JP4600073B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきていることなどを背景に、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、1石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、1石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ACをブリッジ整流回路Di及び平滑コンデンサCiから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサCiの両端電圧として、整流平滑電圧Eiを生成している。
なお、商用交流電源ACのラインに対しては、1組のコモンモードチョークコイルCMCと、2本のアクロスコンデンサCLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
絶縁コンバータトランスPITの構造としては、例えば、フェライト材によるE型コアを組み合わせたEE型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線N1と、二次巻線N2を、EE型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスPITのEE型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、k=0.80〜0.85程度の結合係数kを得るようにしている。この程度の結合係数kは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数kの値が、リーケージインダクタンス(L1)の設定要素となる。
そのうえで、この二次側並列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードDo1、及び平滑コンデンサCoを接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路は、二次巻線N2(二次側並列共振回路)に得られる交番電圧V2の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Eoを、平滑コンデンサCoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Eoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路1に入力される。
発振・ドライブ回路2は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Eoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化制御が行われる。
絶縁コンバータトランスPITは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線N1及び二次巻線N2のターン数T(巻数)については、それぞれN1=43T、N2=43Tとした。絶縁コンバータトランスPITの結合係数kについてはk=0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサCr=6800pF、二次側並列共振コンデンサC2=0.01μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1=175kHz、二次側並列共振回路の共振周波数fo2=164kHzが設定される。
また、二次側直流出力電圧Eoの定格レベルは135Vであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wである。
スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧V1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
一次巻線N1に流れる一次巻線電流I1は、期間TONにおいて上記スイッチング電流IQ1として流れる電流成分と、期間TOFFにおいて一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成して得られるもので、図示する波形となる。
二次巻線電圧V2は、この場合には、二次巻線N2//二次側並列共振コンデンサC2の並列回路に得られる電圧となるもので、二次側整流ダイオードDo1が導通しているオン期間に対応しては、二次側直流出力電圧Eoのレベルによりクランプされ、二次側整流ダイオードDo1のオフ期間では、負極性方向の正弦波形が得られる。また、二次巻線N2に流れる二次巻線電流I2は、整流電流ID1と、二次側並列共振回路(N2(L2)//C2)に流れる電流が合成したものとなり、例えば図示する波形により流れる。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Po=75W〜200Wまでの範囲で90%以上となっている。電圧共振形コンバータとして、特にスイッチング素子Q1が1石であるシングルエンド方式は、電力変換効率について良好な結果が得られることが知られている。
このようにして、スイッチング周波数が可変制御されることで、一次側並列共振回路及び二次側並列共振回路を備えることにより得られる誘導性インピーダンスが可変されることになる。この誘導性インピーダンスの可変によっては、一次側から二次側への伝送電力量、及び二次側並列共振回路から負荷への電力伝送量が変化することとなって、二次側直流出力電圧Eoのレベルが可変される。これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られることになる。
ここで、一次側並列共振回路の共振周波数をfo1、二次側並列共振回路の共振周波数のfo2とすると、図10の回路では、先に説明したように一次側並列共振周波数fo1に対して二次側並列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧VACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Pomax時/最小負荷電力Pomin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線A,Bとして示され、二次側並列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Pomax時/最小負荷電力Pomin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線C,Dで示されるものとなる。
さらに、図10の回路のようにして一次側並列共振周波数と二次側並列共振回路とを備える場合、共振周波数fo1,fo2との間には中間共振周波数foが存在することになる。中間共振周波数foとスイッチング周波数fsとの関係による共振インピーダンス特性は、最大負荷電力Pomax時は特性曲線Eで示され、最小負荷電力Pomin時は、特性曲線Fとして示される。
二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、この中間共振周波数foのスイッチング周波数fsに対する共振インピーダンス特性によって、二次側直流出力電圧Eoのレベルが決定される。また、図10に示す電圧共振形コンバータとしては、この中心共振周波数foよりも低い周波数領域でスイッチング周波数fsを可変制御する、いわゆるローアーサイド制御の方式を採る。
そして、この図13において中間共振周波数foに対応する特性曲線E,Fとして示される特性の下で、ローアーサイド制御に対応したスイッチング周波数制御により、二次側直流出力電圧Eoの定格レベル(図10の回路の場合135V)を目標値として定電圧化を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲(必要制御範囲)は、Δfsで示される区間であることになる。換言すれば、このΔfsで示される区間に対応する周波数範囲で、負荷変動に応じてスイッチング周波数を所要値となるようにして可変することで、二次側直流出力電圧Eoは定格レベルtgとなるようにして制御される。
図10に示す電源回路は、200W〜0Wまでの比較的広範囲な負荷変動に対応するものとされている。そして、図10の電源回路について、この負荷条件に対応した実際の必要制御範囲は、fs=117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs=96.7kHzとなり、比較的に広範囲なものとなっている。
このことから、AC100系からAC200V系までのワイドレンジでの交流入力電圧の変動に対応しては、例えばAC100系のみ、あるいはAC200V系のみの単レンジでの変動に対応する場合より、二次側直流出力電圧Eo1のレベル変動も大きくなるということがいえる。そして、このようにして拡大した二次側直流出力電圧Eo1のレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、上記した117.6kHz〜208.3kHzの範囲を、これより高い周波数の方向に拡大した、より広範囲な必要制御範囲が必要となる。
このことから、例えば図10に示す電源回路の構成によりワイドレンジ対応とすることは実現が非常に困難であることがわかる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値(例えば150V)を設定し、これを上回った場合はAC200V系、下回った場合はAC100V系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばAC200V系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、AC100系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、AC200V系の入力であるにも関わらず、AC100V系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータIC等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサCiを2本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサCiを1本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサCi等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
特に近年の電子機器では、例えば各種駆動部のオン/オフ等に応じて負荷電力が最大負荷と無負荷とで瞬時的に変化する、いわゆるスイッチング負荷といわれる負荷条件となることがある。これに応じて電源回路側としても、このように高速且つ広範に変動する負荷電力に応じて、二次側直流出力電圧Eoの定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数制御範囲が広範であると、最大値と最小値とで変化する負荷に対応して定電圧制御に必要なスイッチング周波数へと変化させるまでに、その分多くの時間を要してしまうことになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。
特に、図10に示した回路では、先の図12の特性から理解されるように負荷が軽い条件での電力変換効率の向上が図られておらず、この領域での効率向上が全体の効率向上を図る上で重要となる。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
そして、上記絶縁コンバータトランスは、少なくとも上記一次側並列共振回路と上記二次側並列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定し、負荷条件として、最大付加電力200W、最小付加電力0W(無負荷)、二次側直流出力電圧の定格レベル135V、の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と上記二次側並列共振回路の共振周波数と上記二次側直列共振回路の共振周波数とを、(一次側並列共振回路の共振周波数)≒(二次側並列共振回路の共振周波数)>(二次側直列共振回路の共振周波数)と設定する構成とした。
また、二次側直列共振回路を組み合わせているが、一次側並列共振回路に対する二次側直列共振回路の組み合わせは、軽負荷の条件でも高効率が得られる。しかし、この組み合わせは中間負荷時に安定なZVS(ゼロ電圧スイッチング)動作ができず、異常発振動作も生じ実用化レベルではなかった。これに対し本発明では、上記のように絶縁コンバータトランスの結合係数が所定の疎結合とされる値に設定されたことで、安定なZVS動作を実現してこれを実用化することができる。
その上で、本発明としては、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で、一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。
図1の回路図は、本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ACのラインに対して、図示するようにして、1組のコモンモードチョークコイルCMCと、2本のアクロスコンデンサCLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルCMC、及びアクロスコンデンサCL,CLにより、商用交流電源ACのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
また、スイッチング素子Q1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1の巻始め端部と接続される。一次巻線N1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサEiの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧(Ei)は、一次巻線N1の直列接続を介してスイッチング素子Q1に供給されるようになっている。スイッチング素子Q1のソースは一次側アースに接続される。
一次側並列共振コンデンサCrは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージ(漏洩)インダクタンスL1とによって、スイッチング素子Q1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路(電圧共振回路)を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Q1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Q1の両端電圧(ドレイン−ソース間電圧)であるスイッチング電圧V1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
図2は、図1の電源回路が備える絶縁コンバータトランスPITの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コアを備える。E型コアCR1、CR2は、それぞれ図のように断面形状がE字型とされたコアである。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンBが備えられる。このボビンBの一方の巻装部に対して一次巻線N1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線N2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンBを上記EE型コア(CR1,CR2)に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、EE型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。
この二次巻線N2に対しては、二次側並列共振コンデンサC2を並列に接続している。これにより、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2と二次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路を形成する。この二次側並列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行う。つまり、一次側とともに、二次側においても電圧共振動作が得られる。
この倍圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線N2の巻き終わり端部側に対して、上記二次側直列共振コンデンサC3の直列接続を介して整流ダイオードDo1のアノードと、整流ダイオードDo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードDo1のカソードを平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。二次巻線N2の巻始め端部と、整流ダイオードDo2のアノードと、平滑コンデンサCoの負極端子は、二次側アースに対して接続する。
先ず、二次巻線N2に励起される交番電圧(V2)の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードDo2に順方向電圧が印加されることになるので、この期間に対応しては整流ダイオードDo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサC3に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサC3には、二次巻線N2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、上記交番電圧の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードDo1に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサCoに対しては、この交番電圧の電位と、上記二次側直列共振コンデンサC3の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサCoの両端電圧としては、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの2倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Eoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期に対応してのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。
この二次側直流出力電圧Eoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路1に対して検出電圧として出力される。
なお、このような倍圧半波整流回路において、上記整流ダイオードDo1と整流ダイオードDo2とは、スイッチング周波数に応じた比較的高周波でのオン/オフ動作を行うことから、高速型(高速リカバリ型)が選定される。
ここで、本実施の形態の場合、二次巻線N2に対しては二次側並列共振コンデンサC2に加え、二次側直列共振コンデンサC3が接続されて直列共振動作も得られるようになっている。このような場合でのスイッチング周波数の可変は、後の図4においても説明するように、主としてはスイッチング素子Q1のオン期間TONを可変制御する動作となるが、負荷変動に応じてオフ期間TOFFが若干変動される制御となる。
スイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることによっては、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoのレベル変動がキャンセルされるようにして二次側直流出力電圧Eoのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られる。
先ず、絶縁コンバータトランスPITについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップGについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線N1及び二次巻線N2の各巻数(ターン数)Tについては、N1=63T、N2=25Tを選定して、二次巻線N2の1ターンあたりの誘起電圧については2.5V/Tが得られるようにしている。これにより、絶縁コンバータトランスPITの結合係数kについてはk=0.685が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスについてはCr=6800pFを選定した。この一次側並列共振コンデンサCrについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスPITの構造により得られる一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1=96.2kHzが設定される。また、二次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスについてはC2=0.033μFを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスPITの構造により得られる二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2とにより、二次側並列共振周波数fo2=94.5kHzが設定される。すなわち、一次側の共振周波数fo1と二次側並列共振周波数fo2との関係としては、fo1≒fo2の関係が得られているといえる。
さらに、二次側直列共振コンデンサC3についてはC3=0.1μFを設定し、これによって二次側直列共振周波数fo3=54.3kHzを設定した。
これらより、この場合の共振周波数fo1、二次側並列共振周波数fo2、二次側直列共振周波数fo3の三者の関係としては、図1にも示したようにfo1≒fo2>fo3の関係が得られているものである。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Pomax=200W、最小負荷電力Pomin=0W(無負荷)とし、二次側直流出力電圧Eoの定格レベルは135Vとしている。
スイッチング電流IQ1は、期間TOFFにおいては0レベルであり、この期間TOFFが終了して期間TONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードDDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流IQ1の波形は、適正にZVSが行われていることを示している。
二次巻線N2に誘起された交番電圧V2によっては、先の説明のようにして、この交番電圧V2の半周期の期間ごとに対応して、整流ダイオードDo1,Do2が交互に導通する。
二次側整流電流ID1,ID2は、図示するようにして、半波の正弦波形状により交互となるようにして平滑コンデンサCoに対して流れる。二次巻線N2に流れる二次巻線電流I2は、二次側整流電流ID1,ID2を合成して得られ、図示するようにして正弦波状となる。二次巻線電流I2の正弦波形状は、二次側に形成された直列共振回路の共振動作の影響により得られるものである。
なお、本実施の形態の場合において、交番電圧V2は、図3(a)に示す最大負荷電力Pomax時においては、二次巻線N2の誘起電圧レベルが二次側直流出力電圧Eo以上のレベルの電圧となって整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2を導通させている期間に対応して、二次側直流出力電圧Eoの1/2のレベルによりクランプされる波形が得られる。また、図3(b)に示す最小負荷電力Pomin時では、正負のピークレベル(絶対値)が二次側直流出力電圧Eoの1/2のレベルとされた、正弦波状の波形となる。
また、最小負荷電力Pomin=0W時において、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の導通期間内にあっても、図示するように整流電流ID1、ID2はそれぞれ0レベルとなる。
これらの図によれば、先ず、スイッチング周波数fsは、上記もしているように、軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化している。また、交流入力電圧VACが上昇するのに応じて高くなっていく傾向で変化している。このことは、定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に応じて二次側直流出力電圧Eoが上昇するのに応じ、スイッチング周波数fsを高く制御する動作であることを示している。
また、図4において、負荷変動に対して期間TONの時間長は比較的大きく変動しているのに対し、期間TOFFは微少に変動するのみである。このことから、この場合のスイッチング周波数可変制御としては、先にも述べたように主として期間TONの時間長を変化させるようにして行われていることが理解できる。
また、交流入力電圧VAC=230V時では、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wの範囲に対応して、fs=140kHz〜183.5kHzで、Δfs=43.5kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間TON/TOFFは、TON=3.5μs〜2.0μs、TOFF=3.7μs〜3.5μsとなる。
そして、特筆すべきは、図4に示されているように、この場合のAC→DC電力変換効率は、最大負荷電力時(Po=200W時)から25%の負荷電力(Po=50W付近)までの負荷変動に対してなだらかに上昇していき、その後の負荷電力の低下に応じて徐々に低下していく特性となっていることである。
これは、二次側に並列共振回路のみを形成した図10の回路の場合(図12参照)のように、重負荷の傾向となるに従って効率が向上する特性とは逆の特性となっており、これによって25%負荷以下での効率が図12の回路の場合よりも明らかに向上していることがわかる。
具体的に本実施の形態では、負荷電力Po=200W〜25Wまでの変動範囲に対してηAC→DC=90%以上の高効率が得られている。
図10の電源回路では、交流入力電圧VAC=100Vの入力で、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wの変動に対して、fs=117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs=96.7kHzとされていた。
これに対して、図1の電源回路では、交流入力電圧VAC=100Vの入力で、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wの変動に対して、fs=83.3kHz〜137.0kHzで、Δfs=53.7kHzとなっており、図10の電源回路の特性と比較して大幅に必要制御範囲が短縮されていることが分かる。さらに図1の電源回路では、交流入力電圧VAC=230Vの入力で、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wの変動に対して、fs=140kHz〜183.5kHzで、Δfs=43.5kHzとなっており、この条件においても、必要制御範囲は、図10の電源回路の特性と比較して大幅な短縮が図られている。
なお、このような図1の回路でのワイドレンジ対応化については後述する。
つまり、本実施の形態のように電圧共振形コンバータとして、一次側並列共振回路に対して二次側直列共振回路を組み合わせた構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。これは、二次側直列共振回路で得られる共振エネルギーにより、二次側直流出力電圧Eo生成にあたってのエネルギーをまかなうことができることによる。つまり、この点で二次巻線N2に伝達されるべきエネルギーを二次側直列共振回路を設けない場合よりも少なくでき、その分電力変換効率の向上が図られるものである。
そして、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、これによって軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる並列共振回路どうしの組み合わせ(図10)の構成と比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好な特性を得ることができる。
つまり、本実施の形態の電力変換効率特性(ηAC→DC)としては、上記もしているように負荷電力Po=200W〜25Wまでの負荷変動範囲に対し、ηAC→DC=90%以上が得られているが、このような負荷条件に対する電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1,fo2,fo3の調整により得られたものである。つまり、共振周波数fo1,fo2,fo3について各種設定を行って実験を行い、前述したfo1=96.2kHz、fo2=94.5kHz、fo3=54.3kHzを設定してfo1≒fo2>fo3とみなされる関係を設定したことで、最終的に得られた特性である。
つまり、図3(a)と、先の図11(a)のスイッチング電流IQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図3(a)のスイッチング電流IQ1の波形は、スイッチング素子Q1のオン期間TONが終了してオフ期間TOFFに遷移するターンオフ以前のタイミングで、3.5Apのピークレベルが得られる波形となっている。そして、ターンオフタイミングに至ると3Apに低下したレベルとなっている。
このようなスイッチング電流IQ1の波形は、二次巻線電流I2の波形が影響している。つまり、並列共振回路と直列共振回路とが組み合わされた二次側の共振回路に流れる電流に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流I2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2、共振周波数fo3の設定によって決まる。
このことから、図3(a)に示されるスイッチング電流IQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1,fo2,fo3の然るべき設定により得られているものである、ということになる。
この図3(a)のスイッチング電流IQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流IQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流IQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失、導通損は低減されることになる。
このようなスイッチング素子のスイッチング損失、導通損の低減が、本実施の形態の電源回路について高電力変換効率特性が得られていることの1つの要因となっている。
図1の回路のように、一次側並列共振回路に対し二次側直列共振回路を組み合わせた場合、一次側のスイッチング電流IQ1にいわゆるかみつき電流と呼ばれる、スイッチング素子Q1がターンオフするタイミングで正極性による電流が流れる。
このかみつき電流により、スイッチング損失が増加すると共に、安定なZVS(ゼロ電圧スイッチング)動作が得られなくなる。また、いずれにせよこのような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。そして、これらの異常動作が生じることから、その実用化が困難なものとされていた。
このような中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。
このように結合係数kが所定以下に設定されることで、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路との間の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、上記したスイッチング電流IQ1のかみつき電流が観察されなくなり、通常のZVSに対応する波形が得られることになる。そして、これによって上記した異常発振動作も解消できる。
このようにして図1に示した本実施の形態の構成では、一次側並列共振回路に対して二次側直列共振回路を組み合わせた構成を、実用化可能なものとして実現することができる。
しかしながら、本実施の形態では、図4の実験結果としても示したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、非常に良好な電力変換効率特性を得ることができる。
これは、二次側に対しても共振回路(二次側並列共振回路及び二次側直列共振回路)を形成していることによる。すなわち、二次側共振回路を備えることで、先にも述べたようにその共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Eoとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる電力変換効率の低下が補償されるものである。
先ず、図1に示す電源回路は、二次側の共振回路として、上記直列共振回路と共に、並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての構成を採っている。つまり、図1に示す電源回路としても、先の図10に示した従来の構成と同様に、一次側と二次側とのそれぞれに並列共振回路を備えていることに変わりはない。
ここで、ワイドレンジ対応化の観点では、このように一次側と二次側とに備えられるお互いの並列共振回路での相互作用が支配的なものとなる。これは、先の図4の期間TON/TOFFの特性にも示されたように、この場合の定電圧制御動作としては、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路とを組み合わせた構成(図10)のときの、期間TOFFを一定とする制御とほぼ同様の制御が行われることからも理解できる。
従って以下、図1の構成におけるワイドレンジ対応化については、一次側並列共振回路に対して二次側並列共振回路のみが組み合わされた場合での定電圧制御特性を基にその説明を行う。
このようにして電磁結合形共振回路を含むとされる、図1の電源回路の二次側直流出力電圧Eoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスPITの結合度(結合係数k)に応じて異なるものとなる。この点について図6を参照して説明する。
図1にて説明したように、本実施の形態としては、一次側直列共振回路の共振周波数fo1は、二次側並列共振回路の共振周波数fo2の約1.5倍程度となるように設定されているので、共振周波数fo1と共振周波数fo2とでは、共振周波数fo1のほうが高い周波数となる。図6においてスイッチング周波数fsを示す横軸に対しては、共振周波数fo1,fo2を対応させて示しているが、この図6においても、上記共振周波数fo1,fo2の関係に対応させて、共振周波数fo1のほうが共振周波数fo2よりも高くなるものとして示している。
ここで、周波数f1は、
周波数f2は、
また、上記(数1)(数2)における項の1つであるfoは、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と、二次側並列共振回路の共振周波数fo2との中間に存在する中間共振周波数であり、1次側のインピーダンスと2次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス(相互結合インダクタンスM)により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスMについては、
本実施の形態の絶縁コンバータトランスPITは、結合係数k≒0.7程度以下とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数kの設定では、上記特性曲線3として示される単峰特性による動作となる。
図7においては、図1に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧VAC=100V時(AC100V系)における最大負荷電力Pomax時、最小負荷電力Pomin時の各特性曲線A,Bと、交流入力電圧VAC=230V時(AC200V系)における最大負荷電力Pomax時、最小負荷電力Pomin時の各特性曲線C,Dとの、4つの特性曲線が示されている。
また、AC200V系の入力に対応する交流入力電圧VAC=230V時において、二次側直流出力電圧Eoを所要の定格レベルtgで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲(必要制御範囲)は、Δfs2で示される。つまり、特性曲線Cにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Dにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
このために、上記した交流入力電圧VAC=100V時、VAC=230V時の各必要制御範囲となるΔfs1、Δfs2は、図6に示されるΔfsと比較して相当に縮小されたものとなる。
また、これにより、Δfs1における最低スイッチング周波数(特性曲線Aにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fs)から、Δfs2における最高スイッチング周波数(特性曲線Aにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fs)までの周波数可変範囲(ΔfsA)としても、相応に狭いものとなる。
確認のために、図1の電源回路において測定されたΔfs1、Δfs2、ΔfsAの実際は、それぞれ、
Δfs1=53.7kHz(=137.0kHz−83.3kHz)
Δfs2=43.5kHz(=183.5kHz−140kHz)
ΔfsA≒100 kHz(=183.5kHz−83.3kHz)
となる。
このようにして、図1に示す本実施の形態の電源回路は、AC100V系とAC200V系の何れの商用交流電源入力にも対応して、適正にメイン直流電源である二次側直流出力電圧Eoを安定化可能とされている。つまり、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
電子機器においては、負荷電力Poについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする(切り替わる)ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図10に示したような必要制御範囲Δfsが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数fsの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対し本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δfsが大幅に縮小されていることから、負荷電力Poの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Eoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。
そして、上記のようにして二次側直列共振回路が組み合わされた構成とされたことで、先の図4に示した軽負荷の条件となるに従って上昇する特性によって従来よりも電力変換効率の向上が図れる。そして、この際、結合係数kが上記のように所定以下に設定されていることで、二次側直列共振回路を組み合わせた場合での異常動作の防止が図られて、これを実用可能なものとして実現することができる。
さらには、一次側並列共振回路、二次側並列共振回路、二次側直列共振回路の各共振周波数fo1、fo2、fo3の設定によって、電力変換効率のさらなる向上が図られている。
図8は、本発明の第1の変形例としての電源回路の構成を示している。
なお、この図8と以降の図9において、既に図1にて説明した部分と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。特に、一次側の構成については図1の場合と同様となるのでここでの説明は省略する。
先ず、この場合としても、二次巻線N2に対しては並列に二次側並列共振コンデンサC2を接続している。
その上で、上記倍圧全波整流回路としては、先ず二次巻線N2について、図示するようにセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部N2A,N2Bに2分割する。二次巻線部N2A,N2Bには、同じ所定巻数(ターン数)が設定される。
また、二次巻線N2における二次巻線部N2A側の端部に対しては、直列に二次側直列共振コンデンサC3Aを接続し、二次巻線N2における二次巻線部N2B側の端部に対しては、直列に二次側直列共振コンデンサC3Bを接続する。これにより、この場合の二次側においては、上記並列共振コンデンサC2の接続による二次側並列共振回路と共に、二次巻線部N2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC3Aのキャパシタンスから成る第1の二次側直列共振回路と、二次巻線部N2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC3Bのキャパシタンスから成る第2の二次側直列共振回路とが形成されることになる。
整流ダイオードDo1,Do3の各カソードは、平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。平滑コンデンサCoの負極端子は二次側アースに接続される。
また、整流ダイオードDo2,Do4の各アノードの接続点と二次巻線N2のセンタータップについても、二次側アースに接続する。
第1の倍圧半波整流回路では、二次巻線N2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、[二次巻線部N2A→整流ダイオードDo2→二次側直列共振コンデンサC3A→二次巻線部N2A]の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部N2Aの交番電圧(V2)の電位により二次側直列共振コンデンサC3Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、[二次巻線部N2A→二次側直列共振コンデンサC3A→整流ダイオードDo1→平滑コンデンサCo→二次巻線部N2A]の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサC3Aの両端電圧と二次巻線N2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサCoに対する充電を行う。
また、第2の倍圧半波整流回路は、二次巻線N2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、[二次巻線部N2B→整流ダイオードDo4→二次側直列共振コンデンサC3B→二次巻線部N2B]の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部N2Aの交番電圧(V2で同等)の電位により、二次側直列共振コンデンサC3Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、[二次巻線部N2B→二次側直列共振コンデンサC3B→整流ダイオードDo3→平滑コンデンサCo→二次巻線部N2B]の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサC3Bの両端電圧と二次巻線N2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサCoに対する充電を行う。
先ず、この場合も絶縁コンバータトランスPITについては、コアについてEER-35を選定してギャップGについては2.2mmのギャップ長を設定した。また一次巻線N1及び二次巻線N2の巻数(ターン数)Tについても、N1=63T、N2=25Tとした。また、これによって絶縁コンバータトランスPITの結合係数kについてはk=0.685が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスについてはCr=6800pFを選定した。この一次側並列共振コンデンサCrについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスPITの構造により得られる一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、この場合fo1=96.2kHzが設定される。また、二次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスについてはC2=8200pFを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスPITの構造により得られる二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2とにより、二次側並列共振周波数fo2としてはfo2=94.8kHzが設定されている。さらに、二次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスについてはC3A=C3B=0.047μFを選定し、これによって二次側直列共振周波数fo3としてはfo3=56.0kHzが設定される。
つまり、この場合としても、fo1≒fo2>fo3の関係が得られるようにして各共振周波数の設定を行っている。
このような特性によると、図8の電源回路としてもスイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現されていることがわかる。
そして、この場合としても、二次側に対して直列共振回路が組み合わされ、一次側と二次側の各共振周波数について上記したfo1≒fo2>fo3の関係が設定されたことで、負荷電力Po=200W〜25Wの範囲に対してηAC→DC=90%以上となる結果が得られている。
なお、負荷電力Po=0W時での交流入力電力はこの場合も2.4Wであり、従来の6.6Wから大幅に低減される結果が得られている。
この第2の変形例では、二次側の整流平滑回路として4本の整流ダイオードDo1,Do2,Do3,Do4から成るブリッジ整流回路を備えたブリッジ全波整流回路を備えるものである。
この場合も、先ずは二次巻線N2に対して並列に並列共振コンデンサC2を接続している。また、二次巻線N2に対して直列に二次側直列共振コンデンサC3を接続している。
上記ブリッジ整流回路の正極入力端子は、二次側直列共振コンデンサC3を介して二次巻線N2の巻き終わり端部と接続され、正極出力端子は平滑コンデンサCoの正極端子に接続される。負極入力端子は二次巻線N2の巻始め端部と接続され、負極出力端子は二次側アースと接続される。平滑コンデンサCoの負極端子も二次側アースに対して接続される。
先ず、この場合も絶縁コンバータトランスPITについては、コアについてEER-35を選定してギャップGについては2.2mmのギャップ長を設定した。また一次巻線N1及び二次巻線N2の巻数(ターン数)Tとしては、N1=63T、N2=50Tとした。また、これによって絶縁コンバータトランスPITの結合係数kについてはk=0.685が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスについてはCr=6800pFを選定し、これによって一次側並列共振回路の共振周波数fo1はfo1=96.2kHzが設定される。また、二次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスについてはC2=8200pFを選定しており、二次側並列共振周波数fo2はfo2=94.8kHzである。さらに、二次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスについてはC3=0.022μFを選定し、これによって二次側直列共振周波数fo3はfo3=57.9kHzである。
従ってこの場合としてもfo1≒fo2>fo3の関係が得られるようにして各共振周波数の設定が行われている。
このような特性によると、図9の電源回路としてもスイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現されていることがわかる。
そして、この場合としても、二次側に対して直列共振回路が組み合わされ、一次側と二次側の各共振周波数について上記したfo1≒fo2>fo3の関係が設定されたことで、負荷電力Po=200W〜25Wの範囲に対してηAC→DC=90%以上となる結果が得られている。また、この場合も負荷電力Po=0W時での交流入力電力は2.4Wであり、従来の6.6Wから大幅に低減される結果が得られている。
但し、本実施の形態では、二次側に対して直列共振回路を組み合わせたものであり、従って直列共振動作が得られるように、二次巻線N2全体で各半周期に二次巻線電流が流される必要がある。このことから、半周期にしか二次巻線電流が流されない半波整流回路、及び両波整流回路は除外となる。
Claims (1)
- 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備え、
上記絶縁コンバータトランスは、
少なくとも上記一次側並列共振回路と上記二次側並列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定し、
負荷条件として、最大付加電力200W、最小付加電力0W(無負荷)、二次側直流出力電圧の定格レベル135V、の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と上記二次側並列共振回路の共振周波数と上記二次側直列共振回路の共振周波数とを、
(一次側並列共振回路の共振周波数)≒(二次側並列共振回路の共振周波数)>(二次側直列共振回路の共振周波数)と設定する
スイッチング電源回路。
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