JP2007185075A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成し、電圧・電流共振コンバータに入力して、コンバータトランスＰＩＴを介して二次側から二次側直流出力電圧Ｅｏを得る。また、電圧クランプ用コンデンサＣ３と、電圧・電流共振コンバータのスイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Ｑ２との直列接続回路で構成されるアクティブクランプ回路と、力率改善用第１ダイオードＤ１と、力率改善用インダクタＬｏと、力率改善用第２ダイオードＤ２と、を具備し、昇圧コンバータとして動作させ、一次側整流素子Ｄｉの導通角を拡大して力率の改善を図った。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流及び平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。又、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図１４にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図１４においては、商用の交流電源ＡＣにブリッジ整流器として構成される一次側整流素子Ｄｉを接続している。この一次側整流素子Ｄｉの正極／負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ、スイッチング素子Ｑからなるステップアップ型のコンバータ、及び乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ、高速スイッチングダイオードＤは、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、一次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。又、スイッチング素子Ｑは、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬと高速スイッチングダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬＷが接続され、さらに電圧検出ラインＬＶが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、一次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。又、波形入力ラインＬＷから入力される、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧ＶＡＣの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬＶから入力される、平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１（ステップアップ型のコンバータの制御部）、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインＬＩから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬＷから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑを制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから一次側整流素子Ｄｉに印加される交流電圧と、一次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

図１５（ａ）は、図１４に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Ｖｉｎと整流電流Ｉｉｎとを示すものである。又、図１５（ｂ）は、平滑コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）変化Ｐｃｈｇを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー（電力）平均値Ｐｉｎを示すものである。すなわち、平滑コンデンサＣｏｕｔは、整流電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図１５（ｃ）は、上記平滑コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。又、図１５（ｄ）には、平滑コンデンサＣｏｕｔの両端の電圧である直流電圧Ｖｏｕｔを示す。直流電圧Ｖｏｕｔは整流電圧Ｖｉｎの周期の第２高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧（例えば、３７５Ｖの直流電圧）に重畳している。

図１６は、図１４に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲において、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲に対応可能な構成を採っている。又、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図１６に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。２個のラインフィルタトランスＬＦＴと３個のアクロスコンデンサＣＬによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段に一次側整流素子Ｄｉが接続される。又、一次側整流素子Ｄｉの整流出力ラインには、インダクタＬＮと、フィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。

一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子は、上記インダクタＬＮとチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬｐｃとして機能する）と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０の直列接続とを介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１４における平滑コンデンサＣｏｕｔと同様の機能を有するものである。又、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速スイッチングダイオードＤ２０は、それぞれ、図１４に示したインダクタＬと高速スイッチングダイオードＤと同様の機能を有するものである。又、この図における高速スイッチングダイオードＤ２０には、コンデンサＣｓｎ、抵抗Ｒｓｎの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１０３は、図１４におけるスイッチング素子Ｑに相当する。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子Ｑ１０３を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５、分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ１に入力するようにして整流平滑電圧Ｅｉを所定の値とする第１のフィードバック制御回路が形成される。

又、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２の直列接続を設け、この分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２との接続点を端子Ｔ５と接続するようにしている。これにより、端子Ｔ５には、一次側整流素子Ｄｉの整流電圧が分圧されて入力されることになる。又、端子Ｔ２には抵抗１０３の電圧、すなわち、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流は、チョークコイルＰＣＣに流れる電流Ｉ１のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ５に入力される整流電圧に応じた信号と端子Ｔ２に入力される電圧の包絡線（すなわち電流Ｉ１の包絡線）に応じた信号とを相似形とする第２のフィードバック制御回路が形成される。

又、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、チョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードＤ１１及び直列共振コンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。又、端子Ｔ４は、起動抵抗Ｒｓを介して、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ＡＣが投入された後、巻線Ｎ５に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒｓを介して端子Ｔ４に供給される。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。

又、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号（ゲート電圧）がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗Ｒ５及び分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧値を所定の値とする第１のフィードバック制御回路と、整流平滑電圧Ｅｉに対して電流Ｉ１の包絡線を相似形とする第２のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ＡＣから流入する交流入力電流ＩＡＣの波形が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。

ここで、図１６に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図１７及び図１８により示す。先ず、図１７においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング動作（オン：導通とオフ：切断の動作）、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃに流れる電流Ｉ１が示される。図１７（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図１７（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図１７（ｃ）は重負荷時の動作を示す。図１７（ａ）、図１７（ｂ）、図１７（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬｐｃを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ１を調整することで、交流入力電圧ＶＡＣの電圧変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Ｅｉの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲に対して、整流平滑電圧Ｅｉの値は３８０Ｖで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。

又、図１８に、交流入力電流ＩＡＣ及び整流平滑電圧Ｅｉの波形を、交流入力電圧ＶＡＣとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣの波形と交流入力電流ＩＡＣの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。又、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示されている。又、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖｐ−ｐのリップル変動を有している。

再び図１６に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、整流平滑電圧Ｅｉを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらのＭＯＳ−ＦＥＴには、それぞれ並列にボディダイオードＤＤ１０１、ボディダイオードＤＤ１０２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２は、発振・ドライブ回路１０２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。又、発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの信号で制御され、制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。

コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２の接続点（スイッチング出力点）に一次側直列共振コンデンサＣ１０１を介して接続され、一次巻線Ｎ１の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサＣ１０１と一次側の漏れインダクタンスＬ１とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。

コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂの各々を整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のアノードに接続し、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のカソードを平滑コンデンサＣｏに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路１に入力される。

図１９は、負荷変動に対するＡＣ電力からＤＣ電力への電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗから０Ｗの変動に対する特性が示されている。又、図２０は、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの変動に対する特性が示される。

先ず、電力変換効率（総合効率）は、図１９に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。又、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図２０に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には、電力変換効率（総合効率）は、８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８９．０％程度となり、さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８０．０％程度となる結果が得られている。

又、力率ＰＦについては、図１９に示すように、負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。又、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する力率ＰＦの変動特性も、図２０に示すように、交流入力電圧ＶＡＣの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９６程度、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９４程度が得られる。

又、整流平滑電圧Ｅｉについては、図１９、図２０に示されるように、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平６−３２７２４６号公報

これまでの説明から分かるように、図１６に示した電源回路は、従来から知られている図１４に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。

しかしながら、図１６に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図１６に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図１６に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

又、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図１６に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、２個のラインフィルタトランスと、３個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。又、整流出力ラインに対しては、１個のインダクタＬＮと、２個のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング周波数は６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

又、さらに、交流入力電圧の範囲を広くする場合には、スイッチング素子の耐圧が高くなり、素子の選定が困難となる場合も生じた。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、上記コンバータ部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを有して形成され、直流電力を生成する一次側整流平滑回路と、上記平滑コンデンサに一端が接続されるチョークコイルと、上記チョークコイルの他端が一次巻線の一端に接続される、上記一次巻線と二次巻線とが疎結合に結合して巻回されるコンバータトランスと、上記コンバータトランスに交流電力を供給するスイッチング素子と、上記一次巻線に発生する漏れインダクタンス及び上記チョークコイルの有するインダクタンスとともに、上記一次巻線と直列に接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、上記一次巻線に発生する漏れインダクタンス及び上記チョークコイルの有するインダクタンスとともに、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、上記力率改善回路は、チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサと上記スイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列接続回路で構成されるアクティブクランプ回路と、上記一次側整流素子の出力端に接続される力率改善用第１ダイオードと、上記力率改善用第１ダイオードと一端を直列に接続され、他端が上記スイッチング素子に接続される力率改善用インダクタと、上記力率改善用第１ダイオードと上記力率改善用インダクタとの接続点に、上記力率改善用第１ダイオードとは異なる極性の一方の端子を接続し、他方の端子を上記電圧クランプ用コンデンサと上記補助スイッチング素子との接続点に接続する力率改善用第２ダイオードと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。コンバータ部は、直流電力を生成する一次側整流平滑回路と、平滑コンデンサに一端が接続されるチョークコイルと、チョークコイルの他端が一次巻線の一端に接続される、一次巻線と二次巻線とが疎結合に結合して巻回されるコンバータトランスと、コンバータトランスに交流電力を供給するスイッチング素子と、一次巻線に発生する漏れインダクタンス及びチョークコイルの有するインダクタンスとともに、一次巻線と直列に接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線に発生する漏れインダクタンス及びチョークコイルの有するインダクタンスとともに、スイッチング素子に並列に接続される一次側並列列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を備え、一次側は電圧・電流共振コンバータを構成する。また、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備えて所定値の直流電力を発生する。

また、上記力率改善回路は、チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサとスイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列接続回路で構成されるアクティブクランプ回路と、一次側整流素子の出力端に接続される力率改善用第１ダイオードと、力率改善用第１ダイオードと一端を直列に接続され、他端がスイッチング素子に接続される力率改善用インダクタと、力率改善用第１ダイオードと力率改善用インダクタとの接続点に、力率改善用第１ダイオードとは異なる極性の一方の端子を接続し、他方の端子を電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子との接続点に接続する力率改善用第２ダイオードと、を具備する。このようにして、力率改善用インダクタを昇圧インダクタ、補助スイッチング素子を整流素子とする昇圧コンバータとして機能し、一次側整流素子の導通角を拡大して力率の改善を図る。

本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。又、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、及び低コスト化が図られる。又、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化及び低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、又、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。

本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、まず、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１２及び図１３を参照して説明しておく。

図１２は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するＤＣ−ＡＣインバータとしての構成を採る。

この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｑ１を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ１は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴである。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１には、ボディダイオードＤＤが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。又、同じくスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。又、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対しては、チョークコイルＬ１１の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ１１が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ１１と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺは、二次側の負荷を一次側に換算したものである。

このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒの容量（キャパシタンス）とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ１１のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ１１の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。又、スイッチング素子を１つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。

図１３は、図１２に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。

スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ）に流れる電流であり、期間ＴＯＦＦでは０レベルで、期間ＴＯＮにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤＤを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れる。

又、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ２は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ）に流れるスイッチング電流ＩＱ１と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。

又、上記スイッチング電流ＩＱ１とスイッチング電圧Ｖ１との関係によっては、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。

又、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ１０を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ１は、チョークコイルＬ１０，Ｌ１１のインダクタンスについて、Ｌ１０＞Ｌ１１の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。

（第１実施形態）
本実施の形態としては、上述したＥ級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。図１の回路図に示す、第１実施形態のスイッチング電源回路の概要を以下に述べる。

一次側は、Ｅ級スイッチング動作の電圧・電流共振コンバータとしての構成を有し、また、二次側は、電流共振回路を有して、全体として、多重共振形コンバータを構成する。より具体的には、この多重共振コンバータは、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを有して形成され、直流電力を生成する一次側整流平滑回路を具備する。また、平滑コンデンサに一端が接続されるチョークコイルと、チョークコイルの他端が一次巻線の一端に接続される、一次巻線と二次巻線とが疎結合に結合して巻回されるコンバータトランスとを具備している。また、スイッチング素子によってコンバータトランスに交流電力を供給する。そして、一次巻線に発生する漏れインダクタンス及びチョークコイルの有するインダクタンスとともに、一次巻線と直列に接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線に発生する漏れインダクタンス及びチョークコイルの有するインダクタンスとともに、スイッチング素子に並列に接続される一次側並列列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を具備する。

また、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備しており、コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有して二次側直列共振回路を形成している。

さらに、力率改善回路を備え、力率改善回路は、チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサとスイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列接続回路で構成されるアクティブクランプ回路と、一次側整流素子の出力端に接続される力率改善用第１ダイオードと、力率改善用第１ダイオードと一端を直列に接続され、他端がスイッチング素子に接続される力率改善用インダクタと、力率改善用第１ダイオードと力率改善用インダクタとの接続点に、力率改善用第１ダイオードとは異なる極性の一方の端子を接続し、他方の端子を電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子との接続点に接続する力率改善用第２ダイオードと、を具備するものである。

図１に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源ＡＣ側から、順に以下に説明する。商用の交流電源ＡＣの２相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードノイズフィルタを介して整流素子の一種である一次側整流素子Ｄｉに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ＡＣのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。

交流電力は、４本の低速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成した一次側整流素子Ｄｉにより整流され、脈流電圧を発生させ、その脈流電圧は、スイッチング速度の速い力率改善用第１ダイオードＤ１及び力率改善用インダクタＬｏを介してスイッチング素子Ｑ１に印加されるように一次側整流素子Ｄｉとスイッチング素子Ｑ１との間に力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列接続回路が接続されている。ここで、フィルタコンデンサＣＮと平滑コンデンサＣｉとの直列回路に供給されており、力率改善用第１ダイオードＤ１を流れる高周波電流のよって発生するスイッチング電圧はフィルタコンデンサＣＮで平滑されるようになされている。また、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列接続回路に、平滑コンデンサＣｉとの間にチョークコイルＰＣＣが接続され、平滑コンデンサＣｉの両端は脈流電圧のピーク値付近の電圧値の直流電圧である整流平滑電圧Ｅｉを維持するようになされている。

ここで、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のＥ級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

Ｅ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＰＣＣ、コンバータトランスＰＩＴ、一次側直列共振コンデンサＣ２、一次側並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ１を主要部として形成される。図１２を引用して原理説明をしたＥ級スイッチングコンバータの各部と図１における各部との対応関係を以下に示す。チョークコイルＬ１０がチョークコイルＰＣＣに、チョークコイルＬ１１がコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１に、一次側直列共振コンデンサＣ１１が一次側直列共振コンデンサＣ２に、一次側並列共振コンデンサＣｒが一次側並列共振コンデンサＣｒに、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング素子Ｑ１に、負荷となるインピーダンスＺが二次側のインピーダンスを一次側に換算したインピーダンスに、各々、相当するものである。

すなわち、図１に示す第１実施形態においては、以下のようにしてＥ級スイッチングコンバータを構成する。平滑コンデンサＣｉの一端にチョークコイルＰＣＣの一方の端子（一端）が接続され、チョークコイルＰＣＣの他方の端子（他端）がコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端及びスイッチング素子Ｑ１の一端に接続される。そして、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の他端とスイッチング素子Ｑ１の他端との間に一次側直列共振コンデンサＣ２が接続される。また、スイッチング素子Ｑ１の他端と平滑コンデンサＣｉの他端とが接続される。また、一次側並列共振コンデンサＣｒがスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される。

コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とは、結合係数が０．８以下の疎結合とされているので、一次巻線Ｎ１は漏れインダクタンスＬ１を有し、漏れインダクタンスＬ１及びチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３と一次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって一次側直列共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路が形成される。また、漏れインダクタンスＬ１及びチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３と一次側並列共振コンデンサＣｒの容量とによって一次側並列共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路が形成される。

ここで、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。例えば、一次側直列共振周波数、一次側並列共振周波数は、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンス成分、平滑コンデンサＣｉ等によっても影響されるが、これらが一次側直列共振周波数、一次側並列共振周波数に与える影響は少ないものである。

また、コンバータトランスの二次巻線Ｎ２が二次側直列共振コンデンサＣ４と接続され、二次側の漏れインダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ２で表す）と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量とによって共振周波数が支配を受ける二次側直列共振回路を形成する。そして、二次側直列共振回路から二次側整流回路（整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２で構成される倍電圧半波整流回路と平滑コンデンサＣｏで形成される）によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１を備えている。

そして、一次側直列共振回路及び一次側並列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１が一次巻線Ｎ１の一方の端子に接続される。ここで、発振・ドライブ回路２がスイッチング素子Ｑ１を駆動するようになされている。このようにして、一次側は、Ｅ級スイッチング動作の電圧・電流共振コンバータとしての構成を有し、また、二次側は、電流共振回路を有して、全体として、二次側直流出力電圧Ｅｏの値を一定とする多重共振形コンバータを構成する。

次に、力率改善回路について説明する。力率改善用第１ダイオードＤ１及び力率改善用インダクタＬｏの直列接続回路がスイッチング素子Ｑ１に接続されることによって、力率改善用第１ダイオードＤ１は、交流入力電圧ＶＡＣの周期の電流を流すのみではなく、Ｅ級スイッチングコンバータによって生じる共振周波数の周期の電流を整流して一方向に流す。これによって、入力交流電流ＩＡＣが流れている時間を拡大して、力率の改善を図る。

また、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏの接続点には、力率改善用第２ダイオードＤ２の一端、すなわち、力率改善用第１ダイオードＤ１とは異なる極性端が接続され、力率改善用第２ダイオードＤ２の他端は、補助スイッチング素子Ｑ２とクランプ用コンデンサＣ３との接続点に接続されている。このように接続することによって、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）によって、整流平滑電圧Ｅｉとクランプ用コンデンサＣ３の両端の電圧の和を出力する、力率改善用インダクタＬｏを昇圧インダクタとし補助スイッチング素子Ｑ２を整流素子とする昇圧コンバータを構成する力率改善回路として作用して、一次側整流素子Ｄｉの導通角を大幅に広げ、力率改善効果を良好なるものとすることができる。なお、フィルタコンデンサＣＮは、このような力率改善作用において流れる高周波電流を平滑し、ノーマルノイズを抑制する作用を有するものである。ここで、クランプ用コンデンサＣ３の値は０．１μＦ（マイクロファラッド）とし、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦとした。

補助スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ―ＦＥＴで形成され、コンバータトランスＰＩＴに巻装された制御巻線Ｎｇによってゲートが駆動される。このときに、制御巻線Ｎｇの巻方向を定めることによって、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２とが同時にオンとならない相補的な動作をさせることができる。抵抗Ｒｇ１の値は１００Ω（オーム）、抵抗Ｒｇ２の値は２２０Ωとした。抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２との比率を適宜定めることによって、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２とを相補的な動作をさせながら、補助スイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の長さを制御できる。

このような、クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２とを有するアクティブクランプ回路は、力率改善回路の一部を構成するとともに、チョークコイルＰＣＣの巻線の両端に並列に挿入されるために、スイッチング素子Ｑ１がオフ時に印加される電圧をクランプして、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧を低下させる効果も有する。

このような、力率改善回路を付加したために、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２には、鋸歯状電流Ｉ１と共振電流Ｉ２とが重畳して流れるので、スイッチング動作におけるスイッチング損失は増加し、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが低下する傾向がある。この点から、本実施形態は、交流入力電圧ＶＡＣの範囲が広範囲で、比較的に出力が小さい場合、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖから２３０Ｖの範囲で、出力直流電力が１５０Ｗ程度において使用するのが、好適である。

力率改善用第２ダイオードＤ２の作用について説明する。力率改善用第２ダイオードＤ２がない場合には、力率改善用第１ダイオードＤ１のオフ時においては、力率改善用第１ダイオードＤ１の寄生容量と力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスとによって電圧共振が生じ、電圧Ｖ２に共振電圧が生じる。ここで、力率改善用第２ダイオードＤ２がある場合には、補助スイッチング素子Ｑ２のオン時、電流Ｉ１が零となる場合には、力率改善用第２ダイオードＤ２と補助スイッチング素子Ｑ２とによって力率改善用インダクタＬｏは短絡されて、このような共振電圧は発生しないこととなる。この結果、力率改善用第１ダイオードＤ１に印加される逆方向電圧の大きさは、力率改善用第２ダイオードＤ２と補助スイッチング素子Ｑ２で短絡しない場合の１／２に低下させることができる。これによって、結果的に、力率改善用第１ダイオードＤ１のスイッチング損失を低減することができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの向上が図れることとなる。

具体的な、力率改善用第１ダイオードＤ１の仕様は３Ａ／６００Ｖとし、力率改善用第２ダイオードＤ２の仕様は１Ａ／６００Ｖとし、スイッチング素子Ｑ１の仕様は１０Ａ／９００Ｖとし、補助スイッチング素子Ｑ２の仕様は５Ａ／９００Ｖとした。

以下に、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の細部の構成についてより詳細に説明をする。

まず、コンバータトランスＰＩＴの詳細について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、Ｅ級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスＬ１としても機能する。ここで、インダクタンスＬ１は、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンス成分である。図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、一次巻線Ｎ１と制御巻線Ｎｇとが同一の巻装領域に、二次巻線Ｎ２が異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数ｋの値としては、０．８以下を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスＬ１を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１及びＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。又、一次巻線Ｎ１の巻数は７５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２の巻数は３０Ｔ（ターン）、制御巻線Ｎｇは１Ｔ（ターン）とし、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。このときの、一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスの値は６５７μＨ（マイクロ・ヘンリー）、二次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタンスの値は１４２μＨ（マイクロ・ヘンリー）であった。

チョークコイルＰＣＣはチョークコイル巻線がコアに巻装されて形成されるものであり、コンバータトランスＰＩＴと略同様の構成を採用することができる。また、力率改善用インダクタＬｏも同様な構成によることができ、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンス値は６０５μＨとした。

コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が二次巻線Ｎ２に発生する。この二次巻線Ｎ２に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ２側から見た漏れインダクタンスＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ４とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタンスＬ１及びチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３とによって支配を受ける一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。又、二次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を二次側に設けるものとしても良いものである。

スイッチング素子Ｑ１は、上述したようにＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。又、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０５６μＦ（マイクロ・ファラッド）とし、一次側並列共振コンデンサＣｒの値は、１０００ｐＦ（ピコ・ファラッド）とした。

又、二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサＣ４が直列接続された二次巻線Ｎ２に対して、高速で働く、整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２と平滑コンデンサＣｏとを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路は、整流ダイオードＤｏ１の一端及び整流ダイオードＤｏ２の他端を、二次側直列共振コンデンサＣ４を介して二次巻線Ｎ２の一端に接続し、整流ダイオードＤｏ１の一端及び平滑コンデンサＣｏの他端を二次巻線Ｎ２の他端に接続する。ここで、二次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０５６μＦとした。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。又、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、又、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は１７５Ｖとしている。

（第１実施形態の要部の動作波形と測定データ）
以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成及び作用の説明をおこなって来たが、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図３に示し、測定データを図４に示す。

図３の（Ａ）は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。図３の上段より下段に向かって、電圧Ｖ１（図１を参照）、電流ＩＱ１（図１を参照）、電流ＩＱ２（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ１（図１を参照）、電流Ｉ２（図１を参照）、電流Ｉ３（図１を参照）の各々を示す。

また、図３の（Ｂ）は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。図３の（Ｂ）の各々について、上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１を参照）、電圧Ｖ３（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ１（図１を参照）、電流Ｉ２（図１を参照）、電流ＩＱ１（図１を参照）、電流ＩＱ２（図１を参照）の各々を示す。図３の（Ｂ）の電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電流ＩＱ１及び電流ＩＱ２の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図４は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ及び２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、及び交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ及びスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。図４における、実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合を示すものである。

図３、図４から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９９５、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９５３の高力率となっている。

また、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスの値を一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１の値よりも小さく設定して、力率改善用インダクタＬｏに流れる鋸歯状波電流を不連続電流モードとし、Ｅ級スイッチング電源回路にアクティブクランプ回路を接続することによって交流入力電圧が広範囲に変化しても、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。

また、直流出力電圧Ｅｏに発生する商用電源周期のリップル電圧も小さいものとでき、このリップルに関しては、本実施形態の力率改善回路を付加しない場合との差異は生じない。

また、力率改善用第２ダイオードＤ２を設けることによって、力率改善用第２ダイオードＤ２がない場合には、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ、交流入力電圧１００Ｖのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が８７．３％であったものが、８８％に向上した。同様に、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ、交流入力電圧２３０Ｖのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が９１．２％であったものが、９２％に向上した。

このような実施形態のスイッチング電源回路では、図１６に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。又、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図１６を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善用第１ダイオードＤ１、力率改善用第２ダイオードＤ２、力率改善用インダクタＬｏ及びアクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図１６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。又、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

又、実施形態のスイッチング電源回路では、Ｅ級スイッチングコンバータ部（Ｅ級スイッチングコンバータ回路）及び力率改善回路部（力率改善回路）の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１６に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。

さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路及び一次側の並列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。又、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。

又、スイッチング素子Ｑ１と二次側の整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２、さらに、力率改善用ダイオードＤ１などもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図１６の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

（第２実施形態）
図５に示す第２実施形態は、第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、第１実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第１実施形態と異なる点は、一次側直列共振コンデンサＣ２を接地することなく平滑コンデンサＣｉに接続するものである。このような接続回路によっても、平滑コンデンサＣｉの容量の大きさが非常に大きく高周波的には接地と同様にみなせるので、第１実施形態と略同様の作用と効果を奏することができるものである。

（第３実施形態）
図６に示す第２実施形態は、第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、第１実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第１実施形態と異なる点は、補助スイッチング素子の制御回路として、第１実施形態では単に抵抗Ｒｇ１を用いたのに替えて、整流平滑電圧Ｅｉの値を検出して動作するシャントレギュレータＱ３とホトカプラＰＣとを組み合わせたエラーアンプを採用するものである。これによって、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートの電圧を制御して、整流平滑電圧Ｅｉが所定の電圧から増加するにともない、補助スイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間を減少させるものである。これによって、負荷電力Ｐｏの大きさが小さい場合においても良好なる電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを得ることができる。

分圧抵抗Ｒ２、分圧抵抗Ｒ３は、整流平滑電圧Ｅｉを分圧するものであり、この分圧電圧が所定の電圧となるようにホトカプラＰＣの発光ダイオードに電流を流す。このホトカプラＰＣの発光ダイオードの電流の大きさに応じて、ホトカプラＰＣの受光素子の抵抗Ｒｇ３を負荷電力の減少にともなって増加するようにする。これによって、補助スイッチング素子Ｑ２のオン期間が短くなり、整流平滑電圧Ｅｉの値を一定に保つことができる。そして、負荷電力Ｐｏの値が小さい場合に電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ及び力率ＰＦを向上させることができる。

第３実施形態における各部の電圧、電流の波形は図３に示すものと略同様であるので、図示は省略し、図７に、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ及び２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、及び交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ及びスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。図４における、実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合を示すものである。

第３実施形態のスイッチング電源回路では、第１実施形態における作用と効果を奏するとともに、さらに、シャントレギュレータＱ３とホトカプラＰＣとを組み合わせたエラーアンプを有する発光側と、負荷電力Ｐｏに応じて、抵抗Ｒｇ３の値が変化する受光側との組み合わせによって、負荷電力Ｐｏが小さい場合にも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ及び力率ＰＦを向上させることができる。例えば、ホトカプラＰＣを用いない第１実施形態においては、負荷電力Ｐｏの値が２５Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖのとき電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が８０％であったものが、第３実施形態では８６％に向上し、ホトカプラＰＣを用いない第１実施形態においては、負荷電力Ｐｏの値が２５Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖのとき力率が０．６８であったものが、第３実施形態では０．９６に向上する。

さらに、ホトカプラＰＣを用いない第１実施形態においては、負荷電力Ｐｏが０Ｗから１５０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖのとき整流平滑電圧Ｅｉの値が１４５Ｖから１９３Ｖの範囲で４８Ｖも変動したのに対して、第３実施形態では整流平滑電圧Ｅｉの値が１４５Ｖから１４６．３Ｖの範囲で１．３Ｖの変動に収まる。交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖのとき整流平滑電圧Ｅｉの値は３２８Ｖから３３１Ｖの範囲で３Ｖの変動範囲に収まる。すなわち、負荷電力Ｐｏの変動に対して、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間（ＴＯＦＦ）及び補助スイッチング素子Ｑ２のオン期間とは一定である場合には、負荷電力Ｐｏの減少にともなって、整流平滑電圧Ｅｉの値は増加するものであるが、この傾向が抑圧されている。

（第４実施形態）
図８に示す第４実施形態は、第３実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、第３実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第３実施形態と異なる点は、一次側直列共振コンデンサＣ２を接地することなく平滑コンデンサＣｉに接続するものである。このような接続回路によっても、第３実施形態と略同様の作用と効果を奏することができるものである。

（二次側回路の変形例）
第１実施形態ないし第４実施形態において置き換え可能な二次側回路の変形例を図９ないし図１１に示す。

図９に示す二次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂに２分割する。二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂには、同じ巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ２のセンタータップは、二次側アースに接続される。又、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続し、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部に対しても同一容量の二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ２Ａの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る第１の二次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第２の二次側直列共振回路とが形成される。

そして、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ４の直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続する。又、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ４の直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ３のアノードと整流ダイオードＤｏ４のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ３の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。又、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ４の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。

このようにして、二次巻線部Ｎ２Ａ，二次側直列共振コンデンサＣ４、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂ，二次側直列共振コンデンサＣ４、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ４の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ａの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ４の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図１０に示す二次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る二次側直列共振回路とが形成される。そして、二次巻線Ｎ２に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ２を介して二次側直列共振コンデンサＣ４を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ１を介してコンデンサＣｏを充電する。二次側直列共振コンデンサＣ４に充電された電圧とコンデンサＣｏに充電された電圧とは加算されるので、二次巻線Ｎ２の誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図１１に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ５と二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４で構成されるブリッジ整流素子を用いた全波整流回路である。

図１１に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ５と二次巻線部Ｎ２Ａ及び二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２で構成されるセンタータップ両波整流回路である。

なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧ＶＡＣは、１００Ｖの商用の交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧ＶＡＣの値として、特に限定があるものではない、例えば、２００Ｖの商用の交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。又、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。又、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。又、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構造例である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期及び交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率及びＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率及びＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態のＥ級スイッチングコンバータの基本原理を示す図である。 実施形態のＥ級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流及び平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、ＡＣ 商用の交流電源、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ３ 電圧クランプ用コンデンサ、Ｃ４ 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ５ 部分共振コンデンサ、ＣＬ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＮ フィルタコンデンサ、Ｃｉ、Ｃｏ 平滑コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２ コア、Ｄ１ 力率改善用第１ダイオード、Ｄ２ 力率改善用第２ダイオード、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３，Ｄｏ４ 整流ダイオード、ＤＤ、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ 一次側整流素子、Ｄｏ 二次側整流素子、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 二次側直流出力電圧、Ｇ、 ギャップ、ＩＡＣ 交流入力電流、ＰＣＣ チョークコイル、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、Ｌｏ 力率改善用インダクタ、Ｎ１ 一次巻線（コンバータトランス一次巻線）、Ｎ２ 二次巻線（コンバータトランス二次巻線）、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ 二次巻線部、Ｎｇ 制御巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、ＰＣＣ チョークコイル、Ｑ１ スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗

Claims (4)

1. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   上記コンバータ部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを有して形成され、直流電力を生成する一次側整流平滑回路と、
   上記平滑コンデンサに一端が接続されるチョークコイルと、
   上記チョークコイルの他端が一次巻線の一端に接続される、上記一次巻線と二次巻線とが疎結合に結合して巻回されるコンバータトランスと、
   上記コンバータトランスに交流電力を供給するスイッチング素子と、
   上記一次巻線に発生する漏れインダクタンス及び上記チョークコイルの有するインダクタンスとともに、上記一次巻線と直列に接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
   上記一次巻線に発生する漏れインダクタンス及び上記チョークコイルの有するインダクタンスとともに、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
   上記力率改善回路は、
   チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサと上記スイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列接続回路で構成されるアクティブクランプ回路と、
   上記一次側整流素子の出力端に接続される力率改善用第１ダイオードと、
   上記力率改善用第１ダイオードと一端を直列に接続され、他端が上記スイッチング素子に接続される力率改善用インダクタと、
   上記力率改善用第１ダイオードと上記力率改善用インダクタとの接続点に、上記力率改善用第１ダイオードとは異なる極性の一方の端子を接続し、他方の端子を上記電圧クランプ用コンデンサと上記補助スイッチング素子との接続点に接続する力率改善用第２ダイオードと、を具備するスイッチング電源回路。
2. 上記一次側整流平滑回路に発生する電圧に応じて、上記スイッチング素子と相補的にオンとされる上記補助スイッチング素子のオン期間を制御する上記補助スイッチング素子の制御回路を有する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有して二次側直列共振回路を形成する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサを有して二次側部分電圧共振回路を形成する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
   
   
   
   
   

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