DD209941A5 - Leistungseinspeisung fuer eine niederspannungs-gluehlampe - Google Patents
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Abstract
Es wird eine Leistungseinspeisung angegeben zur Lieferung von Leistung an eine Niederspannungslampe unter Verwendung eines Hauptkondensators, der in Reihe mit der Lampe an eineWechselstromquelle angeschlossen ist, und eines Hilfskondensators, der elektrisch dem Hauptkondensators durch eine Schalteinrichtung waehrend gewaehlter Abschnitte der Quellenspannungsperiode elektrisch geschaltet ist. Der minimale Lampenstrom wird durch den Hauptkondensator bestimmt, wobei ein zusaetzlicher Lampenstrom durch den Hilfskondensator waehrend der Abschnitte der Quellenspannungsperiode fliesst, wenn der Hilfskondensator dem Hauptkondensator parallel geschaltet ist. Der Laststrom wird ueber einem gewuenschten Bereich eingestellt, der durch die Groesse der Haupt- und Hilfskondensatoren bestimmt ist.
Description
• 4 ff *
-A
Leistungseinspeisung für eine Lampe
Die Erfindung bezieht sich auf Niederspannungs-Leistungseinspeisungen und insbesondere auf eine kapazitive Vorschalteinrichtung, die eine Niederspannung an eine Glühlampe liefert.
Es ist bekannt, daß Glühlampen, die bei einer Nennspannung von 120 Volt arbeiten, keinen so hohen Wirkungsgrad, d. h. Lasier./ Watt, bei der gleichen Leistung aufweisen wie Glühlarapen, die bei kleineren Spannungen arbeiten. Eine bekannte Schaltungsanordnung, die für einen derartigen Betrieb bei kleinerer Spanung sorgt, verursacht entweder unerwünscht hohe Kosten, großes Volumen und Gewicht oder hat starke elektromagnetische Störungen zur Folge. Insbesondere haben einige bekannte Niederspannungs-Leistungseinspeisungen für Glühlampen magnetische Bauteile zur Spannungstransformation verwendet. Die Kosten derartiger magnetischer Bauteile haben verhindert, daß die dabei entstehende Leistungseinspeisung wirtschaftlich attraktiv ist. Andere Leistungseinspeisungen haben Phasensteuerungstechniken verwendet, bei denen sehr schmale Impulse erforderlich sind, wobei hohe Stromstöße durch die Last fließen, was häjfig elektromagnetische Störungen and verminderte Zuverlässigkeit zur Felge hat.
Ziel der Erfindung ist es, die mangelnde Zuverlässigkeit und schlechte Wirtschaftlichkeit beim Betrieb zu vermeiden.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine neue und verbesserte Leistungseinspeisung für eine Niederspannungs-Glühlampe mit relativ geringen Kosten und hoher Zuverlässigkeit zu schaffen. Dabei soll die Erzeugung unerwünscht hoher Werte der elektromagnetischen Störungen vermieden werden. Die dabei erforderlichen Komponenten sollen relativ kleine Nennströme haben.
Erfindungsgemäß wird eine Leistungseinspeisung geschaffen, die Netzfrequenzstrom aus einer WechselstromquelIe mit höherer Spannung an eine mit niedrigerer Spannung arbeitenden Lampe liefert und einen Hauptkondensator, der elektrisch mit der Lampe in Reihe geschaltet ist, wobei die Reihenschaltung elektrisch an die Quelle angeschlossen ist, und einen Hilfskondensator aufweist, der dem Hauptkondensator durch eine Schalteinrichtung für einen gewählten Abschnitt von jeder Periode der Quellenspannungskurve parallelgeschaltet wird. Die Schalteinrichtung spricht auf ein Signal an, das von einer Steuerlogik geliefert wird. Die Gesamtänderung des Laststroms wird durch das Kapazitätsverhältnis des Hauptkondensators zur Summe der Hilfsund Hauptkondensatoren gesteuert.
Die erfindungsgemäße Leistungseinspeisung zur Lieferung von Leistung an eine Lampe mit einer Spannung, die kleiner als die Eingangsspannung der Leistungseinspeisung ist, ist gekennzeichnet dadurch, daß
(a) ein erstes Blindstromelement elektrisch in Reihe mit der Last an die Eingangsklemmen der Leistungseinspeisung angescniossen ist,
(b) ein zweites Blindstromelement vorgesehen ist, und
(c) eine Schalteinrichtung das zweite Blindstromelement dem ersten Blindstromelement während wenigstens eines Abschnittes von jeder Eingangswellenperiode der Leistungseinspeisung parallel schaltet.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist die Größe der Spannung über jedem der Blindstromelemente bei geschlossener Schalteinrichtung im wesentlichen die gleiche.
Die Blindstromelemente können vorteilhafterweise Kondensatoren sein.
Es ist zweckmäßig, daß die Kapazität des zweiten kapazitiven Elements kleiner als die Kapazität des ersten kapazitiven Elements ist.
Die Schalteinrichtung kann zwei Feldeffekttransistoren aufweisen, die elektrisch in Reihe geschaltet sind, wobei darin ausgebildete parasitäre Dioden elektrisch in entgegengesetzte Richtungen leitfähig sind.
Es ist günstig, wenn die Feldeffekttransistoren im wesentlichen zur gleichen Zeit bei einem Signal von einer Steuerlogik leitend sind.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung vergleicht die Steuerlogik die Größe der Spannung über dem ersten Blindstromelement mit einer Referenzspannung und schaltet die Feldeffekttransistoren in einen leitenden Zustand, wenn die Größe der Referenzspannung etwa gleich oder größer ist als die Spannung des ersten Blindstromelements, und in einen nicht-leitenden Zustand schaltet, wenn die Größe der Spannung des ersten Blind-
- 4 strömelernents größer als die Referenzspannung ist.
Der Vergleich erfolgt zweckmäßig bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung.
Vorteilhafterweise wird die Referenzspannung in Abhängigkeit von dem Laststromwert verändert.
Es kann vorteilhaft sein, wenn die Referenzspannung bei jeder Eingangskurvenperiode der Leistungseinspeisung verändert werden kann.
Die Änderung der Referenzspannung kann auch während der leitenden Perioden der Schalteinrichtung erfolgen.
Es ist zweckmäßig, daß die Logikschaltung einen Operationsverstärker aufweist, an dessem Ausgang ein Signal variabler Dauer geliefert ist, durch das die Schalteinrichtung in den leitenden bzw. nicht-leitenden Zustand schaltbar ist.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung weist die Schalteinrichtung zwei Feldeffektransistoren auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind und bei einem Signal von einer Steuerlogik im wesentlichen gleichzeitig leitend sind, wobei die Transistoren parasitäre Dioden aufweisen, die elektrisch in entgegengesetzte Richtungen leiten, und die Steuerlogik weist einen Operationsverstärker auf, der die Spannung über dem ersten kapazitiven Element mit einer Referenzspannung bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung vergleicht und die Transistoren in einen leitenden Zustand schaltet, wenn die Referenzspannung etwa gleich oder größer als die Spannung des ersten kapazitiven Elements ist, und in einen nicht-leitenden Zustand schaltet,
wenn die Spannung des ersten kapazitiven Elements größer als die Referenzspannung ist, wobei die Referenzspannung bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung verändert werden kann, wenn die Transistoren leitend sind, wobei die Änderung in Abhängigkeit von dem Lairtpenstromwert erfolgt.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. In den zugehörigen Beispielen zeigen:
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Figur 1: ein schematisches Schaltbild von einer Leistungseinspeisung gemäß der Erfindung;
Figur 2: ein schematisches Schaltbild der Schalt- und Steuerlogik zum Parallelschalten des Hilfskondensators mit dem Hauptkondensator;
Figur 3: eine Reihe von zeitlich koordinierten graphischen Darstellungen der Ein- und Ausgangsspannungen des Hauptkondensators, des Hilfskondensators und eines Operationsverstärkers .
Wie in Figur 1 gezeigt ist, liefert eine Leistungseinspeisung 10 Leistung an eine Last 11, vorzugsweise eine Glühlampe, aus einer Wechselstromquelle 12. Die Leistungseinspeisung 10 steuert die Leistung, die der Last 11 aus der Wechselstromquelle 12 zugeführt wird. Die Last 11 kann eine Niederspannungs-Glühlampe sein, die bei einer Spannung zwischen beispielsweise etwa 24 bis 36 Volt arbeitet. Die Leistungseinspeisung 10 ermöglicht, daß die Lampenlast 11 bei einer nach Wahl festgesetzten Ausgangsleistung in einem relativ schmalen Helligkeitsbereich arbeitet. Bei einem derartigen Anwendungsfall kann ein relativ kleiner Bereich der Lampenspannung beibehalten werden, während der Strom der Wechselstromquelle 12 über einen vorbestimmten Bereich, bei-. spielsweise etwa 20 %, veränderbar ist.
Die Leistungseinspeisung 10 bildet einen dynamischen parallelgeschalteten kapazitiven Spannungswandler, bei dem der minimale, durch die Lampe fließende Strom der Strom I- ist, der durch der. Kondensator CI fließt. Eine zusätzliche Lampenstromkomponente ist der Strom I_, der durch den Kondensator C2 fließt. Somit treten ein minimaler Lampenstrom und eine minimale Leistung auf,
wenn kein Strom durch den Kondensator C2 während irgendeines Abschnittes der Periode der Quellenspannungskurve fließt, umgekehrt treten ein maximaler Lampenstrom und eine maximale Leistung auf, wenn der Kondensatorstrom I2 während einer ganzen Periode der Quellenspannungskurve fließt. Eine Zwischengröße von Lampenstrom und Leistung wird erhalten, wenn der Strom I-für etwa eine Hälfte einer Periode der Quellenspannungskurve fließt. Deshalb werden durch Verändern des prozentualen Anteils der Periode der Quellenspannungskurve, während der der Strom I-fließt, der Lampenstrom und die Leistung eingestellt.
Die Wechselstromquelle 12 und die Lampe 11 sind elektisch mit Leistungseinspeisungsklemmen 13—14 bzw. 15 - 16 verbunden. Der Kondensator C1, der im folgenden als der Hauptkondensator bezeichnet wird, ist zwischen die Leistungseinspeisungsklemmen 13 und 15 geschaltet. Eine Schalteinrichtung 17 ist zwischen die Leistungseinspeisungsklemme 15 und einen Anschluß des Kondensators C2 geschaltet, der im folgenden als der Hilfskondensator bezeichnet wird. Der andere Anschluß des Hilfskondensators C2 ist mit der Leistungseinspeisungsklemme 13 verbunden. Eine Steuerlogik 18 ist mit der Schalteinrichtung 17 und den. Klemmen 13 und 15 verbunden. Die Klemmen 14 und 16 sind elektrisch direkt miteinander verbunden.
Die Schalteinrichtung 17 kann irgendeine Vorrichtung sein, die gesteuert einen Pfad mit kleinem Widerstand zwischen der Klemme 15 und demjenigen Anschluß des Hilfskondensators C2 bilden kann, der von der Klemme 12 am weitesten entfernt ist, und die auf ein Signal von der Steuerlogik 18 ansprechen kann, um dadurch die Schalteinrichtung 17 in einen leitenden bzw. sperrenden Zustand zu schalten. Die Schalteinrichtung 17 kann eine aktive Schalteinrichtung sein, die gestattet, daß eine Stromleitung
aktiv beendet wird, nachdem die Einrichtung eine gewisse Zeit durchgeschaltet war. Das Zeitintervall zwischen dem Durchschalten und Sperren der Schalteinrichtung 17 legt den Laststrom und die Größe der Leistung fest. Um einen unerwünschten Stromfluß durch die Schalteinrichtung 17 zu verhindern und diesen Stromfluß zu begrenzen, wird die Schalteinrichtung 17 nur dann durch eine Steuerlogik 18 durchgesteuert, wenn die Spannung Vγ des Hauptkondensators und die Spannung V- des Hilfskondensators im wesentlichen gleich sind, um im wesentlichen zu verhindern, daß irgendwelche zirkulierenden Ströme zwischen dem Hilfskondensator C2 und dem Hauptkondensator CI fließen.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel, das in Figur 2a gezeigt ist, weist die Schalteinrichtung 17 zwei Feldeffektransistoren (FETs) 19 und 20 auf, die jeweils mit ihrer Source (Quelle) S1 und S2 am Knotenpunkt 21 elektrisch verbunden sind und die parasitäre Dioden D1 und D2 aufweisen, die elektrisch in entgegengesetzten Richtungen leiten. Beide Gates (Tore) G1 und G2 der FETs 19 bzw. 20 sind elektrisch am Knotenpunkt 22 miteinander verbunden, um im wesentlichen gleichzeitig durchgeschaltet und gesperrt zu werden. Ein Phototransistor T, der mit seinem Kollektor C mit dem Knotenpunkt 23 und mit seinem Emitte: E mit dem Knotenpunkt 22 verbunden ist, wird durch Licht in seinen leitenden Zustand getriggert, das auf den Kollektor C-Basis-B-Übergang auftrifft und von einer lichtemittierenden Diode LED der Steuerlogik 18 stammt. Andere Elemente der Steuereinrichtung 17 umfassen einen Kondensator C3 und eine Zenerdiode Z1, die elektrisch zwischen die Knotenpunkte 21 und 23 geschaltet sind, einen Widerstand R1, der elektrisch zwischen die Knotenpunkte 21 und 22 geschaltet ist, einen Widerstand R2, der elektrisch zwischen die Knotenpunkte 23 und 24 geschaltet ist,
und Dioden D3 und D4, die elektrisch am Knotenpunkt 24 miteinander verbunden und elektrisch mit den Klemmen 13 bzw. 15 verbunden sind. Die Dioden D3 und D4 leiten elektrisch in entgegengesetzten elektrischen Richtungen.
Wie in Figur 2b gezeigt ist, weist die Steuerlogik 18 Dioden D5r D6, D7 und D8 auf, die elektrisch zwischen die Klemme 13 und den Knotenpunkt 31, zwischen Klemme 15 und Knotenpunkt 30, zwischen Klemme 15 und Knotenpunkt 31 bzw. Klemme 13 und Knotenpunkt 30 geschaltet sind. Eine lichtemittierende Diode LED ist elektrisch zwischen die Knotenpunkte 31 und 3 2 geschaltet und ein Widerstand R3 ist elektrisch zwischen die Knotenpunkte 32 und 33 geschaltet. Ein Operationsverstärker 34, der üblicherweise als ein Komparator bzw. als Vergleichseinrichtung bezeichnet wird, ist elektrisch an seinem Ausgang mit dem Knotenpunkt 33 verbunden, an seinem invertierenden Eingang mit dem Knotenpunkt 35 verbunden, an seinem nicht-invertierenden Eingang mit dem Knotenpunkt 36 verbunden und weiterhin ist er mit den Knotenpunkten 31, um eine Nullreferenzspannung des Komparators zu bilden, und 37 verbunden, um eine positive Versorgungsspannung des Komparators zu liefern. Eine Zenerdiode Z2, ein Kondensator C4 und die zwei Anschlüsse eines Potentiometers R4, zwischen denen ein konstanter Widerstand gebildet ist, sind elektrisch zwischen die Knotenpunkte 31 und 37 geschaltet, wobei der dritte Anschluß des Potentiometers R4 elektrisch mit dem Knotenpunkt 36 verbunden ist. Ein Widerstand R5 ist elektrisch zwischen die Knotenpunkte 30 und 37 geschaltet. Ein Widerstand R6 und ein Kondensator C5 sind elektrisch zwischen die Knetenpunkte 30 und 35 geschaltet.
Die Arbeitsweise der Leistungseinspeisung 10 kann am besten verstanden werden, wenn mit der Steuerlogik gemäß Figur 2b begonnen wird. Die Dioden D5, D6, D7 und D8, die in bekannter Weise geschaltet sind, arbeiten als ein Vollweggleichrichter für die Steuerlogik 18. Wenn die Kurve der Quellenwechselspannung entweder positiv oder negativ wird, arbeiten die Widerstände R6 und R7 als ein Spannungsteiler und legen dadurch die Spannung V_- über dem Widerstand R7 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34.
Die Zenerdiode Z2 bildet eine Spannung V _, die im wesentlichen die Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z2 darstellt und die an die Knotenpunkte 31 und 37 des Potentiometers R4 angelegt ist. Während derjenigen Abschnitte von jeder Quellenwechselspannungsperiode, bei der die Spannung über der Zenerdiode Z2 unter die Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z2 abfällt, entlädt sich der Kondensator C4 relativ langsam und hält dadurch die Spannung V _ über den Knotenpunkten 31 und 27 des Potentiometers R4 aufrecht. Der Wert des Widerstandes R5 bestimct und ist so gewählt, daß der durch die Zenerdiode Z2 fließende Strom auf einen zulässigen Wert begrenzt ist. Der Widerstand des Potentiometers R4 zwischen den Knotenpunkten 31 und 36 kann verändert werden, um nach Wahl denjenigen Abschnitt der Spannung V _, die an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 angelegt ist, zu verändern und dadurch selektiv den Spannungspegel, der im folgenden als die Bezugsspannung V bezeichnet wird, zu verändern, der an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 angelegt wird. Der Kondensator CS verschiebt die an den invertierenden Eingang des Operationsver-
stärkers 34 angelegte Spannung und stellt somit sicher, daß das von der Steuerlogik 18 an die Schalteinrichtung 17 gesendete Signal zur richtigen Zeit ankommt, um die Schalteinrichtung 17 durchzuschalten oder zu sperren. Aufgrund von und um die endliche Zeitperiode zu kompensieren, die die FETs 19 und 20 brauchen, um in ihre leitenden Zustände umzuschalten, wird das Signal der Steuerlogik 18 in gewünschter Weise zeitlich vorverschoben, indem ein entsprechender Kapazitätswert für den Kondensator C5 gewählt wird. Somit korrigiert der Kondensator CS irgendwelche Verzögerungen, die durch die Schalteinrichtung 17 bei ihrer Umschaltung in den leitenden Zustand auftreten.
Der Operationsverstärker 34 vergleicht die Spannungen, die ar. seine invertierenden und nicht-invertieranden Eingänge während jedefHalbwelle der Kurve der Wechselspannungsquelle 12 angelegt werden. Immer wenn die Spannung am invertierenden Eingang größer als die Referenz- bzw. Bezugsspannung V am nichr-ir.vertierenden Eingang ist, ist die Ausgangsspannung am Knotenpunkt 3 3 null. Wenn dagegen die Spannung am invertierenden Eingang gleich oder kleiner als die Referenzspannung V an dem nichtinvertierenden Eingang ist, ist die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers am Knotenpunkt 33 auf dem gleichen positiven Wert, wodurch ein Strom durch die lichtemittierende Diode LED fließt, der durch den Widerstand R3 begrenzt ist. Wenn der Strom durch die LED fließt, wird durch diese' Licht erzeugt, das auf den Kollektor C-Basis-B-'Jbergang des Phototransistor C der Schalteinrichtung 17 gerichtet ist, und dadurch wird die Schalteinrichtung 17 in ihren leitenden Zusrand geschaltet. Wenn also die SparuiungsgröSe, die an der. invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 angelegt ist, gleich oder kleiner
als die Referenzspannung V_ ist, schaltet die Steuerlogik 18
die Schalteinrichtung 17 in einen leitenden Zustand.
Die Schalteinrichtung 17 hat ähnlich der Steuerlogik 18 einen Vollweggleichrichter, der Dioden D1, D2, D3 und D4 umfaßt. Die Zenerdiode Z1 liefert in Verbindung mit dem Kondensator C3 eine Gleichstrom-Vorspannung zwischen dem Kollektor C und dem Emitter E des Phototransistors T. Genauer gesagt, ist die Gleichstrom-Vorspannung im wesentlichen gleich der Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z1. Während derjenigen Abschnitte von jeder Spannungswelle, während der die Größe der Spannung über der Zenerdiode Z1 kleiner als die Zener-Durchbruchsspannung ist, entlädt sich der Kondensator C3 relativ langsam und hält dadurch eine im wesentlichen konstante Gleichstrom-Vorspannung zwischen dem Kollektor C und dem Emitter E aufrecht. Der Widerstand R2 dient zur Begrenzung des Stromflusses durch die Zenerdiode Z1 auf einen zulässigen Wert. Die Spannung über dem Widerstand R1, der als eine Ausgangslast für den Phototransistor T dient, wird zwischen Gate G1 und Gate G2 und Source S1 und S2 der FETs 19 bzw. 20 angelegt, um beide FETs im wesentlichen gleichzeitig in ihre leitenden Zustände zu schalten. Das heißt, immer wenn ein von der LED der Steuerlogik 18 geliefertes Lichtsignal durch den Kollektor C Basis-B-Übergang des Phototransistors T empfangen wird, tritt das Signal oder eine Verstärkung davon über, dem Widerstand R1 als eine Spannung mit ausreichender Größe auf, um die FETs 19 und 20 in leitenden Zustände zu schalten. Umgekehrt gilt, immer wenn kein Lichtsignal von der LED gesendet wird, bestehte eine unzureichende Spannung über den GI-SI- und G2-S2-sJbergängen der FETs 19 bzw. 20, um jedes FET in einem leitenden Zustand
zu halten oder in diesen Zustand zu schalten.
In Figur 3a ist eine Spannung V1, die üblicherweise sinusförmig ist, gezeigt, die zur Zeit t bei null Volt beginnt und an der Klemme 13 in bezug auf die Klemme 15 gemessen ist. In ähnlicher Weise und wie es in Figur 3b bezeigt ist, ist die Spannung V-, die an den invertierenden Eingang gelegt ist, zur Teit t null. Während der Zeitperiode t -t , wenn die Spannung V1 positiv wird, ist die Referenzspannung V größer als oder gleich der an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 gelegten Spannung, was eine positive Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 34 zur Folge hat, wodurch Strom durch die lichtemittierende Diode LED fließt und diese'Licht erzeugt. Das von der LED emittierte Licht trifft auf den Phototransistor T auf und schaltet die FETs 19 und 20 in einen leitenden Zustand, wodurch der Kondensator Ql elektrisch der. Kondensator C1 parallel geschaltet wird. Somit ist die Spannung V-über dem Kondensator C2 die gleiche wie die Spannung V1 zwischen tQ-t1. Zur Zeit t1 überschreitet die Spannung V _ am invertierenden Eingang die Bezugsspannung V , wodurch die Schalt· einrichtung 17 gesperrt wird und die Spannung V auf einem konstanten Wert bleibt bis zur Zeit t_ , wenn V-, wieder gleich V
* R / Σ\
ist. Zur Zeit t2 wird die Schalteinrichtung 17 durchgeschaltet, wodurch die Kondensatoren C1 und C2 wieder elektrisch parallel geschaltet werden. Die Spannungen V1 und V- sind wieder gleich bis zur Zeit t3, zu welcher Zeit die Spannung V _ die Bezugsspannung V überschreitet, wodurch die Schalteinrichtung 17 in einen nicht-leitenden Zustand schaltet. Die Spannung V-bleibt auf der gleichen konstanten SpannungsgröSe, die zwischen der Zeitperiode t.-t2 auftritt, bis die Spannung V , die 3ezucsspannung V ir. der GrcSe nicht mehr überschreitet,
rC
d. h. bis zur Zeit t., zu der die Schalteinrichtung 17 in ihren leitenden Zustand geschaltet wird. Die Leistungseinspeisung 10 arbeitet weiterhin in der vorstehend beschriebenen Weise und bildet dadurch abwechselnde Zeitperioden, wenn der Strom I2 durch die Lampe 11 fließt.
Wie vorstehend bereits erwähnt wurde, fließt im wesentlichen kein zirkulierender Strom in der elektrischen Schleife, die durch die Kondensatoren C1/ C2 und die Schalteinrichtung 17 gebildet wird. Die Schalteinrichtung 17 wird gesperrt und dann wieder durchgeschaltet bei im wesentlichen der gleichen Spannungshöhe und schaltet deshalb den Kondensator C2 parallel zurr. Kondensator C1 , wenn die Spannungen V. und V_ im wesentlichen gleich sind.
Wenn gemäß Figur 3b die Bezugsspannung V größer oder gleich der Spannung ist, die an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 angelegt ist, wird dessen Ausgangsspannung den Verlauf haben, wie er durch die ausgezogenen Linien in Figur 3c dargestellt ist. Wenn jedoch die Referenzspannung V in der Größe verändert wird, indem der Widerstand des Potentiometers R4 zwischen den Knotenpunkten 31 und 36 eingestellt wird, verändert sich die Zeitdauer der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers. Wenn beispielsweise eine kleinere Referenzspannung V1 gewählt wird, wird die Zeitdauer der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers, wie sie in Figur 3c in gestrichelten Linie dargestellt ISt7 kürzer sein, wodurch die Schalteinrichtung 17 für kürzere Zeitperioden durchgeschaltet wird. Je kürzer die Zeit, während der die Schalteinrichtung 17 geschlossen ist, desto kürzer wird die Zeit sein, während der der Kondensator C2 elektrisch dem Kondensator C1 parallel geschaltet ist, wie es durch die gestrichelten Linien der Karve V2 in Figur 3d dargestellt ist, wodurch
weniger Strom durch die Lampe 11 fließt. In ähnlicher Weise kann die Referenzspannung V_ in ihrer Amplitude vergrößert werden, wodurch längere Zeitperioden, in denen die Schalteinrichtung durchgeschaltet ist, und längere Zeitperioden entstehen,- in denen der Kondensator C2 dem Kondensator elektrisch parallel geschaltet ist, und ein größer Stromfluß durch die Lampe 11 auftritt.
Es sei darauf hingewiesen, daß, wenn eine Einstellung der Größe der Referenzspannung V_ gewünscht wird, eine derartige Einstellung während derjenigen Zeitperioden erfolgen sollte, in denen die Schalteinrichtung 17 durchgeschaltet ist, beispielsweise zwischen t -t. oder t_-t.,, im Gegensatz zu den sperrenden Perioden, wie beispielsweise ^-t- oder t,-t4, um sicherzustellen, daß im wesentlichen kein zirkulierender Stror. durch die Schalteinrichtung 17 fließt.
Die vorstehend beschriebene Leistungseinspeisung gemäß der Erfindung ist in der Lage, Spannungsänderungen für eine Wechselspannungsquelle 12 einzustellen. Das bedeutet, wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle 12 in der Größe bzw. Amplitude steigt oder fällt, die Spannung VR7 proportional steigt oder fällt und dadurch die Zeitdauer verkürzt bzw. verlängert, während der die Schalteinrichtung 17 durchgeschaltet ist, woraus ein im wesentlichen konstanter Stromfluß durch die Lampe 11 resultiert. Weiterhin sind zwar der Stromfluß, die Leistung und die Helligkeit durch manuelle Einstellung eines variablen Widerstandes, d. h. zwischen den Knotenpunkten 31 und 36 des Potentiometers R4, festgelegt, aber sei darauf hingewiesen, daß eine Steuerlogik verwendet werden kann, wobei ein Rückführungsignal in Mitte,l zum automatischen Einstellen des Widerstandes zwischen den Knotenpunkten 31 und 36 des Potentiometers R4 eingegeben wird. Ein derartiges Rückführungssignal könnte beispielsweise auf den
Stromfluß durch die Last 11 ansprechen. Weiterhin werden erfindungsgemäß unter Verwendung einer kapazitiven Vorschalteinrichtung zur Lieferung einer kleinen Spannung über der Lampe 11 unerwünscht hohe Werte der elektromagnetischen Störung im Vergleich zum Stand der Technik vermieden. Ferner kann die erfindungsgemäße Leistungseinspeisung und insbesondere die Schalteinrichtung 17 bei relativ niedrigen Kosten und für relativ kleine Nennströme gefertigt werden, wobei eine hohe Zuverlässigkeit erreicht wird. Indem also die Schalteinrichtung 17 dem Hauptkondensator C1 parallel geschalter und ein- und ausgeschaltet wird, um irgendwelche zirkulierenden Ströme zwischen den Kondensatoren C1 und C2 im wesentlichen zu vermeiden, könnten die Schalteinrichtungen 17 einen relativ kleinen Nennstrom haben im Gegensatz zu bekannten Schaitmittein, wie beispielsweise einer Phasensteuerungsschaltung, die üblicherweise von dem höheren Lampenstrom durchflossen wird.
Ein anderer, durch die Erfindung erzielbarer Vorteil besteht in dem Schutz, der der Schalteinrichtung 17 während der hochfrequenten Schwankungen der Wechselstromquelle gegeben wird. Da nämlich die Schalteinrichtung 17 dem Hauptkondensator C1 elektrisch parallel geschaltet ist, lassen irgendwelche hochfrequenten Spannungen der Wechselstromquelle 12, beispielsweise aufgrund von Überspannungen, den Hauptkondensator C1 im wesentlichen als einen Kurzschluß erscheinen, wodurch die hochfre-
1. Leistungseinspeisung zur Lieferung von Leistung an eine Lampe mit einer Spannung, die kleiner als die Eingangsspannung der Leistungseinspeisung ist, gekennzeichnet dadurch , daß
(a) ein erstes Blindstromelement (C1) elektrisch in Reihe mit der Last (11) an die'Eingangsklemmen (13, 14) der Leistungseinspeisung (12) angeschlossen ist,
(b) ein zweites Blindstromelement (C2) vorgesehen ist und
(c) eine Schalteinrichtung (17) das zweite Blindstromelement (C2) dem ersten Blindstromelement (C1) während wenigstens eines Abschnittes von jeder Eingangswellenperiode der Leistungseinspeisung (10) parallel schaltet
2. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Größe der Spannung über jedem der Blindstromelemente (C1, C2) bei geschlossener Schalteinrichtung (17) im wesentlichen die gleiche ist.
3. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Blindstromelemente (C1, C2) Kondensatoren sind.
4. Leistungseinspeisung nach Punkt 3, gekennzeichnet dadurch, daß die Kapazität des zweiten kapazitiven Elements (C2) kleiner als die Kapazität des ersten kapazitiven Elements (CD ist.
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5. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Schalteinrichtung (17) zwei Feldeffekttransistoren (19, 2o) aufweist, die elektrisch in Reihe geschaltet sind, wobei darin ausgebildete parasitäre Dioden (D1, D2) elektrisch in entgegengesetzten Richtungen leitfähig sind.
6. Leistungseinspeisung nach Punkt 5, gekennzeichnet dadurch, daß die Feldeffekttransistoren (19, 20) im wesentlichen zur gleichen Zeit bei einem Signal von einer Steuerlogik (18) leitend sind.
7. Leistungseinspeisung nach Punkt 6, gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik (18) äie Größe der Spannung über dem ersten Blindstromelement (C1) mit einer Referenzspannung (V_) vergleicht und die Feldeffekttransistoren (19, 20) in einen leitenden Zustand schaltet, wenn die Größe der Referenzspannung (VR) etwa gleich oder größer ist als die Spannung des ersten Blindstromelements (C1), und in einen nicht-leitenden Zustand schaltet, wenn die Größe der Spannung des ersten Blindstromelements (C1) größer als die Referenzspannung (VR) ist.
8. Leistungseinspeisung nach Punkt 7, gekennzeichnet dadurch, daß der Vergleich bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung (10) erfolgt.
9. Leistungseinspeisung nach Punkt 8, gekennzeichnet dadurch, daß die Referenzspannung (V_) in Abhängigkeit von dem Laststromwert verändert wird.
10. Leistungseinspeisung nach Punkt 9, gekennzeichnet dadurch, daß die Referenzspannung (V_) bei jeder Eingangskurvenperiode der Leistungseinspeisung (10) verändert werden kann.
11. Leistungseinspeisung nach Punkt 10, gekennzeichnet dadurch, daß die Änderung der Referenzspannung (V-) während der leitenden Perioden der Schalteinrichtung (17) erfolgt.
12. Leistungseinspeisung nach Punkt 11, gekennzeichnet dadurch, daß die Logikschaltung (18) einen Operationsverstärker (34) aufweist, an dessem Ausgang ein Signal variabler Dauer geliefert ist, durch das die Schalteinrichtung (17) in den leitenden bzw. nicht-leitenden Zustand schaltbar ist.
13. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, die Schalteinrichtung (17) weist zwei Feldeffektransistoren (19, 20) auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind und bei einem Signal von einer Steuerlogik (18) im wesentlichen gleichzeitig leitend sind, wobei die Transistoren (19, 20) parasitäre Dioden (D1, D2) aufweisen, die elektrisch in entgegengesetzte Richtungen leiten, und die Steuerlogik (18) weist einen Operationsverstärker (34) auf, der die Spannung über dem ersten kapazitiven Element (C1) mit einer Referenzspannung (V ) bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung (10) vergleicht und die Transistoren in einen leitenden Zustand schaltet, wenn die Referenzspannung (V ) etwa gleich oder größer als die Spannung des ersten kapazitiven Elements (C1) ist, und in einen nicht-leitenden Zustand schaltet, wenn die Spannung des ersten kapazitiven Elements (C1) größer als die Referenzspannung (Vn) ist, wobei die Referenzspannung (V_) bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungs-
einspeisung (10) verändert werden kann, wenn die Transistoren (19, 20) leitend sind, wobei die Änderung in Abhängigkeit von dem Lampenstromwert erfolgt.
Claims (13)
- Erfindungsanspruch1. Leistungseinspeisung zur Lieferung von Leistung an eine Lampe mit einer Spannung, die kleiner als die Eingangsspannung der Leistungseinspeisung ist, gekennzeichnet dadurch, daß (a) ein erstes Blindstromelement (CI) elektrisch in Reihe mit der Last (11) an die Eingangsklemmen (13, 14) der Leistungseinspeisung (12) angeschlossen ist, (b) ein zweites Blindstromelement (C2) vorgesehen ist und (c) eine Schalteinrichtung (17) das zweite Blindstromeie-ment (C2) dem ersten Blindstromelement (C1) während wenigstens eines Abschnittes von jeder Eingangswellenperiode der Leistungseinspeisung (10) parallel schaltet.
- 2. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Größe der Spannung über jedem der Blindstromelemente (C1, C2) bei geschlossener Schalteinrichtung (17) im wesentlichen die gleiche ist.
- 3. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Blindstromelemente (C1, C2) Kondensatoren sind.
- 4. Leistungseinspeisung nach Punkt 3, gekennzeichnet dadurch, daß die Kapazität des zweiten kapazitiven Elements (C2) kleiner als die Kapazität des ersten kapazitiven Elements (CI) ist.
- 5. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, ' gekennzeichnet dadurch, daß die Schalteinrichtung (17) zwei Feldeffekttransistoren (19, 2o) aufweist, die elektrisch in Reihe geschaltet sind, wobei darin ausgebildete parasitäre Dioden (DI, D2) elektrisch in entgegengesetzten Richtungen leitfähig sind.
- 6. Leistungseinspeisung nach Punkt 5, gekennzeichnet dadurch, daß die Feldeffekttransistoren (19, 20) im wesentlichen zur gleichen Zeit bei einem Signal von einer Steuerlogik (18) leitend sind.
- 7. Leistungseinspeisung nach Punkt 6, gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik (18) die Größe der Spannung über dem ersten Blindstromelement (CD mit einer Referenzspannung (Vo) vergleicht und die Feldeffekttransistoren (19, 20) in einen leitenden Zustand schaltet, wenn die Größe der Referenzspannung (V ) etwa gleich oder größer ist als die Spannung des ersten Blindstromelements (C1), und in einen nicht-leitenden Zustand schaltet, wenn die Größe der Spannung des ersten Blindstromelements (C1) größer als die Referenzspannung (VR) ist.
- 8. Leistungseinspeisung nach Punkt 7, gekennzeichnet dadurch, daß der Vergleich bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung (10) erfolgt.
- 9. Leistungseinspeisung nach Punkt 8, gekennzeichnet dadurch, daß die Referenzspannung (VR) in Abhängigkeit von dem Laststromwert verändert wird.
- 10. Leistungseinspeisung nach Punkt 9, gekennzeichnet dadurch, daß die Referenzspannung (VR) bei jeder Fingangskurvenperiode der Leistungseinspeisung (10) verändert werden kann.
- 11. Leistungseinspeisung nach Punkt 10, gekennzeichnet dadurch, daß die Änderung der Referenzspannung (V ) während der lei-tenden Perioden der Schalteinrichtung (17) erfolgt.
- 12. Leistungseinspeisung nach Punkt 11, gekennzeichnet dadurch, daß die Logikschaltung (18) einen Operationsverstärker (34) aufweist, an dessen Ausgang ein Signal variabler Dauer geliefert ist, durch das die Schalteinrichtung (17) in den leitenden bzw. nicht-leitenden Zustand schaltbar ist.
- 13. Leistungseinspeisung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, die Schalteinrichtung (17) weist zwei Feldeffektransistoren (19, 20) auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind und bei einem Signal von einer Steuerlogik (18)· im wesentlichen gleichzeitig leitend sind, wobei die Transistoren (19, 20) parasitäre Dioden (D1, D2) aufweisen, die elektrisch in entgegengesetzte Richtungen leiten, und die Steuerlogik (18) weist einen Operationsverstärker (34) auf, der die Spannung über dem ersten kapazitiven Element (C1) mit einer Referenzspannung (V ) bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung (10) vergleicht und die Transistoren in einen leitenden Zustand schaltet, wenn die Referenzspannung (V ) etwa gleich oder größer als die Spannung des ersten kapazitiven Elements (C1) ist, und in einen nicht-leitenden Zustand schaltet, wenn die Spannung des ersten kapazitiven Elements (C1) größer als die Referenzspannung (V ) ist, wobei die Referenzspannung (V ) bei jeder Halbwelle der Eingangskurve der Leistungseinspeisung (10) verändert werden kann, wenn die Transistoren (19, 20) leitend sind, wobei die Änderung in Abhängigkeit von dem Lampenstromwert erfolgt.
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