JPH03107370A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、損失を低減するためのハーフブリッジ型ＤＣ
−ＤＣコンバータの構成に関するものである。

〔従来技術〕

近年高い周波数で利用できるスイッチング素子の開発に
伴ってＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数が高
くなるにつれて、大きな体積を占めるトランス、チョー
クコイル、平滑コンデンサを小さく構成できるようにな
り、その小形化が期待されている。

ところが、スイッチング素子のターンオン・ターンオフ
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失の発生が高周波化に伴って増加して、前記した部品や
回路素子が小さくなっているにもかかわらず、放熱対策
のために全体の小形化が期待するほど進んでいないのが
現状である。

第３図は従来のハーフブリッジ形のＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路図を示してあり、第４図はその電圧、電流の波
形図である。

第３図のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子で
あるトランジスタＱ１とトランジスタＱ２が交互にオン
してトランスＴ１の入力側の一次巻線り、に交互に反対
方向の電流がコンデンサＣ１、Ｃ２から流れる。コンデ
ンサＣ，，Ｃ，は、直流源Ｅ、の１／２の電圧に充電さ
れている。そして、出力側の二次巻線Ｌ２の誘起電圧か
らセンタタップ方式の整流回路と、平滑回路を用いて直
流出力を負荷ＲＬに供給する。

トランジスタＱｌ、Ｑｚには図示を省略しであるが制御
回路からゲート電圧が加えられる。

Ｄ、とＤ２は整流ダイオード、Ｃ０は平滑コンデンサで
ある。また、Ｃ３はトランジスタＱ１１Ｑ、が破損時に
回路保護の役割をするコンデンサである。

次に、トランジスタＱ＋　、Ｃ２のターンオン、ターン
オフ時の動作を第４図を参照しながら説明する。第４図
の横軸は、共通の時間軸をとっである。

時刻ｔ１にトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧＩが加わ
りオンすると、そのドレイン・ソース間には電流ＩＱＩ
が流れ、その内の負荷ＲＬの必要分がトランスＴ、と整
流ダイオードＤ１を通して供給される。

時刻１ｚでトランジスタＱ１がオフすると、電流Ｉ□は
零になる。

トランジスタＱ２がトランジスタＱ１に変わって時刻ｔ
ｔからオンする場合は、電流１０２が電流ＩＱＩとは逆
方向にトランスＴ、の一次巻線り、に流れ、トランスＴ
１と整流ダイオードＤ２を通して負荷ＲＬに供給される
。なおＶＱＩはトランジスタＱ、のドレイン・ソース間
電圧、νＱ２はトランジスタＱ２のドレイン・ソース間
電圧である。

しかしこのような従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイ
ッチング素子であるトランジスタがターンオンしたリタ
ーンオフする時、例えば時刻１゜にトランジスタＱ、が
ターンオンしたり、時刻ｔ２にターンオフする時に電流
１Ｇ＋とドレイン・ソース間電圧■。１が重なるのでス
イッチング損失が大きくなる。

〔課題〕

本発明の課題は、スイッチング素子のターンオン、ター
ンオフ時の電流と電圧の重なりをなくして損失を低減す
ることのできるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することに
ある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、一対のスイッチング素子を交互にオンしてト
ランスの入力側に交互に反対方向の電流を流し、その出
力側の誘起電圧からセンタタップ方式の整流回路と平滑
回路を用いて直流電力を得るようにしたハーフブリフジ
型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、夫々のスイッチング
素子に並列にコンデンサを接続し、トランスの入力側の
巻線に直列にインダクタとコンデンサの直列回路を接続
した構成にし、一対のスイッチング素子が両方共オフし
ている時間を前記スイッチング素子に並列接続するコン
デンサ、前記インダクタとコンデンサの直列回路のイン
ダクタとコンデンサから構成される直列回路の共振周波
数の周期の１７６〜１／３に相当する時間に設定してあ
ることを特徴とするものである。

〔実施例〕

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す第
１図の回路図を参照しながら説明する。

なお、第１図と同一部分は同じ符号を付与しである。

第１図のハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバークはス
イッチング素子としてトランジスタを用いてあり、直流
源Ｅ、にトランジスタＱ１とトランジスタＱ２を直列接
続し、直流源Ｅ、の両端にはその電圧を１７２に分割す
るコンデンサＣ８とコンデンサＣ２を接続している。ト
ランスＴ、の入力側の一次巻線り、の一端は、トランジ
スタＱ１、Ｑ２の接続点Ｍに接続し、他端はインダクタ
Ｌ３とコンデンサＣ５を経てコンデンサＣ＋　１Ｃｚの
接続点に接続する。

トランジスタＱ、に並列にダンパダイオードＤ３とコン
デンサＣ４、トランジスタＱ２に並列にダンパダイオー
ドＤ４とコンデンサＣ５を夫々接続しである。

トランスＴ、の出力側である二次巻線Ｌ２は、センタタ
ップ方式にし、整流ダイオードＤ１と整流ダイオードＤ
２のアノードを二次巻線Ｌ２のセンタタップを除く両端
に夫々接続する。そして、ダイオードＤ、　、Ｄ２のカ
ソードを結合し、この結合点とトランスＴ、の二次＠線
Ｌ２のセンタタップとの間に平滑コンデンサＣ０を接続
した構成とする。

次に、このように構成された第１図のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作を第２図の電流と電圧の波形図を参照しなが
ら説明する。

時刻ｔ、にトランジスタＱ、がターンオンすると、コン
デンサＣ１の電圧はトランスＴ、の一次巻線Ｌ１、イン
ダクタし３、コンデンサＣ６からなる直列回路に加えら
れる、ここでＤＣ−ＤＣコンバータが動作中の場合、平
滑コンデンサＣ０には出力電圧が充電されているので、
この電圧がトランスＴ、の一次巻ｖＡＬｌに一次巻線Ｌ
１と二次巻線Ｌ２の巻数比に応じて現れる。このために
−次巻線り、は電圧源の役割をするので、直列回路には
コンデンサＣ５のキャパシタンス、インダクタＬ３のイ
ンダクタンスのみによる過渡現象である第１の正弦波共
振が発生する。そのため、トランジスタＱ、からトラン
スＴ、を流れる電流１０１はこの共振作用に従って零か
らなめらかに上昇する。トランジスタＱ１がオンした後
はこの正弦波共振は持続し、電流１Ｇ＋はトランスＴ、
を経て伝送され、平滑コンデンサＣ０の充電電流となり
、必要部は負荷ＲＬへ供給される。

やがて電流■。１は正弦波形のためにピークを過ぎて下
降を開始する。この電流■。１が零になる前の時刻ｔ、
にトランジスタＱ、をターンオフする。

トランジスタＱ、がターンオフすると、コンデンサＣ１
の電圧はコンデンサＣ４、インダクタし１、コンデンサ
Ｃ６からなる直列回路に印加される。

ここで−次巻線Ｌ＋　は前記したと同様に電圧源の役割
をするだけなので、この直列回路にはコンデンサＣ６、
コンデンサＣ４の合成キャパシタンス、インダクタＬ３
のインダクタンスによる過渡現象である第２の正弦波共
振が発生する。そして、コンデンサＣ４の端子電圧、即
ちトランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧■、はこ
の共振作用に従って零からなめらかに上昇する。この電
圧■。。

は共振の周期の１７４を経過した時刻ｔ、で最大になる
。第２図では時刻ｔ、から時刻ｔ、までのこの時間をｔ
ｏで表しである。

なお、電圧■。、の点線部分は実在しないが、時刻ｔ、
で最大になる様子を説明するものである。

また電流１ｃ４は、時刻ｔ、でトランジスタＱ、がター
ンオフされたことにより零になった電流■。１が連続し
て流れていた場合に相当する電流であり、コンデンサＣ
４から一次巻線り、に時間ｔ８間に流れて時刻ｔ、に零
になる。■ＬＩは一次巻線り。

の電流である。

トランジスタＱ１のドレイイ・ソース間電圧■。。

の上昇は、トランジスタＱＩとトランジスタＱ２の接続
点Ｍの電位を押し下げる。

直列接続するトランジスタＱ、とトランジスタＱ２の両
端の電圧、つまりトランジスタＱ、のドレインとトラン
ジスタＱ２のソース間の電圧は直流源Ｅ１の電圧であり
一定なので、トランジスタＱ、のドレイン・ソース間電
圧■。１が最大になる時刻ｔ、でトランジスタＱ２のド
レイン・ソース間電圧■。２は最低の零になる。ダンパ
ダイオードＤ４は、電圧■９□が零以下になることを防
ぐ役割をする。

時刻ｔ９、即ち電圧ＶＱＺが零の時にゲート電圧■６□
を加えてトランジスタＱ２をターンオンすると、コンデ
ンサＣ２の電圧が一次巻ｖＡＬＩ、インダクタＬ３、コ
ンデンサＣ６からなる直列回路に加えられ、第１の共振
と同様に電流ＩＱ２がその直列回路の共振作用に従って
電流１０１と同じように流れる。なお、−次巻ｋｉＡ　
Ｌ　ｒを流れる電流Ｉ。！の方向は電流■。１と反対で
ある。

そして、次の周期にはトランジスタＱ２はトランジスタ
Ｑ１と同じようなオフ、トランジスタＱ。

はトランジスタＱ２と同じようなオン動作を行う。

なおここですでに述べたように、トランスＴ１の一次巻
線ＬＩは電圧源の役割をするが、このことは交流理論上
は二次巻′ｆＩＡＬ　ｔが短絡されている状態と等価で
あり、二次巻線Ｌ２を短絡されたトランスＴ、の一次巻
線Ｌ１に直列に漏れインダクタンスが発生することは周
知であることから、−次巻線と直列接続するインダクタ
し、を漏れインダクタンスで構成してもよいことになる
。また、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ，，Ｃ，のキ
ャパシタンスをコンデンサＣ５のキャパシタンスの１７
２に選択することにより除くこともできる。

このような本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ
ング素子がターンオン、ターンオフする時、トランジス
タの電流と電圧の少なくともいずれかが零であり電流と
電圧の重なりによるスイッチング損失は生じない。

例えばトランジスタＱ、がターンオンする時刻ｔ、では
ドレイン・ソース間を流れる電流■。１が零であり、ド
レイン・ソース間電圧■。１も零である。またターンオ
フする時刻ｔ６ではドレイン・ソース間電圧Ｖ　Ｑ　ｌ
が零である。特にターンオンする時には電圧も零である
から、トランジスタの出力部に寄生するコンデンサに蓄
積された電荷をトランジスタ内部で短絡し損失すること
もない。

なお両方のトランジスタＱ、　、Ｃ２がいずれもオフし
ている時間ｔ０は、実施例では共振周波数の周期の１７
４にしたが１７３〜Ｉ／６程度であればスイッチング損
失は実質的にほとんど生じない。

またトランジスタＱ、　、Ｃ２に加わる電圧は、ダンパ
ダイオードＤ３、Ｄ４の存在により常に直流源Ｅ１以下
であり高い耐圧を要求されない。

〔効果〕

以上述べたように本発明のハーフブリフジ型のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、トランスの一次巻線に直列にインダク
タとコンデンサを接続しているので、スイッチング素子
がターンオンした時に電流は急峻に立ち上がることなく
共振作用に従ってなめらかに上昇する。

またターンオフした時に、スイッチング素子の電流は遮
断されるがその両端の電圧は前記インダクタとコンデン
サ、さらにスイッチング素子に並列に設けたコンデンサ
から構成される直列回路による別の共振作用に従ってな
めらかに上昇する。

従って、スイッチング素子がターンオン、ターンオフす
る時、電流と電圧の少なくともいずれかが零であり電流
と電圧の重なりによるスイッチング損失を生じない。

さらに、片方のスイッチング素子が「オフ」した時に、
その両端の電圧は他方のスイッチング素子の両端の電圧
が零になるまで上昇する。

他方のスイッチング素子は素子の両端の電圧が零の状態
でターンオンするので、スイッチング素子に寄生するコ
ンデンサに蓄積された電荷を素子内部で短絡損失するこ
ともない。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、このことから高周波
化したスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用
しても損失が少なく、発熱が少なくなることにより放熱
対策を省略でき、回路素子の配置も狭くできるので全体
の形状を小さくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバークの実施例を示す
回路図、第２図は第１図のＤＣ−ＤＣコンバータの電流
と電圧の波形図、第３図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路図、第４図は第３図のＤＣ−ＤＣコンバータの電
流と電圧の波形図である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）一対のスイッチング素子を交互にオンしてトラン
   スの入力側に交互に反対方向の電流を流し、その出力側
   の誘起電圧からセンタタップ方式の整流回路と平滑回路
   を用いて直流電力を得るようにしたハーフブリッジ型Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、夫々のスイッチング素子
   に並列にコンデンサを接続し、トランスの入力側の巻線
   に直列にインダクタとコンデンサの直列回路を接続し、
   一対のスイッチング素子が両方共オフしている時間を前
   記スイッチング素子に並列接続するコンデンサ、並びに
   前記インダクタとコンデンサの直列回路のインダクタと
   コンデンサから構成される直列回路の共振周波数の周期
   の１／６〜１／３に相当する時間に設定してあることを
   特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. （２）該インダクタがトランスの漏れインダクタンスに
   より得られる特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣコ
   ンバータ。
3. （３）前記直列回路のコンデンサを直流源の電圧をほぼ
   １／２に分割するコンデンサで兼ねたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。