JPH0332299B2 - - Google Patents
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- JPH0332299B2 JPH0332299B2 JP56021936A JP2193681A JPH0332299B2 JP H0332299 B2 JPH0332299 B2 JP H0332299B2 JP 56021936 A JP56021936 A JP 56021936A JP 2193681 A JP2193681 A JP 2193681A JP H0332299 B2 JPH0332299 B2 JP H0332299B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- circuit
- switching
- voltage
- capacitor
- Prior art date
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 13
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 9
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電圧共振形高周波スイツチング回路
に関する。
に関する。
周知のように、電子計算機の周辺機器や一般通
信機の安定化電源は通常小電圧、大電流が要求さ
れるが、近年このような用途に小形、軽量、高効
率という利点を持つスイツチング電源が多く使わ
れている。
信機の安定化電源は通常小電圧、大電流が要求さ
れるが、近年このような用途に小形、軽量、高効
率という利点を持つスイツチング電源が多く使わ
れている。
電圧あるいは電流共振波形を利用したスイツチ
ング電源は主スイツチ素子（トランジスタ、サイ
リスタ、MOSFET等）のスイツチング効率が良
く、且つ低雑音で動作する等の長所がある。しか
し、シングルエンデイドスイツチング回路を母体
とした電圧共振形スイツチング回路は負荷の平滑
コンデンサに継続電流が流れるため、平滑コンデ
ンサの等価抵抗やインダクタンスに雑音となる電
圧を誘起すると同時に、平滑コンデンサでの電力
損失も増加する。また、継続電流で大電力を供給
すると整流ダイオードを流れる電流の最大値が平
均電流の数倍以上にも達し整流ダイオードでの電
力損失も増える欠点がある。
ング電源は主スイツチ素子（トランジスタ、サイ
リスタ、MOSFET等）のスイツチング効率が良
く、且つ低雑音で動作する等の長所がある。しか
し、シングルエンデイドスイツチング回路を母体
とした電圧共振形スイツチング回路は負荷の平滑
コンデンサに継続電流が流れるため、平滑コンデ
ンサの等価抵抗やインダクタンスに雑音となる電
圧を誘起すると同時に、平滑コンデンサでの電力
損失も増加する。また、継続電流で大電力を供給
すると整流ダイオードを流れる電流の最大値が平
均電流の数倍以上にも達し整流ダイオードでの電
力損失も増える欠点がある。
この発明は上記事情に基づいてなされたもの
で、シングルエンデイド・スイツチング回路を用
いた電圧共振形スイツチング回路において、負荷
の平滑コンデンサに連続電流を流すことが可能で
あり、雑音を減少し得るとともに、平滑コンデン
サ、整流ダイオードおよびスイツチ素子等の電力
損失を抑え得る電圧共振形高周波スイツチング回
路を提供しようとするものである。
で、シングルエンデイド・スイツチング回路を用
いた電圧共振形スイツチング回路において、負荷
の平滑コンデンサに連続電流を流すことが可能で
あり、雑音を減少し得るとともに、平滑コンデン
サ、整流ダイオードおよびスイツチ素子等の電力
損失を抑え得る電圧共振形高周波スイツチング回
路を提供しようとするものである。
この発明は、シングルエンデイドスイツチ回路
における変成器の一次、二次巻線間に存在する洩
れインダクタンスを積極的に利用するとともに、
変成器の二次側に電流平滑用チヨークコイルとこ
のチヨーク電流を回生するダイオードを設け、変
成器の一次側回路に設けられたスイツチ素子の電
圧共振波形を維持することができるようにしてい
る。
における変成器の一次、二次巻線間に存在する洩
れインダクタンスを積極的に利用するとともに、
変成器の二次側に電流平滑用チヨークコイルとこ
のチヨーク電流を回生するダイオードを設け、変
成器の一次側回路に設けられたスイツチ素子の電
圧共振波形を維持することができるようにしてい
る。
以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。
して説明する。
第１図において、１１は直流電源であり、この
電源１１の正極はスイツチング素子、例えばトラ
ンジスタ１２のコレクタに接続される。このトラ
ンジスタ１２のベースには所定周期、所定導通幅
のスイツチングパルスＰが供給され、これにより
周期的に開閉動作される。このトランジスタ１２
のエミツタは変成器１３の一次側１３1を介して
前記電源１１の負極端に接続される。この変成器
１３の一次側１３1には共振用コンデンサ１４が
並列接続され、前記トランジスタ１２のコレク
タ、エミツタ間にはダンパダイオード１５が図示
極性で接続される。これらトランジスタ１２、変
成器１３、共振用コンデンサ１４、ダンパダイオ
ード１５はシングルエンデイド・スイツチング回
路１６を構成している。
電源１１の正極はスイツチング素子、例えばトラ
ンジスタ１２のコレクタに接続される。このトラ
ンジスタ１２のベースには所定周期、所定導通幅
のスイツチングパルスＰが供給され、これにより
周期的に開閉動作される。このトランジスタ１２
のエミツタは変成器１３の一次側１３1を介して
前記電源１１の負極端に接続される。この変成器
１３の一次側１３1には共振用コンデンサ１４が
並列接続され、前記トランジスタ１２のコレク
タ、エミツタ間にはダンパダイオード１５が図示
極性で接続される。これらトランジスタ１２、変
成器１３、共振用コンデンサ１４、ダンパダイオ
ード１５はシングルエンデイド・スイツチング回
路１６を構成している。
一方、前記変成器１３の二次巻線１３2の一端
部には整流用ダイオード１７のアノードが接続さ
れ、このダイオード１７のカソードはチヨークコ
イル１８の一端部に接続される。このチヨークコ
イル１８の他端部は負荷１９、出力電圧平滑用コ
ンデンサ２０を並列に介して前記二次巻線１３2
の他端部に接続される。また、前記ダイオード１
７のカソードおよび前記二次巻線１３2の他端部
間には前記チヨークコイル１８の慣性電流を妨げ
ない向きに還流ダイオード２１が設けられる。即
ち、ダイオード１７のカソードにはダイオード２
１のカソードが接続され、二次巻線１３2の他端
部にはダイオード２１のアノードが接続される。
部には整流用ダイオード１７のアノードが接続さ
れ、このダイオード１７のカソードはチヨークコ
イル１８の一端部に接続される。このチヨークコ
イル１８の他端部は負荷１９、出力電圧平滑用コ
ンデンサ２０を並列に介して前記二次巻線１３2
の他端部に接続される。また、前記ダイオード１
７のカソードおよび前記二次巻線１３2の他端部
間には前記チヨークコイル１８の慣性電流を妨げ
ない向きに還流ダイオード２１が設けられる。即
ち、ダイオード１７のカソードにはダイオード２
１のカソードが接続され、二次巻線１３2の他端
部にはダイオード２１のアノードが接続される。
ここで、前記変成器１３の一次、二次間の巻線
比をｎ：１、励磁インダクタンスをLp、一次側
から見込んだ洩れインダクタンスをLeとすると
変成器１３は等価的に第２図に示すような構成と
なる。
比をｎ：１、励磁インダクタンスをLp、一次側
から見込んだ洩れインダクタンスをLeとすると
変成器１３は等価的に第２図に示すような構成と
なる。
尚、上記構成において、特に第１図の変成器１
３の一次側回路はトランジスタ１２の両端にかか
る電圧が正弦波の弧になるような動作をするよう
にトランジスタ１２のスイツチング周期および導
通幅、共振用コンデンサ１４の容量値、変成器１
３の励磁インダクタンス等の値が相互に予じめ設
定されている。また、説明を簡単にするため、ダ
イオード１５，１７，２１およびトランジスタ１
２は理想的なスイツチとし、第１図に示す回路が
定常状態に達しているときは出力の平滑コンデン
サ２０には出力電圧Voutが保たれているので負
荷１９と平滑コンデンサ２０からなる負荷回路２
２は等価的に電池と置き換えることができる。ま
た、変成器の巻線比１：１とすれば省略して考え
ることができる。さらに、第１図の回路におい
て、スイツチング動作が定常状態に達すると、ト
ランジスタ１２の駆動パルス列ｐの一つの周期が
始まる時にはすでに過去の過流応答の累積によつ
て変成器１３の励磁インダクタンスLp、洩れイ
ンダクタンスLe、共振コンデンサ１４にはそれ
ぞれ初期条件iLP（Ｏ），ie（Ｏ），Vc（Ｏ）を持つて
いる。
３の一次側回路はトランジスタ１２の両端にかか
る電圧が正弦波の弧になるような動作をするよう
にトランジスタ１２のスイツチング周期および導
通幅、共振用コンデンサ１４の容量値、変成器１
３の励磁インダクタンス等の値が相互に予じめ設
定されている。また、説明を簡単にするため、ダ
イオード１５，１７，２１およびトランジスタ１
２は理想的なスイツチとし、第１図に示す回路が
定常状態に達しているときは出力の平滑コンデン
サ２０には出力電圧Voutが保たれているので負
荷１９と平滑コンデンサ２０からなる負荷回路２
２は等価的に電池と置き換えることができる。ま
た、変成器の巻線比１：１とすれば省略して考え
ることができる。さらに、第１図の回路におい
て、スイツチング動作が定常状態に達すると、ト
ランジスタ１２の駆動パルス列ｐの一つの周期が
始まる時にはすでに過去の過流応答の累積によつ
て変成器１３の励磁インダクタンスLp、洩れイ
ンダクタンスLe、共振コンデンサ１４にはそれ
ぞれ初期条件iLP（Ｏ），ie（Ｏ），Vc（Ｏ）を持つて
いる。
上記構成において、第３図，第４図を用いてス
イツチング動作を説明する。
イツチング動作を説明する。
先づ、トランジスタ１２が“導通”になつてい
る期間（ｔ＝０〜ton）は電源１１と変成器１３
とが接続される。コンデンサ１４は初期条件Vc
（Ｏ）＝Einを持つているため、第１図の等価回路
は第３図ａのようになる。
る期間（ｔ＝０〜ton）は電源１１と変成器１３
とが接続される。コンデンサ１４は初期条件Vc
（Ｏ）＝Einを持つているため、第１図の等価回路
は第３図ａのようになる。
即ち、変成器１３の励磁インダクタンスLpは
電源１１に直結されるため、第４図ｄに示す如く
励磁インダクタンスLpには初期条件icp（Ｏ）か
ら直線的に増加する電流が流れ、これは時刻ｔ＝
tonまで続く。一方、変成器１３の洩れインダク
タンスLeとチヨークコイル１８の和に流れる電
流は初期条件ie（０）から入出力電圧の差（Ein−
Vout）によつて、第４図ｂまたはｅに示すよう
に直線的に流れる。
電源１１に直結されるため、第４図ｄに示す如く
励磁インダクタンスLpには初期条件icp（Ｏ）か
ら直線的に増加する電流が流れ、これは時刻ｔ＝
tonまで続く。一方、変成器１３の洩れインダク
タンスLeとチヨークコイル１８の和に流れる電
流は初期条件ie（０）から入出力電圧の差（Ein−
Vout）によつて、第４図ｂまたはｅに示すよう
に直線的に流れる。
次に、トランジスタ１２が時刻ｔ＝ton以後
“非導通”になると、電源１１は初り離され、変
成器１３の一次巻線１３1と共振用コンデンサ１
４とにより共振回路が形成される。一方、チヨー
クコイル１８に流れていた電流は慣性を持つてい
るため、最も過渡インピーダンスの低い回路に流
れる。この結果、第３図ｂに示す如くチヨークコ
イル１８と負荷回路２２および還流ダイオード２
１が一つの閉回路になるとともに、変成器１３の
一次側は共振用コンデンサ１４および変成器１３
の励磁インダクタンスLpと洩れインダクタンス
Leの並列回路とが閉回路となる。チヨークコイ
ル１８に流れる電流は第４図ｂに示す如くある傾
斜を持つた直線で減少し始める。共振用コンデン
サ１４には変成器１３の励磁インダクタンスLp
と洩れインダクタンスに蓄つていた電流が慣性を
持つて流れ込み第４図ｅに示すように上記の共振
の弧を描きながら減少し始める。このとき同時に
洩れインダクタンスLeに蓄えられていた電流ieも
同じ共振の弧を描きながら減少し、やがて零にな
る。この時点を第４図ｂに示す如くｔ＝tmとす
ると、電流ie（ｔ）は整流ダイオード１７が存在
するため、時刻ｔ＝tmで阻止され負の方向へ流
れることはできない。この結果、洩れインダクタ
ンスLeは第３図ｂの回路から分離されるため、
第１図に示す回路は第３図ｃのようになる。
“非導通”になると、電源１１は初り離され、変
成器１３の一次巻線１３1と共振用コンデンサ１
４とにより共振回路が形成される。一方、チヨー
クコイル１８に流れていた電流は慣性を持つてい
るため、最も過渡インピーダンスの低い回路に流
れる。この結果、第３図ｂに示す如くチヨークコ
イル１８と負荷回路２２および還流ダイオード２
１が一つの閉回路になるとともに、変成器１３の
一次側は共振用コンデンサ１４および変成器１３
の励磁インダクタンスLpと洩れインダクタンス
Leの並列回路とが閉回路となる。チヨークコイ
ル１８に流れる電流は第４図ｂに示す如くある傾
斜を持つた直線で減少し始める。共振用コンデン
サ１４には変成器１３の励磁インダクタンスLp
と洩れインダクタンスに蓄つていた電流が慣性を
持つて流れ込み第４図ｅに示すように上記の共振
の弧を描きながら減少し始める。このとき同時に
洩れインダクタンスLeに蓄えられていた電流ieも
同じ共振の弧を描きながら減少し、やがて零にな
る。この時点を第４図ｂに示す如くｔ＝tmとす
ると、電流ie（ｔ）は整流ダイオード１７が存在
するため、時刻ｔ＝tmで阻止され負の方向へ流
れることはできない。この結果、洩れインダクタ
ンスLeは第３図ｂの回路から分離されるため、
第１図に示す回路は第３図ｃのようになる。
第３図ｃの回路に移るとコンデンサ１４の端子
電圧Vcは励磁インダクタンスLpとの単純な共振
による変化をし、第４図ｃに示す如く負の最大値
を経由して再び電源１１の電圧Einに復帰され
る。また、チヨークコイル１８に流れる電流は第
４図ｅに示す如く一定の傾斜で降下する。
電圧Vcは励磁インダクタンスLpとの単純な共振
による変化をし、第４図ｃに示す如く負の最大値
を経由して再び電源１１の電圧Einに復帰され
る。また、チヨークコイル１８に流れる電流は第
４図ｅに示す如く一定の傾斜で降下する。
さらに、コンデンサ１４の端子電圧Vc（ｔ）が
第４図ｃに示すｔ＝td〜Ｔの期間で電源１１の電
圧Einより高くなると、ダンパーダイオード１５
が導通し、励磁インダクタンスLpに流れていた
残留電流は第３図ａに点線で示す如く電源１１に
戻る。この様子を励磁インダクタンスLpに流れ
る電流iLPの変化で見ると第４図ｄに示すｔ＝td
〜Ｔになる。
第４図ｃに示すｔ＝td〜Ｔの期間で電源１１の電
圧Einより高くなると、ダンパーダイオード１５
が導通し、励磁インダクタンスLpに流れていた
残留電流は第３図ａに点線で示す如く電源１１に
戻る。この様子を励磁インダクタンスLpに流れ
る電流iLPの変化で見ると第４図ｄに示すｔ＝td
〜Ｔになる。
以上がスイツチングパルスＰの一周期にわたる
動作であるが第４図に示したように各々の初期条
件ic（Ｏ），ie（Ｏ），Vc（Ｏ），iLP（Ｏ），iL（Ｏ
）は
一周期終了後の値ic（Ｔ），ie（Ｔ），Vc（Ｔ），iLP
（Ｔ），iL（Ｔ）とそれぞれ等しくなつている。
動作であるが第４図に示したように各々の初期条
件ic（Ｏ），ie（Ｏ），Vc（Ｏ），iLP（Ｏ），iL（Ｏ
）は
一周期終了後の値ic（Ｔ），ie（Ｔ），Vc（Ｔ），iLP
（Ｔ），iL（Ｔ）とそれぞれ等しくなつている。
以上の説明から明らかなようにこのスイツチン
グ回路では負荷回路２２に流れ込む電流は脈流と
なり、途切れることがないため、小電圧、大電流
なる負荷条件においても多数の平滑コンデンサを
必要としない。また、平滑コンデンサは脈流の僅
かな変化分だけを流せば良いため、平滑コンデン
サの等価インダクタンスや抵抗によつて生ずる雑
音の発生も少ない。さらに、トランジスタ１２の
端子電圧の変化は正弦波の弧を保つているためス
イツチの遷移時に発生する損失もほとんどない利
点を有している。
グ回路では負荷回路２２に流れ込む電流は脈流と
なり、途切れることがないため、小電圧、大電流
なる負荷条件においても多数の平滑コンデンサを
必要としない。また、平滑コンデンサは脈流の僅
かな変化分だけを流せば良いため、平滑コンデン
サの等価インダクタンスや抵抗によつて生ずる雑
音の発生も少ない。さらに、トランジスタ１２の
端子電圧の変化は正弦波の弧を保つているためス
イツチの遷移時に発生する損失もほとんどない利
点を有している。
即ち、洩れインダクタンスを利用して、コンデ
ンサ１４に初期条件Vc（０）＝Einを維持させてい
る。よつてトランジスタ１２がターンオンすると
きも両端の端子電圧の差は零であり、電流損失が
なく効率がよい。
ンサ１４に初期条件Vc（０）＝Einを維持させてい
る。よつてトランジスタ１２がターンオンすると
きも両端の端子電圧の差は零であり、電流損失が
なく効率がよい。
以上、詳述したようにこの発明によればシング
ルエデイドスイツチング回路を用いた電圧共振形
スイツチング回路において、負荷の平滑コンデン
サに連続電流を流すことが可能であり、雑音を減
少し得るとともに、平滑コンデンサ、整流ダイオ
ードおよびスイツチ素子等の電力損失を抑え得る
電圧共振形高周波スイツチング回路を提供でき
る。
ルエデイドスイツチング回路を用いた電圧共振形
スイツチング回路において、負荷の平滑コンデン
サに連続電流を流すことが可能であり、雑音を減
少し得るとともに、平滑コンデンサ、整流ダイオ
ードおよびスイツチ素子等の電力損失を抑え得る
電圧共振形高周波スイツチング回路を提供でき
る。
この発明において、スイツチング周期Ｔ、導通
幅ton、コンデンサ１４の容量Cr、トランス１３
の励磁インダクタンスLpとすると、第４図ｃの
変化を伴う単純な共振の周期は概略 2π√・ で表せる。この変化周期は、第４図ｃに示す如く
負の最大値を経由して再び電源１１の電圧Einに
復帰されるので、これがいわゆる半周期である。
この半周期は主なオフ期間となるわけで、スイツ
チング周期Ｔは、第４図から Ｔ＝ton＋（オフ期間）であり、Ｔ，ton，Cr，Lp
の相互に予め設定される関係を式で書けば、 Ｔ＝ton＋｛（2π√・）／２｝ となる。
幅ton、コンデンサ１４の容量Cr、トランス１３
の励磁インダクタンスLpとすると、第４図ｃの
変化を伴う単純な共振の周期は概略 2π√・ で表せる。この変化周期は、第４図ｃに示す如く
負の最大値を経由して再び電源１１の電圧Einに
復帰されるので、これがいわゆる半周期である。
この半周期は主なオフ期間となるわけで、スイツ
チング周期Ｔは、第４図から Ｔ＝ton＋（オフ期間）であり、Ｔ，ton，Cr，Lp
の相互に予め設定される関係を式で書けば、 Ｔ＝ton＋｛（2π√・）／２｝ となる。
第１図はこの発明に係わる電圧共振形高周波ス
イツチング回路の一実施例を示す回路構成図、第
２図は第１図に示す変成器の等価回路図、第３図
ａ，ｂ，ｃはそれぞれ第１図の動作を説明するた
めに示す等価回路図、第４図ａ乃至ｅはそれぞれ
第１図および第３図の動作を説明するために示す
波形図である。 １１…直流電源、１２…トランジスタ、１３…
変成器、１４…共振用コンデンサ、１５…ダンパ
ダイオード、１６…シングルエデイドスイツチン
グ回路。
イツチング回路の一実施例を示す回路構成図、第
２図は第１図に示す変成器の等価回路図、第３図
ａ，ｂ，ｃはそれぞれ第１図の動作を説明するた
めに示す等価回路図、第４図ａ乃至ｅはそれぞれ
第１図および第３図の動作を説明するために示す
波形図である。 １１…直流電源、１２…トランジスタ、１３…
変成器、１４…共振用コンデンサ、１５…ダンパ
ダイオード、１６…シングルエデイドスイツチン
グ回路。
Claims (1)
- １ 直流電源を所定周期、所定導通幅で開閉制御
し、洩れインダクタンスを有する変成器の一次側
に電力を供給する１個のスイツチング手段と、前
記変成器の一次側の両端間に接続されるコンデン
サと、前記変成器の二次側に直列接続された整流
ダイオード、チヨークコイルおよび負荷、この負
荷と並列接続され負荷回路を構成する平滑コンデ
ンサと、前記チヨークコイルおよび負荷回路とと
もに閉回路を構成し還流電流を通すダイオード
と、前記スイツチング手段に逆極性で並列接続さ
れた逆極性接続のダンパダイオードとを具備し、
前記スイツチング手段の両端の電圧がターンオン
時に零電位に保たれているスイツチング動作をす
ることを特徴とする電圧共振形高周波スイツチン
グ回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56021936A JPS57138866A (en) | 1981-02-17 | 1981-02-17 | Voltage resonance type high frequency switching circuit |
| DE8282101020T DE3267486D1 (en) | 1981-02-17 | 1982-02-11 | High frequency switching circuit |
| EP82101020A EP0058399B1 (en) | 1981-02-17 | 1982-02-11 | High frequency switching circuit |
| US06/349,091 US4401902A (en) | 1981-02-17 | 1982-02-16 | High frequency switching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56021936A JPS57138866A (en) | 1981-02-17 | 1981-02-17 | Voltage resonance type high frequency switching circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57138866A JPS57138866A (en) | 1982-08-27 |
| JPH0332299B2 true JPH0332299B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=12068927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56021936A Granted JPS57138866A (en) | 1981-02-17 | 1981-02-17 | Voltage resonance type high frequency switching circuit |
Country Status (4)
| Country | Link |
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| JP (1) | JPS57138866A (ja) |
| DE (1) | DE3267486D1 (ja) |
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Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPS5634883A (en) * | 1979-08-29 | 1981-04-07 | Toyo Sash Kk | Method of assembling shutter |
Family Cites Families (5)
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|---|---|---|---|---|
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1981
- 1981-02-17 JP JP56021936A patent/JPS57138866A/ja active Granted
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- 1982-02-16 US US06/349,091 patent/US4401902A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5634883A (en) * | 1979-08-29 | 1981-04-07 | Toyo Sash Kk | Method of assembling shutter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| DE3267486D1 (en) | 1986-01-02 |
| EP0058399A2 (en) | 1982-08-25 |
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| JPS57138866A (en) | 1982-08-27 |
| US4401902A (en) | 1983-08-30 |
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