugten Impulsfolge erscheinen, bedeutet dies, daß ausgangsseitige Überspannung vorliegt und der nächste Kollektorstromimpuls ic ausfällt Dies ist in Fig.3 gestrichelt dargestellt. Das

zweite Flip-Flop FF2 wird mit der positiven Flanke des Frequenzteilers Ft über seinen Takteingang wieder gesetzt; d. h. der invertierende Ausgang Q nimmt Low-Potential an und hebt damit den blockierenden Einfluß auf. Wenn, wie in F i g. 3 dargestellt, bei der folgenden Zeit: T—T/2 am Bezugspunkt © wieder Impulse der Impulsfolge erscheinen, bedeutet dies, daß immer noch ausgangsseitige Überspannung vorliegt und wie beschrieben auch der nächste Kollektorstromimpuls ic ausfällt usw.

Der Stelltransistor Ts 3 kann erst dann wieder leitend werden, wenn während der vorhergehenden Zeit: T—T/2 keine Impulsfolge übertragen worden ist, d.h. keine ausgangsseitige Überspannung mehr vorliegt und die Einschaltbedingung nach F i g. 3 gegeben ist.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

20

25

30

35

40

45

50

es

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Regelung der Ausgangsspannung eines fremdgesteuerten Gleichspannungswandlers mit galvanischer Trennung zwischen Eingangs- und Ausgangsstromkreis, der eine Impulsbreitenmodulationsstufe im Ausgangsstromkreis aufweist, wobei letzterem ein von der Ausgangsspannung des Wandlers abhängiges Signal und eine Referenzspannung zugeführt wird, wobei einer Steuerspannung des Stelltransistors im Eingangsstromkreis vom Ausgang der Impulsbreitenmodulationsstufe über einen Signalübertrager ein Steuerimpuls, der das Ende der tatsächlichen Leitendphase des Stelltransistors bestimmt und von einem Taktgenerator ein Taktimpuls, der den Beginn der Leitendphase des Sielltransi'-tors bestimmt, zugeführt wird, und wobei dem Impulsbreitenmodulator ein zum Kollektorstrom durch den Stelltransistor proportionales Signal zugeführt wird, wobei dessen Abschalten dann erfolgt, wenn das zum Kollektorstrom proportionale Signal das von der Ausgangsspannung abhängige Signal übersteigt, dadurch gekennzeichnet, daß die maximal mögliche Leitendphase des Stelltransistors durch die Zeitdauer zwischen zwei benachbarten Taktimpulsen und seine Sperrphase durch den Steuerimpuls und den übernächsten Taktimpuls bestimmt wird, daß der das Abschalten des Stelltransistors innerhalb der maximal möglichen Leitendphase auslösende Steuerimpuls mittels eines Stromübertragers (Tr X) als Signalübertrager übertragen wird, daß bei Ausgangsüberspannung eine astabile Stufe (Ast) aktiviert wird, die für die Dauer dieser Oberspannung eine Impulsfolge an den Stromübertrager (Tr X) abgibt, und daß bei Auftreten der Impulsfolge zwischen zwei Impulsen, die die Sperrphase des Stelltransistors bestimmen, der Stelltransistor solange am Einschalten gehindert wird, bis wieder eine impulsfreie Sperrphase auftritt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpuls derart aufbereitet wird, daß er schmäler als ein Taktimpuls des Taktgenerators ist.

3. Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2 unter Verwendung eines Komparators als Impulsbreitenmodulationsstufe, dadurch gekennzeichnet, daß der nicht invertierende Eingang des Komparators mit einer Einrichtung zum Erfassen der Ausgangsspannung (EU) verbunden ist, daß der invertierende Eingang des Komparators mit einer Serienschaltung aus Sekundärwicklung (w2\l) eines HilfsÜbertragers (Tr 2) und einer Referenzspannung verbunden ist, daß die Primärwicklung (w2 I) des HilfsÜbertragers (Tr 2) in Serie zum Stelltransistor und zur Primärwicklung (w I) des Leistungsübertragers (Lu) angeordnet ist, daß der Sekundärwicklung (V2II) des HilfsÜbertragers (Tr2) ein erster Widerstand (R X) parallel geschaltet ist, an dem eine zum Kollektorstrom des Stelltransistors proportionale Spannung abfällt, daß die Primärwicklung (w X 1) des Stromübertragers (Tr \) über eine Treiberstufe (Ts X) mit dem Ausgang des Komparators und mit der astabilen Stufe (Ast) verbunden ist und daß die Sekundärwicklung (w\ II) des Stromübertragers (TrX) über eine weitere Treiberstufe (Ts 2) mit dem Eingang der den Stelltransistor ansteuernden Steuereinrichtung

verbunden ist

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erfassen der Ausgangsspannung (EU)aus einer Serienschaltung eines zweiten Widerstandes (R 2) mit einem ersten Kondensator (CX) besteht, daß die Einrichtung (EU) parallel zur Siebdrossel (Or 1) im Ausgangsstromkreis geschaltet ist und daß der nicht invertierende Eingang des Komparators an den gemeinsamen Verbindungspunkt von zweitem Widerstand (R 2) und erstem Kondensator CCl) angeschlossen ist

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die astabile Stufe (Ast) einen weiteren Komparator (K 2) und einen Ladekondensator (C 2) aufweist, daß der Emitter des Transistors der Treiberstufe (Ts X) über einen dritten Widerstand (R 3) mit einer Ausgangsklemme (Ak 1) des Gleichspannungswandlers und über einen vierten Widerstand (RA) mit dem invertierenden Eingang des weiteren Komparators (K 2) verbunden ist, daß letzterer Eingang mit dem Ladekondensator (C2) verbunden ist, daß der nicht invertierende Eingang des weiteren Komparators (K 2) über einen fünften Widerstand (R 5) an eine Vergleichsspannungsquelle (Uref2) angeschlossen ist, daß der Ausgang des weiteren Komparators (K 2) mit der Basis des Transistors der Treiberstufe (Ts X) sowie über einen sechsten Widerstand (R%) mit der die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers führenden Leitung (Ltg) verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung ein NOR-Blockiergatter (G) und zwei Flip-Flops (FFX, FF2) aufweist, daß der Ausgang des NOR-Blockicrgatters (G)mit dem Stelleingang des Stelltransistors verbunden ist, daß der Takteingang des ersten Flip-Flops (FFX) über eine Differenzierstufe (DiI) und ein UND-Glied (L X) sowohl mit dem Ausgang der weiteren Treiberstufe (Ts 2) als auch mit einem Eingang des NOR-Blockiergatters (G) verbunden ist, daß der Taktgenerator mit dem Rücksetzeingang des ersten Flip-Flops (FFX), mit einem Eingang des NOR-Blokkiergatters (G) und über einen 2 :1 Frequenzteiler (Ft) sowohl mit dem Setzeingang des ersten Flip-Flops (FFX) als auch mit dem Takteingang des zweiten Flip-Flops (FF2) verbunden ist, daß der nicht invertierende Ausgang des ersten Flip-Flops (FFX) wie auch der invertierende Ausgang des zweiten Flip-Flops (FF2) mit je einem Eingang des NOR-Blockiergatters (G) verbunden ist, daß ein weiteres UND-Glied (L2) vorhanden ist, dessen erster Eingang über ein lnverterglied (L 3) mit dem Rücksctzeingang des ersten Flip-Flops (FFi), dessen zweiter Eingang mit dem Takteingang des ersten Flip-Flops (FFX) und dessen dritter Eingang mit Takteingang des zweiten Flip-Flops (FF2) verbunden ist und daß der Setzeingang des zweiten Flip-Flops (FF2) mit der Masseleitung des Eingangsstromkreises verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (wX II) des Stromübertragers (Tr X) mit einem dritten Kondensator (C3) derart verbunden ist, daß eine Vormagnetisierung des Stromübertragers (TrX) verhindert wird.