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Getaktetes Netz gerät
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Die Erfindung betrifft ein getaktetes Netzgerät nach dem Sperrwandler-Prinzip
mit einem Wandler, dessen Primärwicklung über wenigstens einen periodisch ansteuerbaren
Schalter mit einer Gleichspannungsquelle und dessen Sekundärwicklung über ein erstes
Stromrichterventil mit Ausgangsklemmen und einem zu den Ausgangsklemmen parallel
liegenden Glättungsfilter verbunden ist, wobei gegebenenfalls eine dritte Wicklung
über ein zweites Stromrichterventil mit der Gleichspannungsquelle verbunden ist.
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Solche getakteten Netzgeräte sind beispielsweise aus den Mullard Technical
Communications, Nr. 119, Juli 1973, Seite 271 bis 278 bekannt. In dieser Literaturstelle
wird ein nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitendes getaktetes Netzgerät beschrieben.
Die Ausgangsspannung wird dabei durch das Tastverhältnis des ansteuer-
baren
Schalters auf der Primärseite des Wandlers geregelt. Dazu muß jedoch der Betrag
der Ausgangsspannung von der Sekundärseite des Wandlers zu einer Steuerschaltung
auf der Primärseite des Wandlers übertragen werden. Da zwischen Primärseite und
Sekundärseite im allgemeinen eine galvanische Trennung erforderlich ist, müssen
in diesen Ubertragungsweg galvanisch trennende Elemente, wie z.B. Ubertrager oder
Optokoppler eingesetzt werden. Dadurch wird jedoch die Regelung recht aufwendig
und die Genauigkeit sowie das dynamische Verhalten des Regelvorgangs werden verschlechtert.
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Getaktete Netzgeräte der eingangs genannten Art, jedoch ohne eine
dritte Wicklung des Wandlers, sind auch aus dem Valvo-Bericht Band 18, Heft 1/2,
Seite 143 bis 154 bekannt. In dieser Literaturstelle werden sowohl getaktete Netzgeräte
beschrieben, die nach dem Durchflußwandlerprinzip arbeiten als auch nach dem Sperrwandlerprinzip
arbeitende getaktete Netzgeräte. Bei allen beschriebenen Schaltungen wird die Ausgangsspannung
durch Veränderung des Tastverhältnisses auf der Primärseite des Wandlers geregelt.
Die Sekundärseite enthält keine steuerbaren Elemente. Damit tritt auch hier das
bereits genannte Problem auf, eine Regelinformatinn von der Sekundärseite auf die
Primärseite des Wandlers zu übertragen, wobei eine galvanische Trennung vorhanden
sein soll.
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Getaktete Netzgeräte der eingangs genannten Art, die jedoch nicht
nach dem Sperrwandlerprinzip, sondern nach dem Durchflußwandlerprinzip und ohne
eine dritte Wicklung des Wandlers arbeiten, sind ferner aus der DT-OS 26 25 036
bekannt. In dieser OS wird eine Ausführung beschrieben, bei der das Tastverhältnis
des ansteuerbaren Schalters auf der Primärseite des Wandlers
einen
festen Wert hat. Die Sekundärwicklung ist über ein ansteuerbares Stromrichterventil
und eine Drossel mit den Ausgangsklemmen verbunden. Parallel zu den Ausgangsklemmen
liegt ein Glättungskondensator. Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt mit dem
steuerbaren Stromrichterventil auf der Sekundärseite des Netzgeräts. Um trotz des
bei Durchflußwandlern unumgänglichen LC-Filters und der damit bedingten Phasenverschiebung
von - 1800 ein schnelles und stabiles Regelverhalten zu erreichen, ist zur Ansteuerung
des steuerbaren Stromrichterventils auf der Sekundärseite ein vermaschter Regelkreis
vorgesehen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, ein Netzgerät nach dem Sperrwandlerprinzip
der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß keine Regelinformation von der
Sekundärseite auf die Primärseite des Wandlers übertragen werden muß.
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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß parallel zur
Sekundärwicklung ein steuerbares Stromrichterventil liegt, das in Abhängigkeit von
der Ausgangsspannung ansteuerbar ist.
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Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt mit dem steuerbaren Stromrichterventil
auf der Sekundärseite, daher ist keine Übertragung einer Regelgröße von der Sekundärseite
auf die Primärseite des Wandlers nötig. Probleme mit der galvanischen Trennung treten
daher nicht auf.
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Das Tastverhältnis des Schalters auf der Primärseite des Wandlers
kann dabei fest eingestellt werden. Durch Anwendung des Sperrwandlerprinzips ergibt
sich ein gutes dynamisches Verhalten der Regelung. Die Genauigkeit und das dynamische
Verhalten der Regelung sind gegenüber herkömmlichen getakteten Netzgeräten zusätzlich
dadurch
verbessert, daß die Regelgröße nicht über aufwendige galvanisch
trennende Elemente übertragen werden muß und daß der Wandler nicht in der Regelstrecke
liegt.
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Die am häufigsten vorkommende Fehlerart des steuerbaren Stromrichterventils,
nämlich das Durchlegieren, führt nicht zu einer Überspannung am Ausgang, sondern
zum Ausfall der Ausgangsspannung. Das erfindungsgemäße Netzgerät ist leerlauffest,
bei Leerlauf ist das parallel zur Sekundärwicklung liegende steuerbare Stromrichterventil
dauernd eingeschaltet.
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Beim erfindungsgemäßen Netzgerät kann der ansteuerbare Schalter auf
der Primärseite des Wandlers für die restliche Dauer einer Periode geöffnet werden,
sobald der Strom durch die Primärwicklung während einer Periode einen einstellbaren
Wert überschreitet. Dadurch ist die Strombegrenzung gewährleistet, und das Netzgerät
wird kurzschlilßfest. Die Strombegrenzung ist insbesondere deshalb sehr wichtig,
da bei Leerlauf des Netzgeräts das steuerbare Stromrichterventil auf der Sekundärseite
des Wandlers ständig im leitenden Zustand ist und die Sekundärseite daher auf Kurzschluß
arbeitet.
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Dabei wird der Strom durch die Primärwicklung am einfachsten mit einem
Widerstand zwischen Gleichspannungsquelle und Primärwicklung erfaßt.
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Als steuerbares Stromrichterventil parallel zur Sekundärseite des
Wandlers kann man am einfachsten einen Thyristor verwenden.
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Die Ansteuerung des steuerbaren Stromrichters erfolgt zweckmäßigerweise
mit einem Grenzwertgeber, der das Stromrichterventil in den leitenden Zustand bringt,
wenn die mit einem Spannungsteiler abgegriffene Ausgangs-
spannung
die Spannung einer Referenzspannungsquelle überschreitet. Die Regelung erfolgt also
mit einem einfachen Zweipunktregler, man kann einen einfachen Operationsverstärker
mit wenigen zusätzlichen Beschaltungselementen verwenden.
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Das Glättungsfilter kann die Reihenschaltung'eines Kondensators und
eines Widerstands sein, wobei die Referenzspannungsquelle die Reihenschaltung des
Widerstands und einer Konstantspannungsquelle ist. Damit enthält die Referenzspannung
einen Hystereseanteil, der den Einfluß des Ersatzserienwiderstands des Kondensators
kompensiert und damit die definierte Erfassung des Ausgangsspannungsgrenzwerts sicherstellt.
Die Konstantspannung wird dabei zweckmäßigerweise mit einer Zenerdiode erzeugt,
die in Serienschaltung mit einem Widerstand parallel zum Kondensator liegt.
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Die Referenzspannungsquelle des Grenzwertgebers kann eine Konstantspannungsquelle
sein, wobei der Spannungsteiler einen Widerstand enthält, der vom Strom über das
Glättungsfilter so durchflossen wird, daß der Spannungsabfall am Widerstand von
der Ausgangsspannung subtrahiert wird. Mit dieser Schaltung wird ebenfalls eine
Kompensation des Einflusses des Ersatzserienwiderstands des Kondensators erreicht,
ohne daß, wie bei der vorher genannten Anordnung, die Welligkeit der Ausgangsspannung
erhöht wird.
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Im folgenden wird das erfindungsgemäße Netzgerät beispielhaft anhand
der Figuren 1 bis 4 näher erläutert.
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Figur 1 zeigt das schematische Schaltbild einer ersten Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Netzgerätes. Die von einem Gleichstromnetz oder über einen
Gleichrichter
von einem Wechselstromnetz gelieferte Gleichspannung
UE ist über einen Transistor 2 mit der Primärwicklung 1a eines Wandlers 1 verbunden.
Der Transistor 2 wird von einem Taktgeber 3 angesteuert. Der Taktgeber 3 liefert
periodische Rechteckimpulse, die den Transistor 2 abwechselnd in den leitenden und
sperrenden Zustand schalten.
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Im Ausführungsbeispiel ist zwischen dem Transistor 2 und der Gleichspannungsquelle
UE ein Widerstand 4 eingefügt. Der Spannungsabfall an diesem Widerstand 4 wird dem
Taktgenerator 3 zugeführt. Wenn der Strom durch die Primärwicklung 1a des Wandlers
1 und damit der Spannungsabfall am Widerstand 4 während eines Taktes einen bestimmten
Wert überschreitet, wird der Transistor 2 über den Taktgenerator 3 für die restliche
Dauer des Taktes in den sperrenden Zustand gebracht.
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Die Wicklung 1c des Wandlers 1 ist mit der Primärwicklung 1a zweckmäßigerweise
bifilar gewickelt, um eine möglichst gute Kopplung zwischen diesen beiden Wicklungen
zu erzielen. Die Wicklung 1c ist über eine Diode 5 mit der Gleichspannungsquelle
UE verbunden. Dabei liegt die Kathode der Diode 5 am positiven Anschluß der Gleichspannungsquelle
UE. Die Wicklung 1c zusammen mit der Diode 5 dient zur Begrenzung der Rückschlagspannung
während der Ausschaltzeit des Transistors 2, wie später erläutert wird.
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Die Sekundärwicklung Ib des Wandlers 1 ist über eine Diode 6 mit den
Ausgangsklemmen 17 und 18, an denen die Ausgangsspannung UA ansteht, verbunden.
Zur Glättung der Ausgangs spannung UA liegt zwischen den Ausgangsklemmen 17 und
18 die Reihenschaltung eines Widerstands 12 und eines Kondensators 13. Dabei ist
das Ersatzschalt-
bild des Kondensators 13 mit der Reihenschaltung
einer Ersatzkapazität 13a und eines Ersatzserienwiderstandes 13b dargestellt. Parallel
zur Sekundärwicklung Ib des Wandlers 1 ist ein Thyristor 7 geschaltet. Der Thyristor
7 wird über einen zur Strombegrenzung dienenden Widerstand 14 von einem Grenzwertgeber
8 angesteuert. Als Grenzwertgeber 8 ist ein Operationsverstärker vorgesehen, der
mit der stabilisierten Ausgangsspannung UA versorgt wird. Dieser Grenzwertgeber
8 vergleicht die Ausgangsspannung UA, die mit dem aus den Widerständen 11a und 11b
gebildeten Spannungsteiler 11 erfaßt wird, mit einer Referenzspannung UR. Die Referenzspannung
UR wird am Verbindungspunkt eines Widerstands 9 und einer Z-Diode 10 abgegriffen,
wobei der Widerstand 9 und die Z-Diode 10 in Reihe geschaltet sind und diese Reihenschaltung
parallel zum Kondensator 13 liegt. Dabei liegt die Anode der Z-Diode 10 am Verbindungspunkt
des Widerstands 12 und des Kondensators 13. Der Grenzwertgeber 8 liefert ein Zündsignal
für den Thyristor 7, wenn die an dem Spannungsteiler 11 anstehende Spannung UA größer
als die Referenzspannung UR ist.
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Die Wirkungsweise der ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Netzgerätes wird beispielhaft anhand von Figur 1 und der Diagramme in Figur 2 näher
erläutert.
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Während der Einschaltzeit des Transistors 2 liegt die Eingangs-Gleichspannung
UE an der Primärwicklung 1a des Wandlers 1. Der Wandler 1 nimmt magnetische Energie
auf.
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Der Spannungswandler ist als Sperrwandler geschaltet, d.h. die Diode
6 auf der Sekundärseite ist im sperrenden Zustand, wenn der Transistor 2 leitet.
Wird nun der Transistor 2 in den sperrenden Zustand geschaltet, so kehrt sich die
Polarität der Spannung auf der Sekundärseite des Wandlers 1 um, die Diode 6 wird
leitend und die während der Leitzeit des Transistors 2 vom Wandler 1
aufgenommene
magnetische Energie wird an die Sekundärseite des Wandlers 1 damit an die Last abgegeben.
Um zu verhindern, daß die Spannung am Transistor 2 beim Umschalten in den sperrenden
Zustand zu stark ansteigt, ist die Wicklung 1c und die Diode 5 vorgesehen. Uber
die Wicklung 1c und die Diode 5 wird die Überspannung, die beim Umschalten des Transistors
2 durch die Streuinduktivität des Wandlers 1 erzeugt wird, begrenzt. Um eine möglichst
enge Kopplung zwischen der Primärwicklung 1a und der Wicklung 1c zu erzielen, sind
diese zweckmäßigerweise bifilar gewickelt.
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Der Transistor 2 wird vom Taktgenerator 3 angesteuert, der Rechteckimpulse
mit konstanter Frequenz und konstantem Taktverhältnis liefert. Der Taktgenerator
3 enthält, wie bereits erwähnt, eine Einrichtung, die den Transistor 2 für die restliche
Dauer eines Taktes in den sperrenden Zustand bringt, sobald der Strom durch die
Primärwicklung 1a des Wandlers 1 und damit der Spannungsabfall am Widerstand 4 einen
bestimmten Wert überschreitet. Damit wird eine Uberlastung des Netzgeräts verhindert.
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Beim erfindungsgemäßen Netzgerät wird die Ausgangsspannung UA mit
dem Thyristor 7 geregelt. Die Wirkungsweise dieser Regelung wird anhand von Figur
2 erläutert.
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Dabei stellt Figur 2a den zeitlichen Verlauf der Spannung U1 an der
Sekundärwicklung 1b des Wandlers 1 dar, wobei gestrichelt der Spannungsverlauf dargestellt
ist, der sich ergeben würde, wenn der Thyristor 7 ständig im sperrenden Zustand
wäre. Während der positiven Halbwelle der Spannung U1 ist die Diode 6 leitend, die
Spannung U1 ist während dieser Phase gleich der Ausgangsspannung UA.
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Figur 2b zeigt den Verlauf des Sekundärstroms i, der durch die während
der Leitphase des Transistors 2 im Wandler 1 gespeicherte magnetische Energie eingeprägt
ist. Dabei fließt der Sekundärstrom i solange durch die Diode 6, bis der Thyristor
7 gezündet wird. Dieser Strom ist mit i1 bezeichnet. Nach dem Zünden des Thyristors
7 fließt der gesamte Sekundärstrom i über den Thyristor 7. Der Strom durch den Thyristor
7 ist mit i2 bezeichnet und in Figur 2b gestrichelt eingezeichnet.
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Figur 2c zeigt den Verlauf der Spannung Uc an der Ersatzkapazität
13a des Kondensators 13. Dabei ist der Verlauf der Spannung Uc bezogen auf einen
Mittelwert und in einem stark vergrößerten Maßstab dargestellt, um die an sich geringe
Welligkeit deutlich zu machen.
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Die Figuren 2d - 2h sind etwa im gleichen Maßstab wie Figur 2c dargestellt.
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Figur 2d zeigt den Verlauf der Spannung UESR am Ersatzserienwiderstand
13b des Kondensators 13 bezogen auf die Nullinie. Die Spannung UESR ist dem Lade-
bzw.
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Entladestrom des Kondensators 13 proportional.
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Figur 2e zeigt die gesamte Spannung Uc am Kondensator 13, bezogen
auf den Mittelwert dieser Spannung. Die Spannung Uc ergibt sich aus der Summe von
Uc und UESR.
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Figur 2f zeigt den Verlauf der Spannung UB am Widerstand 12 bezogen
auf die Nullinie. Wenn man den Strom durch den Widerstand 9 und die Z-Diode 10 vernachlässigt,
ist die Spannung U3 ebenfalls dem Lade- bzw. Entladestrom des Kondensators 13 proportional.
Aus später zu erläuternden Gründen ist der Widerstand 12 so dimen-
sioniert,
daß er bei jeder Temperatur größer als oder höchstens gleich dem temperaturabhängigen
Ersatzserienwiderstand 13b des Kondensators 13 ist. Die Spannung U3 ist daher betragsmäßig
mindestens so groß wie die Spannung UESR.
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Figur 2g zeigt die Ausgangs spannung UA, die gleich der Summe der
Spannungen Uc und U3 ist. Auch die Ausgangsspannung UA ist bezogen auf den Mittelwert
dieser Spannung dargestellt, um die an sich geringe Welligkeit deutlich zu machen.
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Mit dem Spannungsteiler 11 wird aus der Ausgangsspannung UA die zur
Ausgangsspannung proportionale Spannung UÄ gebildet, die dem Grenzwertgeber 8 zugeführt
wird. Diese Spannung UA ist in Figur 2h eingezeichnet.
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Die Referenzspannung UR des Grenzwertgebers, die in Figur 2h gestrichelt
eingezeichnet ist, ist gleich der Summe der Zenerspannung der Z-Diode 10 und der
Spannung UB, die eine abfallende Hysterese bildet.
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Der Grenzwertgeber 8 nach Figur 1 vergleicht die der Ausgangsspannung
UA proportionale Spannung Uk mit der Referenzspannung UR. Der Grenzwertgeber 8 liefert
ein Signal am Ausgang, wenn die zu überwachende Spannung UA über der Referenzspannung
UR liegt, und das Signal am Ausgang verschwindet, wenn die zu überwachende Spannung
UA unter die Referenzspannung UR sinkt. Die Steigung der Spannung UA kann sich je
nach Größe des temperaturabhängigen Ersatzserienwiderstands 13b ändern und unter
Umständen sogar negativ werden. Um in jedem Fall einen definierten Schnittpunkt
zwischen UA und UR und damit einen definierten Grenzwert sicherzustellen, muß der
Widerstand R12 so dimensioniert werden, daß die Neigung der Spannung U3 und damit
der Spannung UR ausrei-
chend groß ist. Dazu wird der Widerstand
12 zweckmäßigerweise größer als oder gleich dem Ersatzserienwiderstand 13b gewählt.
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Sobald UA größer als UR ist, wird mit dem Ausgangssignal des Grenzwertgebers
8 der Thyristor 7 leitend. Figur 2i stellt den Schaltzustand des Thyristors 7 dar,
wobei der Zündimpuls an dem mit einem Pfeil gekennzeichneten Zeitpunkt auftritt.
Sobald der Thyristor 7 leitend wird, fließt der gesamte Strom i der Sekundärwicklung
Ib über den Thyristor 7, die Spannung U1 wird Null.
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Der Kondensator 13 wird über die an den Ausgangsklemmen 17, 18 hängende
Last entladen und die Ausgangsspannung UA sinkt langsam ab.
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Der Thyristor 7 geht in den sperrenden Zustand, sobald die Spannung
U1 negativ wird, d.h. sobald der Transistor 2 einschaltet. Während der Einschaltphase
des Transistors 2 nimmt der Wandler 1 magnetische Energie auf, die er während der
Ausschaltphase, wie bereits besprochen, wieder an den Sekundärkreis abgibt.
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Das Schaltspiel wiederholt sich ständig in der besprochenen Weise.
Bei Leerlauf des Netzgeräts wird der Kondensator 13 nicht entladen und der Thyristor
7 ist während der Ausschaltperiode des Transistors 2 ständig im leitenden Zustand.
Bei Kurzschluß am Ausgang kann nur der im Primärteil im Taktgenerator 3 eingestellte
Strom weiterfließen, da der Primärstrom und deshalb die magnetische Energie pro
Periode begrenzt wird.
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Figur 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für das erfindungsgemäße
Netzgerät. Dabei ist der Widerstand 12 von Figur 1 weggelassen und der Kondensator
13 und die Z-Diode 10 direkt mit der Ausgangsklemme 18 ver-
bunden.
Dafür ist zwischen der Kathode des Thyristors 7 und dem negativen Anschluß des Grenzwertgebers
8 ein Widerstand 11c eingefügt. Der Widerstand 11b des Spannungsteilers 11 ist an
die Kathode des Thyristors 7 angeschlossen. Im übrigen ist diese Schaltung nach
Figur 3 mit der Schaltung nach Figur 1 identisch.
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Von der Funktion her besteht der Unterschied zwischen beiden Schaltungen
darin, daß in der Schaltung nach Figur 3 die Referenzspannung UR des Grenzwertgebers
8 konstant ist. Dafür wird der zu überwachenden Spannung UA eine Hysteresespannung
UB aufgeschaltet. Die Funktion soll wieder anhand von Diagrammen nach Figur 4 erläutert
werden. Figur 4a zeigt den zeitlichen Verlauf der Spannung U1 an der Sekundärwicklung
1 b des Wandlers, Figur 4b den Verlauf des Sekundärstroms i, Figur 4c den Verlauf
der Spannung U' an der Ersatzkapazität 13a, Figur c 4d den Verlauf der Spannung
UESR am Ersatzserienwiderstand 1 3b und Figur 4e den Verlauf der Spannung Uc am
Kondensator 13. Bei diesen Spannungsverläufen besteht kein Unterschied zu den Spannungsverläufen
nach Figur 2.
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Da der Kondensator 13 nach Figur 3 direkt zwischen den Ausgangsklemmen
liegt, ist die Kondensatorspannung Uc mit der Ausgangsspannung UA identisch. Figur
4f zeigt den Verlauf der Spannung UB am Widerstand 11c, wobei die Ströme durch den
Spannungsteiler 11 und die Z-Diode 10 sowie die Stromaufnahme des Grenzwertgebers
8 vernachlässigt wurden. Der Widerstand 11c ist so gewählt, daß er bei Jedem Betriebszustand
größer ist als der Ersatzserienwiderstand 13b des Kondensators 13. Damit ist auch
die Spannung UB größer als die Spannung UESR. Die dem Grenzwertgeber 8 zugeführte
Spannung UA setzt sich zusammen aus der Ausgangs spannung UA und der Spannung UB
am Widerstand 11c, wobei die Spannung U3 von der Spannung UA subtrahiert wird und
die so erhaltene Spannung mit dem Spannungsteiler 11 proportional herabgesetzt
wird.
Figur 4g zeigt den Verlauf dieser Spannung UA, die im Grenzwertgeber 8 mit der konstanten
Referenzspannung UR verglichen wird. Die Referenzspannung UR ist in Figur 4g gestrichelt
eingezeichnet. Sie wird aus der Ausgangsspannung mit dem Widerstand 9 und der Z-Diode
10 gewonnen. Der Grenzwertgeber 8 liefert ein Signal am Ausgang wenn die zu überwachende
Spannung UA die Referenzspannung UR übersteigt, und das Signal am Ausgang verschwindet,
wenn die zu überwachende Spannung UA unter die Referenzspannung UR sinkt. Die weitere
Funktionsweise entspricht der Funktionsweise der Schaltung nach Figur 2.
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Mit dem Widerstand 11c wurde erreicht, daß die Spannung UA während
der positiven Halbwelle der Spannung Ul unabhängig vom Betrag des Ersatzserienwiderstands
13b eine positive Steigung hat. Der Wert des Widerstands 11c sollte dabei größer
sein als der Wert des Ersatzserienwiderstands 13b. Ohne Einfügung des Widerstands
11c wäre es möglich, daß die Spannung Uk während der positiven Halbwelle der Spannung
U1 eine negative Steigung hat, wenn der temperaturabhängige Ersatzserienwiderstand
13b große Werte annimmt. Die Schaltung wäre dann nicht mehr funktionsfähig. Die
Funktionsfähigkeit der Schaltung wäre ohne den Widerstand 11c auch dann nicht sichergestellt,
wenn die Steigung der Spannung UA sehr klein wird.
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Die Schaltung nach Figur 3 hat gegenüber der Schaltung nach Figur
1 den Vorteil, daß der Spannungsabfall am Widerstand 11c nicht wie der Spannungsabfall
am Widerstand 12 in die Ausgangsspannung UA mit eingeht und damit deren Welligkeit
etwas erhöht wird.
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Beide Schaltungen haben den Vorteil, daß die Regelschaltung sehr einfach
ist, da als Grenzwertgeber 8 ein einfacher Operationsverstärker verwendet werden
kann und nur wenige zusätzliche Elemente nötig sind. Im Gegensatz zu den meisten
bekannten Schaltungen muß die Regelinformation nicht von der Sekundärseite auf die
Primärseite übertragen werden, wodurch Probleme mit der galvanischen Trennung nicht
auftreten. Die Regelung ist außerdem sehr schnell, da sie direkt in den Sekundärkreis
eingreift. Die dynamischen Eigenschaften des Regelkreises sind günstig, da die Schaltung
nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitet. Es sind außerdem keine aufwendigen Drosseln
im Ausgang erforderlich, wie dies bei einem Durchflußwandler der Fall wäre. Wenn
der Thyristor 7 durchlegiert, können keine Überspannungen auftreten, sondern die
Spannung U1 wird kurzgeschlossen und der Wandler 1 wird durch die Strombegrenzung
im Primärteil vor Überlastung geschützt. Überspannungen könnten lediglich auftreten,
wenn der Thyristor 7 eine Unterbrechung aufweist. Das ist aber wesentlich unwahrscheinlicher
als das Durchlegieren des Thyristors.
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2 Figuren 8 Patentansprüche