JP2009268249A - 電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置、並びに車両用前照灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換部の出力電圧の検出に必要な検出部を１系統のみとするとともに、点灯時及び始動時の何れにおいても制御性能が劣化するのを防止することができる電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置、並びに車両用前照灯装置を提供する。
【解決手段】直流電源１の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部２と、電圧変換部２の出力電圧を検出して電圧検出信号を出力する検出部８と、電圧検出信号を受けて電力変換部２が所望の電圧を出力するように制御する制御部６とを有し、電圧検出信号の大きさが基準電圧Ｖｔを超えるか否かを判定するとともに基準電圧Ｖｔを超えた場合には超過分を第１の電圧検出信号として出力する超過出力部９が設けられ、制御部６は、放電灯Ｌａの始動時には第１の電圧検出信号に基づいて制御し、点灯時には電圧検出信号を第１の電圧検出信号を用いて補正することで得られる第２の電圧検出信号に基づいて制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスやチョークコイル等の電力変換用の磁性素子を有する電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置、並びに車両用前照灯装置に関する。

従来から、光源として高輝度放電灯（所謂、ＨＩＤランプ）を用いた車両用前照灯装置などに用いられ、直流電源の電圧を所定の電圧に変換するとともに極性を交番させて放電灯に供給し、放電灯を矩形波点灯させる放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献１に開示されている。この放電灯点灯装置は、図９（ａ）に示すように、直流電源１の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部２と、電圧変換部２の出力電圧の極性を交番させる所謂フルブリッジ型のインバータ部３と、負荷である放電灯Ｌａの始動に必要な高電圧を放電灯Ｌａに供給して放電灯Ｌａを始動させる始動部５とを有する。

電圧変換部２は、例えばＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ０と、トランスＴとを備え、トランスＴの１次巻線とスイッチング素子Ｑ０との直列回路を直流電源１の両端間に接続するとともに、ダイオードＤ０及びコンデンサＣ０から成る整流平滑回路をトランスＴの２次巻線の両端間に接続して成る所謂フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。尚、スイッチング素子Ｑ０は後述する制御部６からの制御信号によってスイッチング制御される。而して、スイッチング素子Ｑ０のオン／オフによって直流電源１の電圧を所定の電圧に変換して出力し、スイッチング素子Ｑ０のデューティ比又はスイッチング周波数を調整することで出力電圧を調整できるようになっている。

電圧変換部２のコンデンサＣ０の両端間には、電圧変換部２の出力電圧を検出するための抵抗Ｒ１，Ｒ２から成る直列回路が接続されており、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続端から制御部６に電圧検出信号が入力される。また、電圧変換部２の低圧側の出力端には、放電灯Ｌａを流れる電流を検出するための抵抗Ｒ３が挿入されており、該抵抗Ｒ３によって検出される電流検出信号が制御部６に入力される。そして、制御部６では、これら電圧検出信号及び電流検出信号に基づいてスイッチング素子Ｑ０に与える制御信号を決定する。尚、このような制御部６は周知であるので、詳細な説明は省略するものとする。

ところで、負荷が放電灯Ｌａの場合、始動時においては放電灯Ｌａが点灯していないために無負荷状態となり、放電開始を容易にさせるために始動時の無負荷電圧は、点灯時の負荷電圧である数十Ｖ（例えば、８５Ｖ）に対して数百Ｖ（例えば、４００Ｖ）と非常に高い電圧となる。したがって、点灯時には数十Ｖの負荷電圧を検出して出力制御を行い、始動時では数百Ｖの無負荷電圧を検出して出力制御を行う。このため、上記従来例のように抵抗Ｒ１，Ｒ２から成る直列回路のみで出力電圧を検出する構成の場合、電圧検出信号レベルの最大値を高電圧である無負荷電圧に合わせるように各抵抗値を設定すると、点灯時の電圧検出信号レベルが非常に小さくなり、点灯時の電圧検出信号のダイナミックレンジが低下し、ノイズに弱くなる等の問題が生じる。

そこで、図９（ｂ）に示すように、始動時の無負荷電圧を検出する前記抵抗Ｒ１，Ｒ２から成る直列回路だけでなく、点灯時の負荷電圧を検出する抵抗Ｒ４，Ｒ５から成る直列回路を設け、始動時及び点灯時それぞれの出力電圧の変動範囲に応じて各抵抗値を設定することで、出力状況に応じた電圧検出信号のレベルを確保することができる。尚、図９（ｂ）に示す回路では、電圧変換部２の出力電圧が負電圧となるように構成されている。このため、各直列回路において抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続端、及び抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との間の接続端にそれぞれ抵抗Ｒ６，Ｒ７を介して基準電圧源Ｖ０を接続することで各電圧検出信号にオフセット電圧を重畳し、制御部６に正電圧信号を入力するようにしている。また、電圧変換部２の出力電圧が高電圧になった場合に点灯時の電圧検出信号レベルが許容される電圧変動の範囲を超えないようにクランプダイオードＤ１が設けられている。

ここで、電圧変換部２の出力電圧の最大値が大きいために、特に高圧側の抵抗Ｒ１，Ｒ４では耐電圧性能や電力容量等を大きくする必要があり、抵抗の大型化や直列接続する抵抗の数を増やす等の対策が必要となる。このため、図９（ｂ）に示す従来例では、電圧検出信号を得るための抵抗回路を２系統有しているため、コストの増大や高電圧部における絶縁距離の確保による実装面積の増大等の課題があった。

上記の課題を解決した放電灯点灯装置の従来例を図１０（ａ）に示す。この従来例は、図９（ａ）に示した従来例と同様に電圧変換部２のコンデンサＣ０の両端間に抵抗Ｒ１，Ｒ２から成る直列回路が接続されるとともに、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続端と制御部６との間にオペアンプＯＰ１、抵抗Ｒ８，Ｒ９を有する非反転増幅回路７を設けている。而して、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を始動時の電圧検出信号（高電圧検出信号）の検出用に設定したとしても、非反転増幅回路７で信号を増幅することで点灯時の電圧検出信号（低電圧検出信号）を大きくして制御部６に入力することができるので、電圧検出信号を得るための抵抗回路が１系統で済む。
特開平８−２２２３９０号公報

ところで、上記従来例において点灯時の電圧検出信号は、例えば制御部６においてマイコン（図示せず）に入力されてＡ／Ｄ変換されて所定のビット数のディジタル値に変換される。そして、制御部６では、該ディジタル値とマイコンに記憶された電圧変換部２の出力電圧の目標値とを比較演算することでスイッチング素子Ｑ０に与える制御信号を生成するようになっている。ここで、図１０（ｂ）に示すように、点灯時には電圧変換部２の出力電圧が０Ｖ〜１００Ｖ（同図のＡ）に亘って変動するため、ディジタル値の許容範囲を電圧変換部２の出力電圧の０Ｖ〜１００Ｖと対応するように割り当てることで最大限利用することができる。一方、始動時には電圧変換部２の出力電圧が４００Ｖ近傍（同図のＢ）の狭い範囲でのみ変動する。

しかしながら、上記従来例では、始動時においても電圧変換部２の出力電圧を０Ｖから検出するため、制御部６のマイコンにおいてもディジタル値の許容範囲を電圧変換部２の出力電圧の０Ｖ〜４００Ｖと対応するように割り当てなければならず、始動時に必要とされる出力電圧の変動範囲Ｂにおけるディジタル値の変動範囲が小さくなる。その結果、始動時における制御信号のダイナミックレンジが低下して制御性能が劣化するという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、電圧変換部の出力電圧の検出に必要な検出部を１系統のみとするとともに、点灯時及び始動時の何れにおいても制御性能が劣化するのを防止することができる電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置、並びに車両用前照灯装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、少なくとも直流電源の電圧を所定の電圧に変換して出力する電圧変換部と、電圧変換部の出力電圧を検出して電圧検出信号を出力する検出部と、検出部からの電圧検出信号を受けて電力変換部が所望の電圧を出力するように制御する制御部とを有する電力変換装置であって、検出部と制御部との間には、検出部からの電圧検出信号の大きさが電圧変換部の出力電圧に応じて設定された基準値を超えるか否かを判定するとともに基準値を超えた場合には超過分を第１の電圧検出信号として出力する超過出力部が設けられ、制御部は、電圧変換部の出力電圧が基準値に応じた出力電圧よりも高い場合には第１の電圧検出信号に基づいて制御し、電圧変換部の出力電圧が基準値に応じた出力電圧よりも低い場合には電圧検出信号を第１の電圧検出信号を用いて補正することで得られる第２の電圧検出信号に基づいて制御することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、基準値は、制御部において電圧変換部の出力電圧の制御を行わない電圧範囲に設定されたことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、超過出力部は、電圧検出信号が基準値を超えないように調整する負帰還増幅回路を有することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３の発明において、負帰還増幅回路は差動増幅器で構成され、差動増幅器の何れか一方の入力端に電圧検出信号が入力されるとともに、他方の入力端に基準値となる基準電圧信号が入力され、少なくとも電圧検出信号が基準電圧信号を超えない場合には差動増幅器から信号が出力されないことを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４の発明において、検出部は、電圧変換部の出力端に直列接続された複数の抵抗から成り電圧変換部の出力電圧を分圧するものであって、該分圧信号を電圧検出信号としたことを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項４の発明において、差動増幅器の出力電流を直接的に或いは間接的に検出した信号を第１の電圧検出信号とすることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項４の発明において、負帰還増幅回路を構成するインピーダンスにおける電圧降下分を第１の電圧検出信号とすることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項４乃至６の何れか１項の発明において、検出部を構成する抵抗のうち少なくとも１つは、１５０ｋΩから９００ｋΩまでの何れかの抵抗値を有することを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１乃至８の何れか１項に記載の電力変換装置と、電力変換装置の出力電圧を交番させて負荷に供給する極性反転回路とを備えたことを特徴とする。

請求項１０の発明は、器具本体と、器具本体に収納されて放電灯が着脱自在に装着されるソケットと、ソケットを介して放電灯に電力を供給する請求項９に記載の放電灯点灯装置とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、１系統の検出部を用いて放電灯の点灯時等の電圧変換部の出力電圧が基準値に応じた出力電圧よりも低い場合と、放電灯の始動時等の電圧変換部の出力電圧が基準値に応じた出力電圧よりも高い場合とでそれぞれ個別に電圧検出信号を得ることができる。また、各場合において電圧検出信号の変動範囲を狭めることができるので、相対的に各場合における制御信号のダイナミックレンジを広げることができ、何れの場合においても制御性能が劣化するのを防止することができる。

以下、本発明に係る電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置、並びに車両用前照灯装置の各実施形態を図面を用いて説明する。但し、電力変換装置の各実施形態の基本的な構成は従来例と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略するものとする。尚、放電灯点灯装置の電力変換装置を除いた構成は従来例と同じであるので、以下では放電灯点灯装置の図示及び説明を省略するものとする。

先ず、本発明に係る電力変換装置の基本構成について図面を用いて説明する。本願発明は、図１（ａ）に示すように、電力変換部２の出力電圧を検出する検出部８と、検出部８と制御部６との間に設けられて検出部８からの電圧検出信号の大きさが電圧変換部２の出力電圧に応じて設定された基準電圧Ｖｔ（図１（ｂ）参照）を超えるか否かを判定するとともに基準電圧Ｖｔを超えた場合には超過分を第１の電圧検出信号として出力する超過出力部９が設けられたことに特徴がある。

尚、基準電圧Ｖｔは、制御部６において電圧変換部２の出力電圧の制御を行わない電圧範囲内に設定される。例えば、点灯時であれば電圧変換部２の出力電圧が０Ｖ〜１００Ｖ程度、始動時であれば電圧変換部２の出力電圧が２５０〜４００Ｖ程度であることから、基準電圧Ｖｔは１００Ｖ〜２５０Ｖの間、好ましくは１００Ｖ近傍に設定されるのが望ましい。

検出部８は、例えば従来例と同様に直列抵抗回路から成り、電圧変換部２の出力電圧を所定の電圧に変換（分圧）して電圧検出信号として出力する。超過出力部９は、電圧検出信号の基準電圧Ｖｔを超過した分を演算して超過信号として出力するものであって、超過信号は、変換部９１で所定の変換率ｋで変換された後に第１の電圧検出信号として制御部６に出力されるとともに、後述する減算部９２に出力される。尚、変換部９１は設けなくても構わない。減算部９２は、電圧検出信号から超過信号を減算して出力するものであって、該出力信号が第２の電圧検出信号として制御部６に出力される。

第１の電圧検出信号は、例えば制御部６のマイコンにおいてＡ／Ｄ変換され、放電灯Ｌａの始動時の制御に用いられる。また、第２の電圧検出信号は、例えば制御部６のマイコンにおいてＡ／Ｄ変換され、放電灯Ｌａの点灯時の制御に用いられる。

ここで、図１（ｄ）に示すように、電圧検出信号の大きさが基準電圧Ｖｔよりも小さい場合には第１の電圧検出信号は出力されず、電圧検出信号の大きさが基準電圧Ｖｔを超えて初めて第１の電圧検出信号が出力される。したがって、従来例のように出力電圧が０Ｖの時点から第１の電圧検出信号が出力される場合と比べて、放電灯Ｌａの始動時における第１の電圧検出信号のダイナミックレンジを広くすることができるので、分解能が低下して制御性能が劣化するのを防止することができる。

また、図１（ｃ）に示すように、電圧検出信号の大きさが基準電圧Ｖｔよりも小さい場合には、電圧検出信号のまま第２の電圧検出信号として出力され、電圧検出信号の大きさが基準電圧Ｖｔを超えた場合には、電圧検出信号から超過信号が減算されて第２の電圧検出信号として出力される。したがって、第２の電圧検出信号は所定以上のレベルが制限された信号となるので、制限されていない場合と比べて放電灯Ｌａの点灯時における第２の電圧検出信号のダイナミックレンジを広くすることができるので、分解能が低下して制御性能が劣化するのを防止することができる。

（実施形態１）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図２（ａ）に示すように、電圧変換部２の出力端の一端がグラウンドに接続されるとともに他端がグラウンドに対して負電位となるように構成されており、前記他端とオフセット電圧源Ｖ１との間に直列に接続された抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によって検出部８が構成されている。該検出部８によって分圧された信号を電圧検出信号として利用する。尚、この電圧検出信号は、低電圧検出信号としても利用される。ここで、オフセット電圧源Ｖ１は、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続点の電位が正電位となるようにオフセット電圧Ｖｏｆｓを重畳するために設けられている。尚、オフセット電圧Ｖｏｆｓは次式で表される。

Ｖｏｆｓ＝Ｒ１０・Ｖ１／（Ｒ１０＋Ｒ１１）
超過出力部９は、反転入力端子に電圧検出信号が入力されるとともに非反転入力端子がグラウンドに接続される差動増幅器ＯＰ２と、差動増幅器ＯＰ２の出力端子にアノードが接続されるダイオードＤ２と、差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子とダイオードＤ２のカソードとの間に接続される帰還抵抗Ｒ１２とから構成される。このダイオードＤ２と帰還抵抗Ｒ１２との間の接続点から高電圧検出信号を取り出すようになっている。

以下、本実施形態の具体的な動作について説明する。図２（ｂ）に示すように、電圧変換部２の出力電圧の絶対値が０Ｖから増加していくと、低電圧検出信号は、図２（ｃ）に示すように、オフセット電圧Ｖｏｆｓから徐々に減少していく。この時、差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子の電圧は正電圧であって、非反転入力端子に接続されたグラウンド電位よりも高くなっている。この状態ではダイオードＤ２によって帰還抵抗１２からダイオードＤ２に向かう方向の電流が制限されていることから帰還抵抗Ｒ１２に電流が流れないために、低電圧検出信号は抵抗Ｒ１０，Ｒ１１、オフセット電圧源Ｖ１、電圧変換部２の出力電圧によって決定される。また、帰還抵抗Ｒ１２に電流が流れないことから、高電圧検出信号は低電圧検出信号と略等しくなる。

電圧変換部２の出力電圧の絶対値が増大して基準電圧Ｖｔの絶対値に達すると、図２（ｃ），（ｄ）に示すように、低電圧検出信号及び高電圧検出信号は０Ｖに達する。この時の基準電圧Ｖｔは次式で表される。

Ｖｔ＝−Ｒ１０・Ｖ１／Ｒ１１
ここで、基準電圧Ｖｔの絶対値は、少なくとも放電灯Ｌａの点灯時における電圧変換部２の出力電圧の変動範囲の最大値の絶対値を下回らないように設定されるのが望ましい。

電圧変換部２の出力電圧の絶対値が基準電圧Ｖｔの絶対値を超えると、低電圧検出信号がグラウンド電位よりも小さくなる、即ち、反転入力端子電圧よりも非反転入力端子電圧の方が大きくなるので、超過出力部９において負帰還増幅回路が形成され、非反転入力端子電圧と反転入力端子電圧が略同一電圧となるように差動増幅器ＯＰ２から電流が出力される。したがって、図２（ｂ）に示すように、基準電圧Ｖｔ以降では低電圧検出信号は略０Ｖに制限される。また、差動増幅器ＯＰ２から出力される電流によって帰還抵抗Ｒ１２において電圧降下が生じるので、基準電圧Ｖｔ以降では該電圧降下によって高電圧検出信号は増大する（図２（ｃ）参照）。

尚、高電圧検出信号の傾きは帰還抵抗Ｒ１２の抵抗値によって決定されるので、抵抗値を適宜変更することで放電灯Ｌａの始動時等の電圧変換部２の最大出力電圧における高電圧検出信号の最大値が制御部６で許容される制限範囲を超えないように設定することができる。

高電圧検出信号は、図２（ｄ）に示すようにＶ字状に変化するため、高電圧検出信号が任意の値をとる際に電圧変換部２の出力電圧が基準電圧Ｖｔを超えているか否かを判別することができない。したがって、低電圧検出信号が所定値以下であれば高電圧検出信号を検出し、所定値以上であれば高電圧検出信号を検出しない等の制御を行ってもよい。

本実施形態では、制御部６に減算回路９３を設けることで高電圧検出信号から低電圧検出信号を減算補正した補正信号を利用して制御を行っている。これは基準電圧Ｖｔ以下では高電圧検出信号と低電圧検出信号の大きさが略等しいためで、減算することで補正信号が図２（ｅ）に示すように基準電圧Ｖｔを超えて初めて出力されるようになる。即ち、該補正信号が特許請求の範囲における第１の電圧検出信号に相当する。また、低電圧検出信号は、実質的には電圧検出信号に前記補正信号を加算補正して得られることから、特許請求の範囲における第２の電圧検出信号に相当する。

而して、低電圧検出信号及び補正後の高電圧検出信号はそれぞれ前述の図１（ｃ），（ｄ）のような検出特性を得ることができる。尚、減算回路９３はアナログ回路から構成されてもよく、制御部６における制御をマイコン等のディジタル回路で行う場合には、低電圧検出信号及び高電圧検出信号をＡ／Ｄ変換した後に数値演算する構成であってもよい。

上述のように構成することで、１系統の抵抗回路から成る検出部８で低電圧検出信号及び高電圧検出信号の２系統の電圧検出信号を得ることができる。また、高電圧検出信号では、基準電圧Ｖｔを超えて初めて出力が得られるので、出力電圧が０Ｖの時点から検出する場合と比較して放電灯Ｌａの始動時における高電圧検出信号のダイナミックレンジを広くすることができるので、分解能が低下して制御性能が劣化するのを防止することができる。

尚、制御部６の各検出信号の入力端における入力インピーダンスは、検出部８の出力端における出力インピーダンス、即ち抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２の合成インピーダンスに比べて極めて大きいものとし、入力端における電流が無視できるように設定するのが望ましい。

また、電圧変換部２の出力電圧を直接検出する抵抗Ｒ１０は、その抵抗値を過度に大きくすると外乱ノイズに弱くなったり、制御部６の入力インピーダンスへの影響から各検出信号の検出誤差が大きくなるという問題が生じる。一方、抵抗値を過度に小さくすれば損失が増大し、また抵抗器が大型化したり基板における抵抗の実装面積が増大する等の問題が生じる。このため、抵抗Ｒ１０での損失は０．２〜０．５Ｗ程度にすることが望ましく、負荷が放電灯Ｌａの場合には始動時における変換部２の出力電圧が２５０Ｖ〜４００Ｖ程度となるため、抵抗値は１５０ｋΩ〜９００ｋΩで設定されるのが望ましい。

また、本実施形態では制御部６の制限値として差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子をグラウンドに接続しているが、この構成に限定されるものではなく、例えば所定電圧を非反転入力端子に入力し、電圧検出信号が当該所低電圧値以下とならないようにする構成であっても構わない。この構成は、差動増幅器ＯＰ２の制御電源が単電源構成であって０Ｖ付近の特性が悪い場合に有効である。

ところで、図３に示すように、上記実施形態の回路に各検出信号の高周波成分やノイズ等を除去するローパスフィルタを挿入しても構わない。図３では、検出部８の抵抗Ｒ１０を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４に分割し、これら抵抗Ｒ１３，１４の接続端とグラウンドとの間にコンデンサＣ１を接続している。勿論、抵抗は２つではなくそれ以上に分割してもよく、またこれらの抵抗の抵抗値は互いに略等しくする必要もない。抵抗Ｒ１０を３つ以上の抵抗で分割する場合には、これら抵抗同士の接続端のうち少なくとも１箇所にコンデンサＣ１を接続すればよい。

また、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１４との接続端とグラウンドとの間にコンデンサＣ２を接続するとともに、抵抗Ｒ１１と帰還抵抗Ｒ１２との接続端と差動増幅器ＯＰ２の出力端との間にコンデンサＣ３を接続している。更に、ダイオードＤ２のカソードとグラウンドとの間に抵抗Ｒ１５及びコンデンサＣ４から成る直列回路を挿入し、該抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ４との接続端から高電圧検出信号を取り出すようにしている。上記各コンデンサＣ１〜Ｃ４から成る各フィルタは全て必要であるわけではなく、必要に応じて適宜組み合わせて使用するのが望ましい。また、フィルタの構成についても上記構成に限定される必要が無いのは言うまでもない。

（実施形態２）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。本実施形態は、実施形態１においてダイオードＤ２を介して帰還抵抗Ｒ１２に差動増幅器ＯＰ２の出力電流を供給していた構成に対して、図４に示すように、差動増幅器ＯＰ２の出力電流をトランジスタＴｒ１によって増幅し、その増幅電流を帰還抵抗Ｒ１２に供給する構成となっている。トランジスタＴｒ１はＰＮＰトランジスタであって、エミッタに電圧源Ｖｃｃ、ベースに差動増幅器ＯＰ２の出力端、コレクタに帰還抵抗Ｒ１２を接続したエミッタ接地増幅回路を構成している。尚、コレクタ出力はベース信号に対して反転するため、差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子及び非反転入力端子の接続は実施形態１に対して入れ替えた構成となっている。

本実施形態では、ダイオードＤ２による電流制限機能と差動増幅器ＯＰ２の出力電流の増幅機能とをトランジスタＴｒ１で兼用させており、負帰還増幅電流や高電圧検出信号側の出力電流がトランジスタＴｒ１から供給されるので、差動増幅器ＯＰ２の出力に余裕が無い場合でも回路を動作させることができる。また、高電圧検出信号の最大値がトランジスタＴｒ１のエミッタ電圧で決定されるので、高電圧検出信号の上限を制限する機能も有する。

尚、上記のトランジスタＴｒ１としてＮＰＮトランジスタを用い、エミッタとコレクタを入れ替えたエミッタフォロア増幅回路を構成しても構わない。この場合には、差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子及び非反転入力端子の接続は実施形態１と同様となる。

（実施形態３）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３について図面を用いて説明する。本実施形態は、図５（ａ）に示すように、実施形態１に対して差動増幅器ＯＰ２の出力端とグラウンドとの間にダイオードＤ３及び抵抗Ｒ１６から成る直列回路を挿入し、該ダイオードＤ３のカソードから高電圧検出信号を取り出すように構成している。ここで、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３の特性を略同一とすることで、ダイオードの順方向電圧等による検出誤差を低減することができる。

より好適には、各ダイオードＤ２，Ｄ３を流れる順方向電流を略同一とするのが望ましい。高電圧検出信号が出力されるのは差動増幅器ＯＰ２が負帰還増幅を行っている間であり、この状態では低電圧検出信号の出力がグラウンドレベルとなっている。したがって、抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ１６の各抵抗値を略同一とすることで、各ダイオードＤ２，Ｄ３を流れる順方向電流を略同一とすることができる。尚、各ダイオードＤ２，Ｄ３を流れる順方向電流を略同一とする手段は上記手段に限定されないことは言うまでもない。

また、本実施形態では、高電圧検出信号の出力端はダイオードＤ２によって低電圧検出信号の出力端と分離されており、電圧変換部２の出力電圧の絶対値が基準電圧Ｖｔの絶対値を超えない間は抵抗Ｒ１６側には電流が流れないため、高電圧検出信号は略０Ｖとなる。即ち、実施形態１のように減算回路９３を設けて高電圧検出信号を補正演算する必要が無い。

尚、上記回路は、図５（ｂ）に示すように、ダイオードＤ２，Ｄ３の代わりにトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３を用いて構成しても構わない。トランジスタＴｒ２はＮＰＮトランジスタであって、コレクタに電圧源Ｖｃｃ、ベースに差動増幅器ＯＰ２の出力端、エミッタに帰還抵抗Ｒ１２を接続し、エミッタ電流を負帰還増幅用の帰還電流として帰還抵抗Ｒ１２に供給するエミッタフォロア増幅回路を構成している。トランジスタＴｒ３はトランジスタＴｒ２と略同一特性であって、コレクタに電圧源Ｖｃｃ、ベースに差動増幅器ＯＰ２の出力端、エミッタに抵抗Ｒ１６を接続して他のエミッタフォロア増幅回路を構成している。

ここで、エミッタ出力はベース電圧からベース・エミッタ間電圧を差し引いたものとなるので、各トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３が略同一特性であれば各トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のエミッタ電圧は略等しくなる。より好適には、抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ１６の抵抗値を略同一とすることで、各トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のエミッタ電流を略同一とするのが望ましい。尚、各トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のエミッタ電流を略同一とする手段が上記手段に限定されないことは言うまでもない。

（実施形態４）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態４について図面を用いて説明する。本実施形態は、図６に示すように、差動増幅器ＯＰ２の出力端をＮＰＮトランジスタであるトランジスタＴｒ２のベースに接続するとともにエミッタを帰還抵抗Ｒ１２に接続し、エミッタ電流を負帰還増幅用の帰還電流として帰還抵抗Ｒ１２に供給するエミッタフォロア増幅回路を構成している。更に、トランジスタＴｒ２のコレクタにカレントミラー回路ＣＣを接続することでコレクタ電流と略同一の電流を抵抗Ｒ１６に供給し、該抵抗Ｒ１６における電圧降下分を高電圧検出信号として利用している。ここで、コレクタ電流とエミッタ電流とは略同一の大きさとなるため、帰還抵抗Ｒ１２を流れる電流と略同一の電流がカレントミラー回路ＣＣを介して抵抗Ｒ１６に流れるので、抵抗Ｒ１６における電圧降下は帰還抵抗Ｒ１２における電圧降下に比例する。

上述の構成の場合、抵抗Ｒ１６はその抵抗値を比較的自由に設定することができ、高電圧検出信号が差動増幅器ＯＰ２の最大出力電圧等の性能の限界に影響されにくいので、高電圧検出信号の変動範囲の設定自由度を高めることができる。

尚、本実施形態においても実施形態４と同様に、電圧変換部２の出力電圧の絶対値が基準電圧Ｖｔの絶対値を超えない間は抵抗Ｒ１６に電流が流れないので、高電圧検出信号が略０Ｖとなる。即ち、実施形態１のように減算回路９３を設けて高電圧検出信号を補正演算する必要が無い。また、回路構成は上記の構成に限定されるものではなく、帰還抵抗Ｒ１２を流れる電流を検出し、該電流と略同一或いは比例した電流を流す回路を別途構成し、当該回路に接続された抵抗における電圧降下分を高電圧検出信号として利用する構成であればよい。

（実施形態５）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態５について図面を用いて説明する。前述の実施形態１〜４では、電圧変換部２の出力端の一端がグラウンドに接続されるとともに他端がグラウンドに対して負電位となるように構成されていたが、本実施形態は、図７（ａ）に示すように、電圧変換部２の出力電圧が正電圧となるように構成されている。このため、正電圧の電圧検出信号を得るためにオフセット電圧を重畳させる必要が無いので、抵抗Ｒ１１は抵抗Ｒ１０とグラウンドとの間に接続され、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１による分圧が低電圧検出信号として利用される。

超過出力部９は、反転入力端子に低電圧検出信号が入力され、非反転入力端子に基準電圧Ｖ２が印加された差動増幅器ＯＰ２と、差動増幅器ＯＰ２の出力端にカソードが接続されたダイオードＤ２と、該ダイオードＤ２のアノードと反転入力端子との間に挿入された帰還抵抗Ｒ１２とから構成される。尚、基準電圧Ｖ２は基準電圧Ｖｔを設定するものである。

以下、本実施形態の具体的動作について説明する。電圧変換部２の出力電圧が０Ｖから増大すると、それに伴って低電圧検出信号も０Ｖから徐々に増大する。この時、差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子の電圧は非反転入力端子の基準電圧Ｖ２よりも低いので、ダイオードＤ２によって電流極性が制限されていることから帰還抵抗Ｒ１２に電流が流れない。このため、低電圧検出信号が基準電圧Ｖ２よりも低い間、即ち、電圧変換部２の出力電圧が基準電圧Ｖｔを超えない間は、低電圧検出信号は電圧変換部２の出力電圧の抵抗Ｒ１０，Ｒ１１による分圧により決定される。また、この状態では帰還抵抗Ｒ１２に電流が流れないことから、ダイオードＤ２と帰還抵抗Ｒ１２との接続点から取り出される高電圧検出信号は低電圧検出信号と略等しくなる。

次に、電圧変換部２の出力電圧が基準電圧Ｖｔに達する、即ち、低電圧検出信号電圧が基準電圧Ｖ２に達すると、それを超える出力電圧では低電圧検出信号が基準電圧Ｖ２よりも大きくなるので、超過出力部９において負帰還増幅回路が形成され、非反転入力端子電圧と反転入力端子電圧が略同一電圧となるように差動増幅器ＯＰ２から電流が出力される。したがって、基準電圧Ｖｔ以降では低電圧検出信号は基準電圧Ｖ２に制限される。また、この時高電圧検出信号は基準電圧Ｖ２から帰還抵抗Ｒ１２における電圧降下分を差し引いた電圧として得られるので、電圧変換部２の出力電圧が増大するほど低下する。このため、実施形態１と同様に、制御部６において減算回路９３を設けて低電圧検出信号から高電圧検出信号を減算補正した補正信号を利用して高電圧検出を行ってもよい。

尚、図７（ｂ）に示すように、実施形態２と同様にダイオードＤ２の代わりにトランジスタＴｒ４から成るエミッタ接地増幅回路を構成し、帰還抵抗Ｒ１２を流れる帰還電流をコレクタ出力で調整する構成であっても構わない。

尚、上記各実施形態では超過出力部９に差動増幅器ＯＰ２を用いているが、図１（ａ）で示す超過出力部９の動作原理を実現する構成であれば他の構成であっても構わない。また、上記各実施形態では電圧変換部２としてフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いているが、これに限定される必要はない。更に、検出部８は必ずしも電圧変換部２の出力端に接続する必要は無く、インバータ部３の出力端に検出部８を接続する構成であっても構わない。

本発明の電力変換装置は、特に放電灯点灯装置のように放電灯Ｌａの点灯時（負荷時）と放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）との出力電圧差が大きい場合に好適に利用できるが、負荷は放電灯Ｌａに限定されるものではなく、例えば溶接機等のように負荷時と無負荷時との出力電圧差が大きい電力変換装置にも適用可能である。

以下、上記各実施形態のうち何れか１つを搭載した車両用前照灯装置の実施形態について説明する。本実施形態は、乗用車のヘッドライト等に用いられる車両用前照灯装置Ｂであって、図８に示すように、高輝度の放電灯Ｌａ及び放電灯Ｌａが装着されるランプソケット１０１を収納した器具本体１００と、器具本体１００に取り付けられる前記実施形態１〜５のうち何れか１形態の電力変換装置を備えた放電灯点灯装置Ａと、放電灯点灯装置Ａに電力を供給するバッテリＢＴと、バッテリＢＴと放電灯点灯装置Ａとの間に介装される点灯スイッチ１０２及びヒューズ１０３とから構成される。

上述の車両用前照灯装置Ｂは、一般照明と比較して瞬時始動を実現しなければならず、点灯時と始動時との出力電圧差が大きいため、本発明の電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置は好適である。

本発明に係る電力変換装置の基本構成を示す図で、（ａ）は回路図で、（ｂ）は電圧検出信号と出力電圧との相関図で、（ｃ）は第２の電圧検出信号と出力電圧との相関図で、（ｄ）は第１の電圧検出信号と出力電圧との相関図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態１を示す図で、（ａ）は回路図で、（ｂ）は電圧検出信号と出力電圧との相関図で、（ｃ）は低電圧検出信号と出力電圧との相関図で、（ｄ）は高電圧検出信号と出力電圧との相関図で、（ｅ）は補正信号と出力電圧との相関図である。 同上の他の構成を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態２を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態３を示す図で、（ａ）は回路図で、（ｂ）は他の構成を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態４を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態５を示す図で、（ａ）は回路図で、（ｂ）は他の構成を示す回路図である。 本発明に係る車両用前照灯装置の実施形態を示す構成図である。 従来の放電灯点灯装置を示す図で、（ａ）は検出用抵抗回路が１系統の場合の回路図で、（ｂ）は検出用抵抗回路が２系統の場合の回路図である。 従来の他の構成の放電灯点灯装置を示す図で、（ａ）は回路図で、（ｂ）は低電圧検出信号及び高電圧検出信号と出力電圧との相関図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 電圧変換部
６ 制御部
８ 検出部
９ 超過出力部

Claims (10)

1. 少なくとも直流電源の電圧を所定の電圧に変換して出力する電圧変換部と、電圧変換部の出力電圧を検出して電圧検出信号を出力する検出部と、検出部からの電圧検出信号を受けて電力変換部が所望の電圧を出力するように制御する制御部とを有する電力変換装置であって、検出部と制御部との間には、検出部からの電圧検出信号の大きさが電圧変換部の出力電圧に応じて設定された基準値を超えるか否かを判定するとともに基準値を超えた場合には超過分を第１の電圧検出信号として出力する超過出力部が設けられ、制御部は、電圧変換部の出力電圧が基準値に応じた出力電圧よりも高い場合には第１の電圧検出信号に基づいて制御し、電圧変換部の出力電圧が基準値に応じた出力電圧よりも低い場合には電圧検出信号を第１の電圧検出信号を用いて補正することで得られる第２の電圧検出信号に基づいて制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記基準値は、制御部において電圧変換部の出力電圧の制御を行わない電圧範囲に設定されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記超過出力部は、電圧検出信号が基準値を超えないように調整する負帰還増幅回路を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記負帰還増幅回路は差動増幅器で構成され、差動増幅器の何れか一方の入力端に電圧検出信号が入力されるとともに、他方の入力端に基準値となる基準電圧信号が入力され、少なくとも電圧検出信号が基準電圧信号を超えない場合には差動増幅器から信号が出力されないことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記検出部は、電圧変換部の出力端に直列接続された複数の抵抗から成り電圧変換部の出力電圧を分圧するものであって、該分圧信号を電圧検出信号としたことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記差動増幅器の出力電流を直接的に或いは間接的に検出した信号を第１の電圧検出信号とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
7. 前記負帰還増幅回路を構成するインピーダンスにおける電圧降下分を第１の電圧検出信号とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
8. 前記検出部を構成する抵抗のうち少なくとも１つは、１５０ｋΩから９００ｋΩまでの何れかの抵抗値を有することを特徴とする請求項５乃至７の何れか１項に記載の電力変換装置。
9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載の電力変換装置と、電力変換装置の出力電圧を交番させて負荷に供給する極性反転回路とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
10. 器具本体と、器具本体に収納されて放電灯が着脱自在に装着されるソケットと、ソケットを介して放電灯に電力を供給する請求項９に記載の放電灯点灯装置とを備えたことを特徴とする車両用前照灯装置。

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