JP2006280143A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧共振形コンバータのワイドレンジ対応を実現化し、高効率を得る。
【解決手段】電圧共振形コンバータに二次側並列共振回路を設け、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝０．７程度以下の疎結合の状態とする。これにより、定電圧制御特性を、急峻な単峰特性として、安定化に必要なスイッチング周波数の制御範囲を縮小する。また、電力変換効率について良好な特性が得られるようにして、一次側並列共振周波数fo1と二次側並列共振周波数fo2の設定を行う。また、二次巻線Ｎ2は二次巻線部Ｎ2Aに対して二次巻線部Ｎ2Bを追加的に巻装し、二次巻線部Ｎ2Aに対して半波整流回路を接続し、二次巻線Ｎ2に並列共振コンデンサＣ2を接続する。これにより、通常に半波整流回路を備える場合よりも二次側並列共振回路に流れる電流レベルを低減させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関する。

共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきていることなどを背景に、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。

図１３は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。

上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。

スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。

発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1，Ｌ2）の設定要素となる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。

この場合には、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路（電圧共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側並列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路は、二次巻線Ｎ2（二次側並列共振回路）に得られる交番電圧Ｖ2の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。

制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。

図１４及び図１５は、上記図１３に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖの条件として、図１３の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
先ず、スイッチング素子Ｑ1には、９００Ｖの耐圧品を選定し、二次側の整流ダイオードＤo1については６００Ｖの耐圧品を選定する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝４３Ｔ、Ｎ2＝４３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝6800pF、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.01μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝175kHz、二次側並列共振回路の共振周波数fo2＝164kHzが設定される。
また、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲である。

先ず、図１４は、図１３に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１４（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。図１４（ｂ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の電圧共振パルスが得られる波形である。このスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルス波形により、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。

スイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスのピークレベルは、Ｐｏmax＝２００Ｗ／ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）の条件では５５０Ｖpで、Ｐｏmax＝２００Ｗ／ＶAC＝２６４Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）の条件では８００Ｖpとなる。この電圧共振パルスのピークレベルに対応するために、スイッチング素子Ｑ1については上記していた９００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。

スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、ターンオン時においてボディダイオードＤDに対して順方向に流れることで負極性となり、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間を流れてターンオフに至るまで増加していく波形として得られる。このような動作波形では、スイッチング電流ＩQ1としては、ターンオフタイミングにピークレベルが得られることになる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成して得られるもので、図示する波形となる。

また、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1に流れる整流電流ＩD1は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時では、整流ダイオードＤo1のターンオン時にピークレベルが得られた後に図示する波形により０レベルに低減していき、整流ダイオードＤo1のオフ期間において０レベルとなる波形により流れるものとなる。なお、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）時においては、オン期間であっても０レベルとなる。
二次巻線電圧Ｖ2は、この場合には、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列回路に得られる電圧となるもので、二次側整流ダイオードＤo1が導通しているオン期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルによりクランプされ、二次側整流ダイオードＤo1のオフ期間では、負極性方向の正弦波形が得られる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振回路（Ｎ2(Ｌ2)//Ｃ2）に流れる電流が合成したものとなり、例えば図示する波形により流れる。

図１５は、図１３に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数fs、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２００Ｗまでの範囲で９０％以上となっている。電圧共振形コンバータとして、特にスイッチング素子Ｑ1が１石であるシングルエンド方式は、電力変換効率について良好な結果が得られることが知られている。

また、図１５に示されるスイッチング周波数fs、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１３の電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数fsは、軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるようにして制御されている。また、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFに関しては、負荷変動に対してオフ期間ＴOFFはほぼ一定であるのに対して、オン期間ＴONが、軽負荷の傾向となるのに従って短縮される特性となっている。つまり、図１３に示す電源回路は、オフ期間ＴOFFは一定としたうえで、例えば軽負荷の傾向となるのに応じて、オン期間ＴONを短縮するようにしてスイッチング周波数を可変制御していることになる。
このようにして、スイッチング周波数が可変制御されることで、一次側並列共振回路及び二次側並列共振回路を備えることにより得られる誘導性インピーダンスが可変されることになる。この誘導性インピーダンスの可変によっては、一次側から二次側への伝送電力量、及び二次側並列共振回路から負荷への電力伝送量が変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られることになる。

図１６は、図１３に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
ここで、一次側並列共振回路の共振周波数をfo1、二次側並列共振回路の共振周波数をfo2とすると、図１３の回路では、先に説明したように一次側並列共振周波数fo1に対して二次側並列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側並列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。
さらに、図１３の回路のようにして一次側並列共振周波数と二次側並列共振回路とを備える場合、共振周波数fo1,fo2との間には中間共振周波数foが存在することになる。中間共振周波数foとスイッチング周波数fsとの関係による共振インピーダンス特性は、最大負荷電力Ｐｏmax時は特性曲線Ｅで示され、最小負荷電力Ｐｏmin時は、特性曲線Ｆとして示される。
二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、この中間共振周波数foのスイッチング周波数fsに対する共振インピーダンス特性によって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが決定される。また、図１３に示す電圧共振形コンバータとしては、この中心共振周波数foよりも低い周波数領域でスイッチング周波数fsを可変制御する、いわゆるローアーサイド制御の方式を採る。
そして、この図１６において中間共振周波数ｆｏに対応する特性曲線Ｅ，Ｆとして示される特性の下で、ローアーサイド制御に対応したスイッチング周波数制御により、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベル（図１３の回路の場合には１３５Ｖ）を目標値として定電圧化を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲（必要制御範囲）は、Δfsで示される区間であることになる。換言すれば、このΔfsで示される区間に対応する周波数範囲で、負荷変動に応じてスイッチング周波数を所要値となるようにして可変することで、二次側直流出力電圧Ｅoは定格レベルｔｇとなるようにして制御される。

特開２０００−１５２６１７号公報

ところで、電源回路としては、各種電子機器の多様化などを背景に、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応とすることが求められている。

図１３に示す構成の電源回路は、先に説明したように、スイッチング周波数制御により二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るように動作し、そのために必要とされるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図１６にて説明したΔfsによって示される。
図１３に示す電源回路は、２００Ｗ〜０Ｗまでの比較的広範囲な負荷電力変動に対応するものとされている。そして、図１３の電源回路について、この負荷条件に対応した実際の必要制御範囲は、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとなり、比較的に広範囲なものとなっている。

ここで、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルが変化することによっても変動する。すなわち、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルに応じて減少する。
このことから、ＡＣ１００系からＡＣ２００Ｖ系までのワイドレンジでの交流入力電圧の変動に対応しては、例えばＡＣ１００系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジでの変動に対応する場合より、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動も大きくなるということがいえる。このようにして拡大した二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、必要制御範囲として上記した117.6kHz〜208.3kHzの範囲を、より高い周波数の方向に拡大するようにして、より広範囲に設定することが必要となる。

しかしながら、現状におけるスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００ｋHz程度が限界である。また、仮に上記のような高い周波数での駆動が可能となるＩＣが開発された場合にも、スイッチング素子が高周波駆動されることによっては電力変換効率が著しく低下し、電源回路として実用することは実質的に不可能となる。
このように、例えば図１３に示す電源回路の構成によりワイドレンジ対応とすることは実現が非常に困難とされている。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線が巻装されるとともに、主二次巻線部と副二次巻線とから成り、二次巻線全体としての巻数が、副二次巻線部により主二次巻線部自体の巻線数よりも増加するように設定される二次巻線が巻装されるコンバータトランスを備える。
また、少なくともコンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、少なくともコンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路を備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧の少なくとも一方の半波の期間において主二次巻線部に得られる交番電圧を整流する動作によって二次側直流出力電圧を生成するように形成された二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御してスイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
そして、コンバータトランスは、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定する。
また、少なくとも、所定の直流入力電圧レベルの条件と所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数とについて設定することとした。

なお、本願発明において「結合係数」とは、電磁的な結合の度合いを示すものであり、数値として１が最も結合の度合が高いことを示し、数値として０が最も結合の度合いが低い（結合していない）ことを示すものである。

上記構成による電源回路は、二次側に二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。つまり、一次側と二次側とにそれぞれ二次側並列共振回路を備えた構成を採るものであり、これにより、コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そして、コンバータトランスについて所定の結合係数による疎結合とすることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、二次側直流出力電圧の安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
そのうえで、コンバータトランスの二次巻線については、その巻数全体が、主二次巻線部の巻数よりも増加するようにして副二次巻線部を巻装して形成する。そして、二次側並列共振回路は、二次巻線全体に対して二次側並列共振コンデンサを並列となる関係により接続することで形成し、二次側直流出力電圧は、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧の少なくとも一方の半波の期間において主二次巻線部の交番電圧を整流する動作動作となるようにして形成する。この構成では、主二次巻線は、二次側直流出力電圧生成手段としての整流回路を形成するのに最小限必要な主たる二次側巻線であるが、二次側並列共振回路を形成する漏洩インダクタンスは、主二次巻線と副二次巻線との合成となるから、主二次巻線のみに対応する漏洩インダクタンスよりも増加することになる。これにより、例えば所要の二次側並列共振回路の共振周波数を設定しようとした場合には、漏洩インダクタンス成分の増加分に対応して、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスを小さく設定できることになる。二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスが小さくなるのに応じては、二次側並列共振回路に流れる電流量も低減することになる。
さらに、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で、一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。

このようにして本発明は、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小される。これにより、電圧共振形スイッチングコンバータについて、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応化することが容易に実現可能となる。
このようなワイドレンジ化を実現するための基本構成としては、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータのコンバータトランスについて、所要の結合係数が得られる構造とすればよいものであり、従って、部品点数の増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などを伴うことなくワイドレンジ対応が実現されている、ということがいえる。
また、本発明によっては、二次側並列共振回路に対応する二次巻線と二次側並列共振コンデンサに流れる電流レベルを低減することで、これら二次巻線や二次側並列共振コンデンサにおける電力損失を低減している。さらに、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷電力の負荷条件にも対応させるようにして一定以上の電力変換効率が得られるようにしている。電圧共振形コンバータは、高い電力変換効率特性を本来有するが、本発明では、上記のようにして、二次側並列共振回路に流れる電流レベルが低減され、また、一次側共振回路と二次側並列共振回路の共振周波数設定が行われることなどにより、電圧共振形コンバータを備える電源回路について、より良好な電力変換効率特性を有するものを提供できることになる。

図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。

商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。

スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。

この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。

そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）であるスイッチング電圧Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形（電圧共振パルス）が得られる。

発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られる発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長2mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．７程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１３に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
ここで、図1に示す第1の実施の形態では、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の極性については加極性となるようにされている。この場合の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の相互インダクタンス（相互結合インダクタンス）Ｍについては、＋Ｍで表すことができる。

本実施の形態の場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するようにして、二次巻線部Ｎ2A（主二次巻線部）、二次巻線部Ｎ2B（副二次巻線部）の直列接続となる。この場合には、二次巻線部Ｎ2A側の端部において巻始め端部のシンボルが示されていることからも分かるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次側巻線の巻装部位に対して、先ず、二次巻線部Ｎ2Aを所要の巻数により巻装し、この二次巻線部Ｎ2Aの巻き終わりの端部から、さらに所定の巻数により巻線を巻装することで二次巻線部Ｎ2Bが形成されるようになっている。二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとの端部同士の接続点には、タップを設ける。

次に説明するようにして、二次巻線部Ｎ2Aに対しては二次側半波整流回路が接続される。このことから、二次巻線部Ｎ2Aは二次側整流回路を形成するのに必須の、主たる二次側巻線ということがいえる。一方の二次巻線部Ｎ2Bは、二次巻線Ｎ2全体としての巻数を、主たる二次側巻線である二次巻線部Ｎ2A自体の巻数よりも増加させるために追加的に巻装される副次的な二次側巻線であるとみることができる。

上記のようにして形成される二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。この接続態様は、二次巻線部Ｎ2A−Ｎ2Bの直列接続に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列接続しているものとみることができる。
これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振（電圧共振）回路を形成する。この二次側並列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行う。つまり、一次側とともに、二次側においても電圧共振動作が得られる。

この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側並列共振コンデンサＣ2が並列接続された二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側に対して、整流ダイオードＤo1、及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路を接続して形成される。
整流ダイオードＤo1のアノードは、二次巻線部Ｎ2Aの巻き終わり端部側に対して接続される。整流ダイオードＤo1のカソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続される。平滑コンデンサの負極端子は、二次側アース電位により、二次巻線部Ｎ2Aの巻始め端部と接続される。なお、整流ダイオードＤo1は、スイッチング周波数に応じた比較的高周波でのオン／オフ動作を行うことから、高速型（高速リカバリ型）が選定される。

このようにして形成される半波整流回路では、二次巻線部Ｎ2A側の二次巻線電圧Ｖ2について、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側が正極性となる半波の期間において整流ダイオードＤo1が導通して整流電流を流し、平滑コンデンサＣｏに充電する動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

このように、図１の電源回路では、二次側並列共振回路は、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの直列接続から成る二次巻線Ｎ2全体のリーケージインダクタンスＬ2を形成要素としている。一方、二次側整流回路の半波整流回路は、二次巻線Ｎ2全体のうちで、二次巻線部Ｎ2Aに対して接続されている。つまり、二次側直列共振回路の共振動作は、二次巻線Ｎ2全体を利用しているのに対して、二次側整流回路は、二次巻線Ｎ2の一部巻線を利用して半波整流動作を得ているということができる。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。このスイッチング周波数の可変は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン期間ＴONを可変制御する動作となる。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。

上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝57T、Ｎ2A＝30T、Ｎ2B＝20Tを選定している。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.685が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3900pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝136.2kHzが設定される。また、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝8200pＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2(Ｎ2A+Ｎ2B)のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝106.1kHzが設定される。相対的には、fo1≒1.3×fo2の関係が得られているといえる。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖとしている。

図３の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示している。ここでは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線部電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1、二次巻線電流Ｉ2、及び二次巻線電圧Ｖ3が示される。

スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の共振パルスは、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳが行われていることを示している。

一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。

二次巻線Ｎ2に交番電圧が誘起されることで、二次巻線部Ｎ2Aに得られる二次巻線部電圧Ｖ2が正極性で一定以上のレベルとなる半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1が導通して、この導通期間内に整流電流ＩD1を流す。これに対応して、二次巻線部電圧Ｖ2としては、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧レベルが整流ダイオードＤo1に対して二次側直流出力電圧Ｅo以上のレベルの電圧となって整流ダイオードＤo1を導通させている期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoによりクランプされ、整流ダイオードＤo1が非導通となる期間は、二次側直流出力電圧Ｅo以下のレベルのエンベロープによる正弦波状となる。
二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる電流とが合成された波形として得られる。なお、ここでは図示していないが、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ(無負荷)時においては、整流ダイオードＤo1の導通期間内にあっても整流電流ＩD1は０レベルとなる。

図４は、図１に示した電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ1のオン期間である期間ＴON、オフ期間である期間ＴOFFの時間長の変化特性を示している。
これらの図によれば、先ず、スイッチング周波数ｆｓは、上記もしているように、軽負荷傾向（Ｅoの上昇傾向）となるのに応じて高くなっていく傾向で変化している。なお、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じても高くなる傾向で変化する。このことは、定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に伴って二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、スイッチング周波数fsを高く制御する動作であることを示している。
また、期間ＴONの時間長は、軽負荷傾向（Ｅoの上昇傾向）となっていくのに応じて短縮していく特性となっている。これに対して、期間ＴOFFは、負荷変動に対してほぼ一定である。また、図示していないが、期間ＴOFFは、交流入力電圧変動に対してもほぼ一定である。このことは、期間ＴOFFは固定としたうえで、負荷変動に応じて期間ＴONを可変することでスイッチング周波数を可変する動作であることを示している。

上記スイッチング周波数fｓの変化についての具体値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、ｆｓ＝102.6kHz〜151.1kHzで、Δfs＝48.5kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、ｆｓ＝162.3kHz〜185.3kHzで、Δfs＝23.0kHzとなる。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、重負荷の傾向となるのに従って増加し、また、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて増加する傾向となっている。
最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝92.2％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では91.3％であり、何れの交流入力電圧ＶACの条件においても最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝６５Ｗの範囲で９０％以上のηAC→DCの値が得られるという、良好な測定結果が得られた。

上記図４にて説明したような図１の電源回路のスイッチング周波数ｆｓの特性は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの対応負荷電力の条件で、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の範囲（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖ）の商用交流電源入力に対応して安定化が可能な、いわゆるワイドレンジ対応が実現化されていることを示している。以下、この点について説明する。

先ず、図１に示す電源回路は、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採っている。つまり、図１に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して一次側と二次側にそれぞれ並列共振共振回路を備えている、といえる。このような構成を、一次側並列共振回路と二次側共振回路との関係によりみれば、スイッチング周波数ｆｓに対応する周波数信号が入力される、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとして等価的にみることができる。
このようにして電磁結合形共振回路を含むとされる、図１の電源回路の二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図５を参照して説明する。

図５は、上記した電磁結合形共振回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数fsとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数fsを横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、二次側並列共振回路の共振周波数fo2の約１．３倍程度となるように設定されているので、共振周波数fo1と共振周波数fo2とでは、共振周波数fo1のほうが高い周波数となる。図５においてスイッチング周波数fsを示す横軸に対しては、共振周波数fo1，fo2を対応させて示しているが、この図５においても、上記共振周波数fo1，fo2の関係に対応させて、共振周波数fo1のほうが共振周波数fo2よりも高くなるものとして示している。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2は、それぞれ、０であることになる。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と二次側並列共振回路の共振周波数fo2とは異なる周波数f1、f2において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数f1は、

で表され、
周波数f2は、

で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と、二次側並列共振回路の共振周波数fo2との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、

により表される。

また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。

そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≒０．７程度以下とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。

上記図５に示す単峰特性と、先に図１６に示した従来の電源回路（図１３）の定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図１６に示した特性は図５の特性に対して、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。

上記のようにして図１６に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力による単レンジ対応の条件下であっても、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとなる。このため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。

この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δfs１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δfs２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。

前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図５に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔfs１、Δfs２は、図６に示されるΔfsと比較して相当に縮小されたものとなる。
また、これにより、Δfs１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fs）から、Δfs2における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fs）までの周波数可変範囲（ΔfsA）としても、相応に狭いものとなる。
確認のために、図１の電源回路において測定されたΔfs1、Δfs2、ΔfsAの実際は、それぞれ、
Δfs1＝48.5kHz（＝151.1kHz−102.6kHz）
Δfs2＝23.0kHz（＝185.3kHz−162.3Hz）
ΔfsA＝82.7kHz（＝185.3kHz−102.6kHz）
となる。

そして、上記周波数可変範囲ΔfsAとしては、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔfsAで可変制御することが可能とされている。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、適正にメイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能とされている。つまり、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。

本実施の形態の他に、共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応を実現する構成としては、例えばＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ／フルブリッジで切り換える構成を採ることが知られている。あるいは、商用交流電源ＡＣについての整流動作を行う整流回路の動作を、ＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、全波整流／倍電圧整流で切り換える構成とすることが知られている。

しかしながら、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで回路構成の切り換えを行う場合には、以下のような問題点が生じる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。

そこで、実際には、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。

また、このように誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も生じる。

また、ハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行う構成では、フルブリッジ構成を可能とするためにスイッチング素子を少なくとも４つ備える必要がある。つまり、切り換えが不要であればハーフブリッジでよく、スイッチング素子が２つで済むものを、この場合はさらに２つ追加しなくてはならない。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。

また、先に説明したようにしてスイッチング周波数の制御範囲が広範となることによるもう１つの問題点としては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下してしまうということが挙げられる。
特に近年の電子機器では、例えば各種駆動部のオン／オフ等に応じて負荷電力が最大負荷と無負荷とで瞬時的に変化する、いわゆるスイッチング負荷といわれる負荷条件となることがある。これに応じて電源回路側としても、このように高速且つ広範に変動する負荷電力に応じて、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数制御範囲が広範であると、最大値と最小値とで変化する負荷に対応して定電圧制御に必要なスイッチング周波数へと変化させるまでに、その分多くの時間を要してしまうことになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。

これに対して、本実施の形態のようにしてスイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現されるのであれば、先に説明したような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。

また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ並列共振回路を備えるこれまでの電圧共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側並列共振コンデンサの１点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。

また、上記のようにして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の各商用交流電源入力の条件の下で、定電圧制御のためのスイッチング周波数fsの必要制御範囲（Δfs）が縮小されることによっては、定電圧制御の応答性、制御感度も大幅に改善されることになる。
電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタや、プラズマディスプレイ装置などを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図９に示したような必要制御範囲Δfsが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数fsの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δfsが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。

ただし、一般的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失（渦電流損）が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。このようにして、上記渦電流損の影響による電力変換効率の低下が見られないのは、二次側に対しても共振回路（二次側並列共振回路）を形成していることによる。すなわち、二次側並列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる電力変換効率の低下を補償しているものである。

また、上記した電力変換効率の特性に関しては、図４の説明において、図１の電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時ではηAC→DC＝９２．２％であると述べたが、この特性は、例えば図１３に示した従来の電源回路の特性が、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においてηAC→DC＝９２．３％であるのに対してほぼ同等である。
このようにして、本実施の形態において、結合係数ｋを低下させているのにもかかわらず、良好な電力変換効率が得られていることの理由としては、上記しているように、二次側共振回路を備えることで電力変換効率の低下を補償したことも要因の１つであるが、本実施の形態においては、さらに下記の要因を挙げることができる。

先ず、１つには、二次側並列共振回路及び二次側半波整流回路を形成している二次側の回路形態が挙げられる。
図1に示す電源回路においては、二次巻線部Ｎ2Aに対して半波整流回路を接続しているのに対して、二次側並列共振回路は、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bの直列接続として形成される二次巻線Ｎ2、及び二次側並列共振コンデンサＣ2の並列接続により形成される。
上記のような本実施の形態の二次側の構成に対して、従来に対応する二次側が半波整流回路の構成（従来二次側半波構成）としては、二次巻線部Ｎ2Bを追加せずに省略して二次巻線部Ｎ2Aのみとして、この二次巻線部Ｎ2Aに対して二次側並列共振回路Ｃ2、及び半波整流回路（Ｄo1，Ｃｏ）を接続する構成である。この従来二次側半波構成は、図１に示される二次側の回路形態について、二次巻線Ｎ2を省略し、二次側並列共振コンデンサＣ2は、二次巻線部Ｎ2Aに対して並列に接続したものと同等となる。

従来二次側半波構成の場合には、二次側整流回路が交番電圧を入力する巻線と、二次側並列共振回路を形成する巻線とが、同じ二次巻線部Ｎ2Aで共通となる。二次巻線部Ｎ2Aの巻数は、主として、所要の二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルを得ることを目的として設定される。そのうえで、二次側並列共振回路の共振周波数fo2を設定するのにあたっては、上記した二次巻線部Ｎ2Aの巻数に応じて決まる二次側の漏洩インダクタンス成分とにより、所要の共振周波数fo2の値が得られるようにして、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスを設定することになる。
これに対して、図１の実施の形態の場合には、二次側並列共振回路は、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの直列接続に対して二次側並列共振コンデンサＣ2を接続して形成される。従って、従来二次側半波構成との比較では、二次側並列共振回路を形成する二次側の漏洩インダクタンス成分が増加することになる。そのうえで、従来二次側半波構成を採る場合と同等の二次側並列共振回路の共振周波数fo2を設定することとすれば、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは、二次側の漏洩インダクタンス成分の増加に応じて、その分小さく設定することができる。そして、このようにして二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスが小さくなることに応じては、二次側並列共振回路に流れる二次巻線電流Ｉ2のレベル（電流量）を低減することが可能になる。
このようにして二次側並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2（二次巻線部Ｎ2A、Ｎ2B）及び二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる二次巻線電流Ｉ2のレベル（電流量）が低下（減少）することによって、二次巻線Ｎ2（二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2B）及び二次側並列共振コンデンサＣ2における電力損失が低減される。本実施の形態では、このことが、電力変換効率の向上に寄与している。

参考として、図1に示す電源回路について、二次側を従来二次側半波構成に変更し、二次巻線部Ｎ2A＝30T、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝4700ｐＦ，二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.039μＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝0.685を設定した構成でのAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）についての測定結果としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時において、ηAC→DC＝９０．７％で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ程度までの範囲でηAC→DC＝９０％以上が維持される特性が得られた。
この実験結果と、本実施の形態の実験結果とを比較してみると、本実施の形態のほうが、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の特性が良好であり、また、ηAC→DC＝９０％以上となる中間負荷の領域範囲が拡大されている。

また、１つには、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が、大きな要因となっている。上記したような本実施の形態の負荷条件に対する電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。
つまり、共振周波数fo1，fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝136.2kHz、fo2＝106.0kHzを設定したことで、最終的に得られた特性である。この共振周波数fo1、fo2について、従来との比較を行ってみると、図１３に示す電源回路では、fo1＝175.0kHz、fo2＝164.0kHzであり、その大小関係はfo1＞fo2で同様であるが、各周波数の値と、これに伴う周波数差が異なったものとなっている。共振周波数fo1，fo2の各周波数値としては、従来と比較して低下されており、その周波数差としても大きく拡大されている。

上記のようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで良好な電力変換効率が得られることの理由の１つとしては、次のことを挙げることができる。
本実施の形態と従来例とで、同じ最大負荷電力Ｐｏmax時の動作を示す図３と図１４（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較してみると、先ず、図１４（ａ）では、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴONが終了するまで上昇傾向を維持して、オフ期間ＴOFFにおいてピークレベルとなる波形である。これに対し、図３では、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングで既にピークレベルとなって、以降、オフ期間ＴOFFに至るまで、下降していく波形となっている。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、二次巻線電流Ｉ2の波形が影響している。つまり、二次側並列共振回路に流れる電流に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失、導通損は低減されることになる。また、スイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されるのに伴い、実際には二次側整流電流ＩD1のピークレベルも抑制される。このために、整流ダイオードＤo1におけるスイッチング損失、導通損も低減されることとなる。
このようなスイッチング素子、整流素子のスイッチング損失、導通損の低減が、本実施の形態の電源回路について高電力変換効率特性が得られていることの１要因となっている。

一次側に電圧共振形コンバータを備える構成の電源回路は、本来、電力変換効率について有利となる傾向の特性を有している。しかしながら、例えば近年のエネルギー事情、環境事情などを考慮して、電子機器については、より高い電力変換効率特性とすることが求められており、これに伴って、電子機器に搭載される電源回路そのものについても、さらなる電力変換効率の向上が要求されている状況にある。本実施の形態の電源回路は、このような要求に対応できるだけの電力変換効率特性が得られている、ということがいえる。

図７は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源回路も、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２により説明したのと同様の構造により、結合係数ｋについては０．７程度又はそれ以下の所定値が設定される。
この図に示す電源回路では、図１に示した第１の実施の形態と同様にして二次側整流回路としては、半波整流回路を備える。そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の極性については減極性としている。これに応じて、二次巻線部Ｎ2Aに対して接続する半波整流回路としては、二次巻線部Ｎ2Aの巻始め端部を整流ダイオードＤo1のアノードと接続し、二次巻線部Ｎ2Aの巻き終わり側の端部（二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとのタップ位置）に対して、平滑コンデンサＣｏの負極端子を二次側アース電位にて接続することとしている。
なお、第２の実施の形態としても、二次側並列共振コンデンサＣ2は、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの直列接続となる二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される。また、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と、二次側並列共振回路の共振周波数fo2については、第１の実施の形態とほぼ同等の値が設定される。

図８の波形図は、上記構成による第２の実施形態の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示している。ここでは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線部電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1、二次巻線電流Ｉ2、及び二次巻線電圧Ｖ3が示される。
図８において、一次側の動作に対応する、スイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1の各波形は、第１の実施の形態に対応する図３とほぼ同様の波形が得られている。この場合のスイッチング電流ＩQ1についても、図３の場合と同様にして、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングでピークレベルとなり、オフ期間ＴOFFに至るまで、下降していく波形となっている。
また、二次側の動作を示す二次巻線部電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1、二次巻線電流Ｉ2、及び二次巻線電圧Ｖ3などの波形については、図３との比較では、期間ＴON，ＴOFFに対する位相が異なるものとなっている。これは、図１の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の極性が加極性とされて、スイッチング素子Ｑ1がオンとされる期間に応じて整流ダイオードＤo1が導通して平滑コンデンサＣｏに充電を行う（電力供給を行う）動作であるのに対して、図７の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の極性が減極性とされて、スイッチング素子Ｑ1がオフとされる期間に応じて整流ダイオードＤo1が導通して平滑コンデンサＣｏに充電を行う（電力供給を行う）動作であることによる。

図９の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の二次側においては、図１と同様にして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが加極性となるようにして巻装される。また、二次巻線Ｎ2については、二次巻線部Ｎ2Aを巻装したうえで、この二次巻線部Ｎ2Aに対して二次巻線部Ｎ2Bを追加的に巻装することで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの直列接続として形成される。なお、この場合の二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの巻数（ターン数：T）については、Ｎ2A＞Ｎ2Bの関係が得られるように設定する。
そして、この二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2を接続した回路形態とすることで、二次側並列共振回路を形成する。
そのうえで、二次側整流回路としては、両波整流回路を備える。

この場合の二次側整流回路としては、整流ダイオードＤo1，Ｄo2及び平滑コンデンサＣｏを備える。
整流ダイオードＤo1のアノードは、二次巻線部Ｎ2A側の端部である二次巻線Ｎ2の巻始め端部と二次側並列共振コンデンサＣ2との接続点に対して接続され、整流ダイオードＤo2のアノードは、二次巻線部Ｎ2B側の端部である二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と二次側並列共振コンデンサＣ2との接続点に対して接続される。整流ダイオードＤo1，Ｄo2の各カソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続し、平滑コンデンサＣｏの負極端子と、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bのタップとを、二次側アース電位にて接続する。
この構成では、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Aとの極性については加極性(相互インダクタンス＝＋Ｍ)で、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2との極性については減極性(相互インダクタンス＝−Ｍ)となる。

上記のようにして形成される両波整流回路の動作は次のようになる。
二次巻線Ｎ2の両端に生じる二次巻線電圧Ｖ2について、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側が正極性となる半波の期間においては整流ダイオードＤo1が導通して、二次巻線部Ｎ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流ＩD1が流れるようにされ、平滑コンデンサＣoへの充電が行われる。
続く、二次巻線電圧Ｖ2について二次巻線Ｎ2の巻終わり端部側が正極性となる半波の期間においては整流ダイオードＤo2が導通し、二次巻線部Ｎ2A−整流ダイオードＤo2−平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流ＩD2が流れるようにされ、平滑コンデンサＣoへの充電が行われる。
これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
また、上記のようにして二次側の整流動作が行われるのに応じて、二次側並列共振回路の共振動作も生じるようにされる。

また、上記した二次側の両波整流回路の動作と二次側並列共振回路との関係は、例えば第1の実施の形態により説明した二次側並列共振回路と半波整流回路の動作が、二次巻線電圧Ｖ2の正／負の各半波の期間において得られているものとみることができる。つまり、二次巻線電圧Ｖ2の巻始め端部側が正極性となる半波の期間においては、二次巻線部Ｎ2A、整流ダイオードＤo1及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路の整流動作により整流電流を流し、二次巻線電圧Ｖ2の巻始め端部側が負極性となる半波の期間においては、二次巻線部Ｎ2B、整流ダイオードＤo2及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路の整流動作により整流電流を流す動作である。
このことから、第３の実施の形態としても、例えば従来二次側半波構成を採る場合と比較した場合には、第１の実施の形態と同様の理由により、二次側並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは増加されており、従って、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとしては、所要の共振周波数fo2を得るのにあたって、より小さな値を設定できる。これにより、本実施の形態としても、二次側並列共振回路に流れる共振電流Ｉ2のレベルが低減される。そして、このことが、第１の実施の形態同様に、電力変換効率の向上の重要な要因となる。

上記した回路構成による第３の実施の形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝52T、Ｎ2A＝28T、Ｎ2B＝23Tを選定している。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.685が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3300pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝157.5kHzが設定される。また、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝8200pＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2(Ｎ2A+Ｎ2B)のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝101.5kHzが設定される。相対的には、fo1≒1.5×fo2の関係が得られているといえる。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖとしている。

図１０の波形図は、上記構成による図９の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示している。ここでは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2、二次巻線電流Ｉ2が示される。

一次側の動作を示すスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1については、図３とほぼ同様の波形が得られている。
また、二次側の動作は二次巻線電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2、二次巻線電流Ｉ2により示される。図９の電源回路の場合には、二次側整流回路が両波整流回路であることに対応して、二次側整流電流は、二次巻線電圧Ｖ2が正／負の各半波の期間ごとに対応して流れている。つまり、二次巻線電圧Ｖ2が正極性となる半波の期間においては、整流ダイオードＤo1が導通して整流電流ＩD1が図示する波形により流れ、二次巻線電圧Ｖ2が負極性となる半波の期間においては、整流ダイオードＤo2が導通して整流電流ＩD2が図示する波形により流れる。また、図９の電源回路の場合は、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Aが加極性で、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Bが減極性となる。このために、二次巻線部Ｎ2Aを含む整流電流経路を形成する整流ダイオードＤo1に流れる二次側整流電流ＩD1は、スイッチング素子Ｑ1のオン期間にほぼ対応して流れ、二次巻線部Ｎ2Bを含む整流電流経路を形成する整流ダイオードＤo2に流れる二次側整流電流ＩD2は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間にほぼ対応して流れる。また、この場合の二次巻線電流（共振電流）Ｉ2は、二次側整流電流ＩD1，ＩD2、及び二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる電流とが合成されたものとなる。

また、図９に示した第３の実施の形態の電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ1のオン期間である期間ＴON、オフ期間である期間ＴOFFの時間長の変化特性については、図４とほぼ同等となる結果が得られた。
先ず、スイッチング周波数fｓの変化についての具体値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、ｆｓ＝105.3kHz〜153.1kHzで、Δfs＝47.8kHzとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、ｆｓ＝162.2kHz〜184.5kHzで、Δfs＝22.3kHzとなる。
この場合、ΔｆｓA＝184.5kHz−105.3kHz＝79.2kHzであり、ワイドレンジ対応化が可能なスイッチング周波数の上限値／下限値、及び必要制御範囲が得られていることが分かる。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、具体的には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝92.6％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では91.7％であり、両者の交流入力電圧ＶACの条件において最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝６０Ｗの範囲で９０％以上のηAC→DCの値が得られるという、良好な測定結果が得られた。

ここで、図１０に示されるスイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングで既にピークレベルとなって、以降、オフ期間ＴOFFに至るまで、ほぼそのピークレベルを維持する平坦な波形となっている。このような波形も、例えば図１０の波形と比較した場合には、スイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されていることになる。また、このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、第1の実施の形態における説明と同様にして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と二次側並列共振回路の共振周波数fo2の設定により最終的に得られたものである。つまり、本実施の形態としても、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と二次側並列共振回路の共振周波数fo2の設定により、電力変換効率の向上要因が得られている。

また、同じく図１０の波形図によると、二次側整流電流ＩD1とＩD2は、同じピークレベルとなっている。
仮に、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bについて同等の巻数とした場合には、ピークレベルは二次側整流電流ＩD1のほうが二次側整流電流ＩD2よりも高くなる。これは、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Aが加極性であるのに対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Bが減極性であることによる。このために、二次側整流電流ＩD1は、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧により整流ダイオードＤo1が導通して流れるものであることから、二次側整流電流ＩD1はスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間に対応して流れる。これに対して、二次側整流電流ＩD2は、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧により整流ダイオードＤo2が導通して流れるものであることから、二次側整流電流ＩD2はスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間に対応して流れる。このことが、二次側整流電流ＩD1，ＩD2の間でのピークレベルの差を生じさせる。
このような二次側整流電流のピークレベルのアンバランスは、スイッチング損失の増加につながるもので、電力変換効率の低下要因となる。そこで、本実施の形態としては、一次巻線Ｎ1と加極性の関係にある二次巻線部Ｎ2Aについて、一次巻線Ｎ1と減極性の関係にある二次巻線部Ｎ2Bよりも多い所定の巻数を設定することで、二次側整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルが同等となるようにして、ピークレベルのアンバランスに起因するスイッチング損失の低下の問題を解消している。第３の実施の形態のようにして二次側整流回路として両波整流回路を備える場合には、このようにして二次巻線部Ｎ2A、Ｎ2Bの巻数設定によりピークレベルのアンバランスを解消することによっても、電力変換効率の向上が図られる。

参考までに図１０に示す電源回路の構成から、二次側整流回路について従来と同様の両波整流回路に置き換えた回路構成についての実験結果を示しておく。図１０に示す電源回路の二次側整流回路について従来と同様の両波整流回路とした構成については、二次巻線Ｎ2については、60Tとしてセンタータップを施して、センタータップを境界にして30Tずつとなるように分割する。そのうえで、整流ダイオードＤo1，Ｄo2のアノードを二次巻線Ｎ2の両端部に対してそれぞれ接続し、整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードは平滑コンデンサＣoの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アース電位にて、二次巻線Ｎ2のセンタータップと接続する。また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝4700ｐＦ，二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.039μＦを選定する。絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、実施の形態と同様の結合係数ｋ＝0.685を設定する。
上記構成でのAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）についての測定結果としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時において、ηAC→DC＝９０．７％で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ程度までの範囲でηAC→DC＝９０％以上が維持される特性が得られた。この実験結果と、第３の実施の形態の実験結果とを比較してみても、本実施の形態のほうが、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の特性が良好であり、また、ηAC→DC＝９０％以上が維持される中間負荷の領域範囲が拡大されている。

図１１は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図７、及び図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源回路も、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２により説明したのと同様の構造により、結合係数ｋについては０．７程度又はそれ以下の所定値が設定される。
この図に示す電源回路では、図７の第３の実施の形態と同様にして、二次側整流回路としては、両波整流回路を備える。そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の極性については減極性としている。これに応じて、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子側と接続され、巻き終わり端部は、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される。第３の実施の形態(図７)では、この接続関係が逆となっており、一次巻線Ｎ1の巻始め端部がスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻き終わり端部が平滑コンデンサＣｉの正極端子側と接続される。また、これとともに、一次巻線Ｎ1と二次巻線部ＮA2が加極性となり、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Bが減極性となる。つまり、第３の実施の形態とは逆の関係となる。

また、この第４の実施の形態では、二次側整流回路が両波整流回路である場合の二次側並列共振回路のバリエーションが示されている。
つまり、この場合には、２つの二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bを設け、二次側並列共振コンデンサＣ2Aを二次巻線部Ｎ2Aに対して並列に接続し、二次側並列共振コンデンサＣ2Bを二次巻線部Ｎ2Bに対して並列に接続する。このような接続態様では、２つの二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bの直列接続回路を、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続することで二次側並列共振回路を形成しているものとみることができる。この接続態様では、例えば第３の実施の形態のようにして、二次巻線Ｎ2に対して１つの二次側並列共振コンデンサＣ2を並列接続する場合に選定する二次側並列共振コンデンサＣ2の耐圧レベルと比較して、二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bの耐圧を低下させることができる。

また、この場合の二次側並列共振回路の共振周波数fo2は、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A＋Ｎ2B）のリーケージインダクタンスと、直列接続された二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bの合成キャパシタンスとによって設定することになる。そのうえで、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と、二次側並列共振回路の共振周波数fo2については、第３の実施の形態とほぼ同等の値を設定するようにされる。

図１２の波形図は、上記構成による第４の実施の形態の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示している。ここでは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線部電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2及び二次巻線電流Ｉ2が示される。
図１２において、一次側の動作に対応する、スイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1の各波形は、例えば第３の実施の形態に対応する図１０とほぼ同様の波形が得られている。この場合のスイッチング電流ＩQ1についても、図１０と同様にして、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングでピークレベルとなり、オフ期間ＴOFFに至るまで、ほぼ平坦となる波形となっている。

また、二次側の動作を示す二次巻線部電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1、二次巻線電流Ｉ2、及び二次巻線電圧Ｖ3などの波形については、第３の実施の形態に対応する図１０との比較では、期間ＴON，ＴOFFに対する位相が異なるものとなっている。
つまり、先に図９に示した第３の実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Aが加極性とされ、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Bが減極性とされているために、スイッチング素子Ｑ1がオンとされる期間に応じて整流ダイオードＤo1が導通して平滑コンデンサＣｏに充電を行い、スイッチング素子Ｑ1がオフとされる期間に応じて整流ダイオードＤo2が導通して平滑コンデンサＣｏに充電を行う動作となっている。
これに対して、図１１に示す第４の実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Aが減極性とされ、一次巻線Ｎ1と二次巻線部Ｎ2Bが加極性とされているために、スイッチング素子Ｑ1がオフとされる期間に応じて整流ダイオードＤo1が導通して平滑コンデンサＣｏに充電を行い、スイッチング素子Ｑ1がオンとされる期間に応じて整流ダイオードＤo2が導通して平滑コンデンサＣｏに充電を行う動作となっている。

また、図１２に示される二次側整流電流ＩD1，ＩD2についても同じピークレベルが得られている。つまり、第３の実施の形態と同様に、二次側整流電流ＩD1，ＩD2について同じピークレベルが得られるようにして、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの巻数の関係が設定されている。

なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側並列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間、オフ期間の変動特性を示す図である。 実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 本発明の第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 図９に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。 図９に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間、オフ期間の変動特性を示す図である。 従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B 二次巻線部、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｄo1，Ｄo2， 整流ダイオード、Ｃｏ （二次側）平滑コンデンサ

Claims (4)

1. 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線が巻装されるとともに、主二次巻線部と副二次巻線とから成り、二次巻線全体としての巻数が、上記副二次巻線部により上記主二次巻線部自体の巻線数よりも増加するように設定される上記二次巻線が巻装されるコンバータトランスと、
   少なくとも上記コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
   上記コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、少なくとも上記コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路と、
   上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧の少なくとも一方の半波の期間において上記主二次巻線部に得られる交番電圧を整流する動作によって二次側直流出力電圧を生成するように形成された二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備えるとともに、
   上記コンバータトランスは、上記一次側並列共振回路と上記二次側並列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定し、
   少なくとも、所定の直流入力電圧レベルの条件と所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側並列共振回路の共振周波数とについて設定している、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 二次側直流出力電圧生成手段は、
   上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧の一方の半波の期間においてのみ、上記主二次巻線部に得られる交番電圧を整流する動作によって二次側直流出力電圧を生成する半波整流回路として形成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 二次側直流出力電圧生成手段は、
   上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧の一方の半波の期間において、上記主二次巻線部に得られる交番電圧を整流し、上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧の他方の半波の期間において、上記副二次巻線部に得られる交番電圧を整流する動作によって二次側直流出力電圧を生成する両波整流回路として形成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記両波整流回路は、
   上記二次側並列共振コンデンサを２つ備え、この２つの二次側並列共振コンデンサのうちの一方を上記主二次巻線に対して接続し、上記２つの二次側並列共振コンデンサのうちの他方を上記副二次巻線に対して接続して形成される、
   ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。

Images