JP3562807B2 - 可変電流源 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、予め設定された値の交流電流を供給する定電流源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術と発明が解決しようとする課題】
従来より、簡便に用いられる定電流源として、電源と負荷との間に鉄心コイルを挿入したものがある。この鉄心コイルを使用した定電流源は、回路は簡単だが，重く大きく、熱損も大きいという欠点がある。
一方、高周波スイッチング回路で定電流源を構成することも可能であるが、高周波を扱うので、高周波ノイズが放射されて、回りの機器に悪い影響を及ぼす。
【０００３】
そこで、商用電源周波数をそのまま用いて、交流電流を供給することのできる定電流源の開発が望まれている。
また、交流電流値を、任意に設定することができれば、さらに有用である。
本発明は、軽くコンパクトで、熱の発生が少なく、高周波ノイズも出ない可変電流源を実現することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
(１)本発明の可変電流源は、図１に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ1とコンデンサＣ1とを有する。前記スイッチング素子Ｓ1は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ1を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子である。スイッチング素子Ｓ1は、コンデンサＣ1の両端電圧が設定電圧（Ｅ1）を超えればオン、設定電圧（Ｅ1）以下であればオフとなるように制御される。
【０００５】
負荷電圧は、電源電圧に比べて無視できるほど小さいものとする。前記の構成によれば、交流電圧Ｖの正の半サイクルではスイッチング素子Ｓ１を通してコンデンサＣ１が充電されていく。交流電圧Ｖがピーク値から下がり始めると、コンデンサＣ１は放電を始めるが、コンデンサＣ１の電圧が正の設定電圧Ｅ１（Ｅ１の括弧を省略して表記する。以下同じ）以下になった時点でスイッチング素子Ｓ１が他方向の電流に対してオフになり、コンデンサＣ１の電圧はＥ１に保持される。
【０００６】
以降のサイクルでは、交流電源Ｖが設定電圧Ｅ１を超えた時のみコンデンサＣ１が充放電され、交流電源Ｖが設定電圧Ｅ１以下になると、コンデンサＣ１の電圧はＥ１に保持される。
負荷電流は、コンデンサＣ１の電圧を微分したものであり、コンデンサＣ１が充放電している時のみ、電流が発生する。コンデンサＣ１が充放電するのは，交流電源Ｖが設定電圧Ｅ１を超えている時のみであるから、このときのみ電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧Ｅ１の関数となる。設定電圧Ｅ１が小さいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなる。設定電圧Ｅ１が大きいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間は短くなり，電流値は小さくなる。したがって、設定電圧Ｅ１を制御することにより、電流値を制御することができる。
【０００７】
設定電圧Ｅ１の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ１は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。電解コンデンサには極性があり、一般には交流に使用できないという欠点があるが、コンデンサＣ１の電圧を設定電圧Ｅ１より下げないことにより、この欠点を回避できる。
【０００８】
(２)本発明の可変電流源は、図２に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ2とコンデンサＣ2とを有し、前記スイッチング素子Ｓ2は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ2を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ2の両端電圧が負の設定電圧−Ｅ2を負側に超えればオン、設定電圧（−Ｅ2）以上であればオフとなるように制御される。
【０００９】
負荷電圧は、電源電圧に比べて無視できるほど小さいものとする。前記の構成によれば、交流電圧Ｖの負の半サイクルではスイッチング素子Ｓ２を通してコンデンサＣ２が充電されていく。交流電圧Ｖが負のピーク値から上がり始めると、コンデンサＣ２は放電を始めるが、コンデンサＣ１の電圧が負の設定電圧−Ｅ２以上になった時点でスイッチング素子Ｓ２が他方向の電流に対してオフになり、コンデンサＣ２の電圧は−Ｅ２に保持される。
【００１０】
以降のサイクルでは、交流電源Ｖが設定電圧−Ｅ２を下回った時のみコンデンサＣ２が充放電され、交流電源Ｖが設定電圧−Ｅ２以上になると、コンデンサＣ２の電圧は−Ｅ２に保持される。
一方、負荷電流は、コンデンサＣ２の電圧を微分したものとなり、交流電源Ｖが設定電圧−Ｅ２を負側に超えている時のみ電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧−Ｅ２の関数となる。設定電圧−Ｅ２の絶対値が小さいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなり、設定電圧−Ｅ２の絶対値が大きいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が短くなり、電流値は小さくなる。したがって、設定電圧−Ｅ２を制御することにより、電流値を制御することができる。
【００１１】
設定電圧−Ｅ２の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ２は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。電解コンデンサには極性があり、一般には交流に使用できないという欠点があるが、コンデンサＣ２の電圧を設定電圧−Ｅ２より上げないことにより、この欠点を回避している。
【００１２】
(３)本発明の可変電流源は、図３に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ1とコンデンサＣ１と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ２とコンデンサＣ２とを有し、
前記スイッチング素子Ｓ1は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ１を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ１の両端電圧が設定電圧Ｅ1を超えればオン、設定電圧Ｅ1以下であればオフとなるように制御されるものであり、
前記スイッチング素子Ｓ2は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ２を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ２の両端電圧が負の設定電圧−Ｅ2を負側に超えればオン、設定電圧−Ｅ2以上であればオフとなるように制御される。
【００１３】
この構成は、図１の可変電流源と、図２の可変電流源とを組み合わせた両波式可変電流源であり, この結果、出力電流は、正の半サイクルで設定電圧Ｅ1により制御を受け、負の半サイクルで設定電圧−Ｅ2により制御を受けるようになる。
また、設定電圧Ｅ1，−Ｅ2の値を連続可変にすることもできる。これによれば、電流の連続調節が可能な可変電流源を実現することができる。
【００１４】
前記コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２は、それぞれ電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。電解コンデンサには極性があり、一般には交流に使用できないという欠点があるが、コンデンサＣ１の電圧を設定電圧Ｅ１以上に保持し、コンデンサＣ２の電圧を設定電圧−Ｅ２以下に保持することによりこの欠点を回避している。
【００１５】
(４) 本発明の可変電流源は、図４に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１とコンデンサＣ１と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ１と参照用コンデンサＣ01とを有する。前記ダイオードＤ１の向きは、交流電源Ｖの正の半サイクルで参照用コンデンサＣ01を充電する向きである。前記スイッチング素子Ｓ１は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ１を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ１の電圧Ｖ1が電源電圧のピーク値Ｖpに負の設定電圧−Ｅ1を足した値Ｖp−Ｅ1を超えていればオン、値Ｖp−Ｅ1以下であればオフとなるように制御される（請求項１）。
【００１６】
前記の構成によれば、交流電圧Ｖの正の半サイクルではスイッチング素子Ｓ１を通してコンデンサＣ１が充電されていくとともに、ダイオードＤ１を通して参照用コンデンサＣ０１が充電されていく。交流電圧Ｖがピーク値から下がり始めると、コンデンサＣ１は放電を始めるが、参照用コンデンサＣ０１は放電の回路がなく、放電しない。したがって、参照用コンデンサＣ０１の電圧Ｖ０１は、交流電圧Ｖのピーク値Ｖｐに保たれる。コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が−Ｖｐと設定電圧Ｅ１との差Ｖｐ−Ｅ１以下になればスイッチング素子Ｓ１がオフになり、前記コンデンサＣ１の電圧Ｖ１はＶｐ−Ｅ１に保持される。
【００１７】
以降のサイクルでは、交流電源ＶがＶｐと設定電圧Ｅ１との差を超えた時
Ｖ＞Ｖｐ−Ｅ１ （１）
コンデンサＣ１が充放電され、交流電源Ｖが−Ｖｐと設定電圧Ｅ１との差以下になると、
Ｖ≦Ｖｐ−Ｅ１ （２）
コンデンサＣ１の電圧はＶｐ−Ｅ１に保持される。
【００１８】
負荷電流は、コンデンサＣ１の電圧を微分したものであり、コンデンサＣ１が充放電している時のみ、電流が発生する。コンデンサＣ１が充放電するのは，交流電源Ｖが前記（１）式を満たしている時であるから、このとき電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧Ｅ１の関数となる。設定電圧Ｅ１が大きいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなる。設定電圧Ｅ１が小さいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間が短くなり、電流値は小さくなる。したがって、設定電圧Ｅ１を制御することにより、電流値を制御することができる。
【００１９】
この発明では、参照用コンデンサＣ０１を付加して、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１と参照用コンデンサＣ０１の電圧Ｖ０１との電圧差を制御に利用しているため、負荷電圧ＶＬが変動しても、安定した電流値の制御が可能になる。
設定電圧Ｅ１の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ１は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。
【００２０】
(５) 本発明の可変電流源は、図５に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ２とコンデンサＣ２と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ２と参照用コンデンサＣ02とを有する。前記ダイオードＤ２の向きは、交流電源Ｖの負の半サイクルで参照用コンデンサＣ02を充電する方向である。
前記スイッチング素子Ｓ２は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ２を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ２の電圧Ｖ2が、電源電圧の負のピーク値−Ｖpに設定電圧Ｅ2を足した値（−Ｖp＋Ｅ2）を下回っていればオン、値（−Ｖp＋Ｅ2）以上であればオフとなるように制御される（請求項２）。
【００２１】
負荷電圧をＶＬとする。前記の構成によれば、交流電圧Ｖの負の半サイクルではスイッチング素子Ｓ２を通してコンデンサＣ２が充電されていくとともに、ダイオードＤ２を通して参照用コンデンサＣ０２が充電されていく。交流電圧Ｖがピーク値から上がり始めると、コンデンサＣ２は放電を始めるが、参照用コンデンサＣ０２は放電の回路がなく、参照用コンデンサＣ０２の電圧Ｖ０２は、ほぼ一定電圧−Ｖｐを保つ。コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が、値（−Ｖｐ＋Ｅ２）以上となった時点でスイッチング素子Ｓ２がオフになり、前記差電圧Ｖ２−Ｖ０２は−Ｅ２に保持される。したがって、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、以後ほぼ一定値を保つことになる。
【００２２】
以降のサイクルでは、電源電圧Ｖが、値（−Ｖｐ＋Ｅ２）を負側に超えた時
Ｖ＜−Ｖｐ＋Ｅ２ （３）
コンデンサＣ２が充電され、電源電圧Ｖが、値（−Ｖｐ＋Ｅ２）以上になると、
Ｖ≧−Ｖｐ＋Ｅ２ （４）
コンデンサＣ２の電圧は−Ｖｐ＋Ｅ２に保持される。
負荷電流は、コンデンサＣ２の電圧を微分したものであり、コンデンサＣ２が充放電している時のみ、電流が発生する。コンデンサＣ２が充放電するのは，交流電源Ｖが前記（３）式を満たしている時であるから、このとき電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧−Ｅ２の関数となる。設定電圧−Ｅ２の絶対値が小さいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が短くなり、電流値は小さくなる。設定電圧−Ｅ２の絶対値が大きいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなる。したがって、設定電圧−Ｅ２を制御することにより、電流値を制御することができる。
【００２３】
この発明では、参照用コンデンサＣ０２を付加して、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２と参照用コンデンサＣ０２の電圧Ｖ０２との電圧差を制御に利用しているため、負荷電圧ＶＬが変動しても、安定した電流値の制御が可能になる。
設定電圧−Ｅ２の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ２は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。
【００２４】
（６） 本発明の可変電流源は、図６に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１とコンデンサＣ１と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ１と参照用コンデンサＣ０１とを有する。前記ダイオードＤ１の向きは、交流電源Ｖの正の半サイクルで参照用コンデンサＣ０１を充電する方向である。また、同可変電流源は、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ２とコンデンサＣ２と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ２と参照用コンデンサＣ０２とを有する。前記ダイオードＤ２の向きは、交流電源Ｖの負の半サイクルで参照用コンデンサＣ０２を充電する方向である。
【００２５】
前記スイッチング素子Ｓ１は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ１を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ１の電圧が、電源電圧のピーク値Ｖpに設定電圧−Ｅ1を足した値（Ｖp−Ｅ1）を超えていればオン、値（Ｖp−Ｅ1）以下であればオフとなるように制御されるものである。前記スイッチング素子Ｓ２は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ２を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ２の電圧が、電源電圧の負のピーク値−Ｖpに設定電圧Ｅ2を足した値（−Ｖp＋Ｅ2）を下回っていればオン、値（−Ｖp＋Ｅ2）以上であればオフとなるように制御される（請求項３）。
【００２６】
この構成は、請求項１の可変電流源と、請求項２の可変電流源とを組み合わせた両波式可変電流源であり, この結果、出力電流は、正の半サイクルで設定電圧Ｅ1により制御を受け、負の半サイクルで設定電圧Ｅ2により制御を受けるようになる。
また、設定電圧Ｅ1，Ｅ2の値を連続可変にすることもできる。これによれば、電流の連続調節が可能な可変電流源を実現することができる。
【００２７】
前記コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２は、それぞれ電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
―第一の実施形態―
図７は、本発明の可変電流源（両波式）の回路図である。
交流電源Ｖと負荷との間に２つの電流可変回路（正の半波電流可変回路と負の半波電流可変回路という）が、互いに並列に接続されている。
【００２９】
正の半波電流可変回路は、正の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ１とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ１とを備えている。スイッチングトランジスタＱ１の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ１につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ３が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ１の負荷端から可変電圧源Ｂ１がつながれ、可変電圧源Ｂ１の他端と電解コンデンサＣ１との間に電圧比較器Ａ１が接続されている。電圧比較器Ａ１の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ１のベースにつながっている。
【００３０】
負の半波電流可変回路は、負の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ２とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ２とを備えている。スイッチングトランジスタＱ２の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ２につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ４が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ２の負荷端から可変電圧源Ｂ２がつながれ、可変電圧源Ｂ２の他端と電解コンデンサＣ２の他端との間に電圧比較器Ａ２が接続されている。電圧比較器Ａ２の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ２のベースにつながっている。
【００３１】
スイッチングトランジスタＱ１とＱ２とは、Ｑ１がＰＮＰトランジスタ、Ｑ２がＮＰＮトランジスタとなっている。電解コンデンサＣ１は負荷につながる極が負極、スイッチングトランジスタＱ１につながる極が正極となる。電解コンデンサＣ２は負荷につながる極が正極、スイッチングトランジスタＱ２につながる極が負極となる。ダイオードＤ３は正の半サイクルで電解コンデンサＣ１を充電する方向に接続され、ダイオードＤ４は負の半サイクルで電解コンデンサＣ２を充電する方向に接続されている。可変電圧源Ｂ１は、電圧比較器Ａ１につながるほうが正極となり、可変電圧源Ｂ２は、電圧比較器Ａ２につながるほうが負極になっている。電圧比較器Ａ１は、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が可変電圧源Ｂ１の電圧Ｅ１より低下したときに、スイッチングトランジスタＱ１のベースに正の出力を出し、電圧比較器Ａ２は、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が可変電圧源Ｂ２の電圧−Ｅ２より上昇したときに、スイッチングトランジスタＱ２のベースに負の出力を出す。
【００３２】
前記可変電圧源Ｂ１の電圧Ｅ１、可変電圧源Ｂ２の電圧−Ｅ２は、図示しない定電圧ダイオードや抵抗分圧回路など公知の手段により、連続的又は離散的に設定可能なものである。
以上の可変電流源の動作を説明する。
図８は、電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの波形図である。横軸のｔは時間を示している。電源電圧Ｖの正の半サイクルをＰ１，Ｐ２，．．．で表し、電源電圧Ｖの負の半サイクルをＮ１，Ｎ２，．．．で表す。
【００３３】
ｔ＝０で電源を投入したとする。電解コンデンサＣ１は、最初の正の半サイクルＰ１に、ダイオードＤ３を通して充電が開始される。電源電圧Ｖがピーク値Ｖｐに達した後、ピーク値Ｖｐから下降しはじめる。電源電圧Ｖが電圧Ｅ１になると、電圧比較器Ａ１の動作によりスイッチングトランジスタＱ１はオフになる。電解コンデンサＣ１の放電は止まり、その電圧はＥ１に保持される。
負の半サイクルＮ１では、ダイオードＤ４を通して電解コンデンサＣ２が充電される。電源電圧Ｖがピーク値−Ｖｐに達した後、ピーク値−Ｖｐから上昇しはじめ、電圧−Ｅ２になると、電圧比較器Ａ２の動作によりスイッチングトランジスタＱ２はオフになる。電解コンデンサＣ２の放電は止まり、その電圧は−Ｅ２に保持される。
【００３４】
次の正の半サイクルＰ２では、この半サイクルＰ２の途中で電源電圧Ｖが、電圧Ｅ１を超えると、電解コンデンサＣ１への充電が再開される。
次の負の半サイクルＮ２では、この半サイクルＮ２の途中で、電源電圧Ｖが電圧−Ｅ２を超えると、電解コンデンサＣ２への充電が再開される。
以上のようにして、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電は、電源電圧Ｖが、電圧Ｅ１を超えているとき、及び電圧−Ｅ２を負側に超えているときのみ行われる。電流Ｉは、図８（ｃ）に示すように、電解コンデンサＣ１，Ｃ２が充放電しているときに流れる。この電流Ｉの値は、電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２の設定により決定される。電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２を変化させれば、電流値Ｉも変化する。
【００３５】
―第二の実施形態―
図９は、本発明の可変電流源（両波式）の回路図である。
交流電源Ｖと負荷との間に２つの電流可変回路（正の半波電流可変回路と負の半波電流可変回路という）が、互いに並列に接続されている。
正の半波電流可変回路は、正の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ１とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ１とを備えている。スイッチングトランジスタＱ１の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ１につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ３が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ１の負荷端から参照用の電解コンデンサＣ０１と可変電圧源Ｂ１がつながれ、可変電圧源Ｂ１の他端と電解コンデンサＣ１との間に電圧比較器Ａ１が接続されている。電圧比較器Ａ１の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ１のベースにつながっている。
【００３６】
負の半波電流可変回路は、負の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ２とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ２とを備えている。スイッチングトランジスタＱ２の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ２につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ４が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ２の負荷端から参照用の電解コンデンサＣ０２と可変電圧源Ｂ２がつながれ、可変電圧源Ｂ２の他端と電解コンデンサＣ２との間に電圧比較器Ａ２が接続されている。電圧比較器Ａ２の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ２のベースにつながっている。
【００３７】
スイッチングトランジスタＱ１とＱ２とは、Ｑ１がＰＮＰトランジスタ、Ｑ２がＮＰＮトランジスタとなっている。電解コンデンサＣ１、電解コンデンサＣ０１は負荷につながる極が負極となる。電解コンデンサＣ２、電解コンデンサＣ０２は負荷につながる極が正極となる。ダイオードＤ３は正の半サイクルで電解コンデンサＣ１を充電する方向に接続され、ダイオードＤ４は負の半サイクルで電解コンデンサＣ２を充電する方向に接続されている。可変電圧源Ｂ１は、電圧比較器Ａ１につながるほうが負極となり、可変電圧源Ｂ２は、電圧比較器Ａ２につながるほうが正極になっている。電圧比較器Ａ１は、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が可変電圧源Ｂ１につながる端子の電圧より低下したときに、スイッチングトランジスタＱ１のベースに正の出力を出し、電圧比較器Ａ２は、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が可変電圧源Ｂ２につながる端子の電圧より上昇したときに、スイッチングトランジスタＱ２のベースに負の出力を出す。
【００３８】
前記可変電圧源Ｂ１の電圧Ｅ１、可変電圧源Ｂ２の電圧−Ｅ２は、図示しない定電圧ダイオードや抵抗分圧回路など公知の手段により、連続的又は離散的に設定可能なものである。
以上の可変電流源の動作を説明する。
図１０は、電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの波形図である。横軸のｔは時間を示している。電源電圧Ｖの正の半サイクルをＰ１，Ｐ２，．．．で表し、電源電圧Ｖの負の半サイクルをＮ１，Ｎ２，．．．で表す。
【００３９】
ｔ＝０で電源を投入したとする。電解コンデンサＣ１は、最初の正の半サイクルＰ１に、ダイオードＤ３を通して充電が開始される。これと同時に参照用の電解コンデンサＣ０１がダイオードＤ１を通して充電される。電源電圧Ｖがピーク値Ｖｐに達した後、ピーク値Ｖｐから下降しはじめると、電解コンデンサＣ１は放電を始めるが、参照用の電解コンデンサＣ０１は放電せず、ピーク電圧Ｖｐを保持する。電源電圧Ｖが電圧Ｖｐ−Ｅ１になると、電圧比較器Ａ１の動作によりスイッチングトランジスタＱ１はオフになる。これにより電解コンデンサＣ１の放電は止まり、その電圧はＥ１に保持される。
【００４０】
負の半サイクルＮ１では、ダイオードＤ４を通して電解コンデンサＣ２が充電される。電源電圧Ｖがピーク値−Ｖｐに達した後、ピーク値−Ｖｐから上昇しはじめると、電解コンデンサＣ２は放電を始めるが、参照用の電解コンデンサＣ０２は放電せず、ピーク電圧−Ｖｐを保持する。電源電圧Ｖが電圧−Ｖｐ＋Ｅ２になると、電圧比較器Ａ２の動作によりスイッチングトランジスタＱ２はオフになる。電解コンデンサＣ２の放電は止まり、その電圧は−Ｖｐ＋Ｅ２に保持される。
【００４１】
次の正の半サイクルＰ２では、この半サイクルＰ２の途中で電源電圧Ｖは、電圧Ｖｐ−Ｅ１を超えると、電解コンデンサＣ１への充電が再開される。
次の負の半サイクルＮ２では、この半サイクルＮ２の途中で、電源電圧Ｖが電圧−Ｖｐ＋Ｅ２を超えると、電解コンデンサＣ２への充電が再開される。
以上のようにして、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電は、電源電圧Ｖが、電圧Ｖｐ−Ｅ１を超えているとき、及び電圧Ｖｐ＋Ｅ２を負側に超えているときのみ行われる。
【００４２】
電流Ｉは、図１０（ｃ）に示すように、電解コンデンサＣ１，Ｃ２が充放電しているときに流れる。この電流Ｉの値は、電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２の設定により決定される。電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２を変化させれば、電流値Ｉも変化する。
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、本発明の可変電流源（半波式）を実現としようとすれば、図７又は図９の正の半波電流可変回路、負の半波電流可変回路のいずれか一方のみを採用すればよい。その他本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、スイッチング素子、コンデンサなどで簡単に構成できる、小型、軽量の可変電流源を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図２】本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図３】本発明の可変電流源（両波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図４】参照用コンデンサを使った本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図５】参照用コンデンサを使った本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図６】参照用コンデンサを使った本発明の可変電流源（両波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図７】本発明の実施形態に係る、可変電流源（両波式）の回路構成図である。
【図８】電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの各波形図である。
【図９】本発明の実施形態に係る、参照用コンデンサを使った可変電流源（両波式）の回路構成図である。
【図１０】電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの各波形図である。
【符号の説明】
Ａ１ 制御回路
Ａ２ 制御回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ０１ 参照用コンデンサ
Ｃ０２ 参照用コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ スイッチングトランジスタ
Ｓ１ スイッチング素子
Ｓ２ スイッチング素子
Ｖ 交流電源
【発明の属する技術分野】
本発明は、予め設定された値の交流電流を供給する定電流源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術と発明が解決しようとする課題】
従来より、簡便に用いられる定電流源として、電源と負荷との間に鉄心コイルを挿入したものがある。この鉄心コイルを使用した定電流源は、回路は簡単だが，重く大きく、熱損も大きいという欠点がある。
一方、高周波スイッチング回路で定電流源を構成することも可能であるが、高周波を扱うので、高周波ノイズが放射されて、回りの機器に悪い影響を及ぼす。
【０００３】
そこで、商用電源周波数をそのまま用いて、交流電流を供給することのできる定電流源の開発が望まれている。
また、交流電流値を、任意に設定することができれば、さらに有用である。
本発明は、軽くコンパクトで、熱の発生が少なく、高周波ノイズも出ない可変電流源を実現することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
(１)本発明の可変電流源は、図１に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ1とコンデンサＣ1とを有する。前記スイッチング素子Ｓ1は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ1を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子である。スイッチング素子Ｓ1は、コンデンサＣ1の両端電圧が設定電圧（Ｅ1）を超えればオン、設定電圧（Ｅ1）以下であればオフとなるように制御される。
【０００５】
負荷電圧は、電源電圧に比べて無視できるほど小さいものとする。前記の構成によれば、交流電圧Ｖの正の半サイクルではスイッチング素子Ｓ１を通してコンデンサＣ１が充電されていく。交流電圧Ｖがピーク値から下がり始めると、コンデンサＣ１は放電を始めるが、コンデンサＣ１の電圧が正の設定電圧Ｅ１（Ｅ１の括弧を省略して表記する。以下同じ）以下になった時点でスイッチング素子Ｓ１が他方向の電流に対してオフになり、コンデンサＣ１の電圧はＥ１に保持される。
【０００６】
以降のサイクルでは、交流電源Ｖが設定電圧Ｅ１を超えた時のみコンデンサＣ１が充放電され、交流電源Ｖが設定電圧Ｅ１以下になると、コンデンサＣ１の電圧はＥ１に保持される。
負荷電流は、コンデンサＣ１の電圧を微分したものであり、コンデンサＣ１が充放電している時のみ、電流が発生する。コンデンサＣ１が充放電するのは，交流電源Ｖが設定電圧Ｅ１を超えている時のみであるから、このときのみ電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧Ｅ１の関数となる。設定電圧Ｅ１が小さいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなる。設定電圧Ｅ１が大きいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間は短くなり，電流値は小さくなる。したがって、設定電圧Ｅ１を制御することにより、電流値を制御することができる。
【０００７】
設定電圧Ｅ１の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ１は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。電解コンデンサには極性があり、一般には交流に使用できないという欠点があるが、コンデンサＣ１の電圧を設定電圧Ｅ１より下げないことにより、この欠点を回避できる。
【０００８】
(２)本発明の可変電流源は、図２に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ2とコンデンサＣ2とを有し、前記スイッチング素子Ｓ2は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ2を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ2の両端電圧が負の設定電圧−Ｅ2を負側に超えればオン、設定電圧（−Ｅ2）以上であればオフとなるように制御される。
【０００９】
負荷電圧は、電源電圧に比べて無視できるほど小さいものとする。前記の構成によれば、交流電圧Ｖの負の半サイクルではスイッチング素子Ｓ２を通してコンデンサＣ２が充電されていく。交流電圧Ｖが負のピーク値から上がり始めると、コンデンサＣ２は放電を始めるが、コンデンサＣ１の電圧が負の設定電圧−Ｅ２以上になった時点でスイッチング素子Ｓ２が他方向の電流に対してオフになり、コンデンサＣ２の電圧は−Ｅ２に保持される。
【００１０】
以降のサイクルでは、交流電源Ｖが設定電圧−Ｅ２を下回った時のみコンデンサＣ２が充放電され、交流電源Ｖが設定電圧−Ｅ２以上になると、コンデンサＣ２の電圧は−Ｅ２に保持される。
一方、負荷電流は、コンデンサＣ２の電圧を微分したものとなり、交流電源Ｖが設定電圧−Ｅ２を負側に超えている時のみ電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧−Ｅ２の関数となる。設定電圧−Ｅ２の絶対値が小さいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなり、設定電圧−Ｅ２の絶対値が大きいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が短くなり、電流値は小さくなる。したがって、設定電圧−Ｅ２を制御することにより、電流値を制御することができる。
【００１１】
設定電圧−Ｅ２の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ２は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。電解コンデンサには極性があり、一般には交流に使用できないという欠点があるが、コンデンサＣ２の電圧を設定電圧−Ｅ２より上げないことにより、この欠点を回避している。
【００１２】
(３)本発明の可変電流源は、図３に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ1とコンデンサＣ１と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ２とコンデンサＣ２とを有し、
前記スイッチング素子Ｓ1は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ１を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ１の両端電圧が設定電圧Ｅ1を超えればオン、設定電圧Ｅ1以下であればオフとなるように制御されるものであり、
前記スイッチング素子Ｓ2は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ２を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ２の両端電圧が負の設定電圧−Ｅ2を負側に超えればオン、設定電圧−Ｅ2以上であればオフとなるように制御される。
【００１３】
この構成は、図１の可変電流源と、図２の可変電流源とを組み合わせた両波式可変電流源であり, この結果、出力電流は、正の半サイクルで設定電圧Ｅ1により制御を受け、負の半サイクルで設定電圧−Ｅ2により制御を受けるようになる。
また、設定電圧Ｅ1，−Ｅ2の値を連続可変にすることもできる。これによれば、電流の連続調節が可能な可変電流源を実現することができる。
【００１４】
前記コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２は、それぞれ電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。電解コンデンサには極性があり、一般には交流に使用できないという欠点があるが、コンデンサＣ１の電圧を設定電圧Ｅ１以上に保持し、コンデンサＣ２の電圧を設定電圧−Ｅ２以下に保持することによりこの欠点を回避している。
【００１５】
(４) 本発明の可変電流源は、図４に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１とコンデンサＣ１と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ１と参照用コンデンサＣ01とを有する。前記ダイオードＤ１の向きは、交流電源Ｖの正の半サイクルで参照用コンデンサＣ01を充電する向きである。前記スイッチング素子Ｓ１は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ１を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ１の電圧Ｖ1が電源電圧のピーク値Ｖpに負の設定電圧−Ｅ1を足した値Ｖp−Ｅ1を超えていればオン、値Ｖp−Ｅ1以下であればオフとなるように制御される（請求項１）。
【００１６】
前記の構成によれば、交流電圧Ｖの正の半サイクルではスイッチング素子Ｓ１を通してコンデンサＣ１が充電されていくとともに、ダイオードＤ１を通して参照用コンデンサＣ０１が充電されていく。交流電圧Ｖがピーク値から下がり始めると、コンデンサＣ１は放電を始めるが、参照用コンデンサＣ０１は放電の回路がなく、放電しない。したがって、参照用コンデンサＣ０１の電圧Ｖ０１は、交流電圧Ｖのピーク値Ｖｐに保たれる。コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が−Ｖｐと設定電圧Ｅ１との差Ｖｐ−Ｅ１以下になればスイッチング素子Ｓ１がオフになり、前記コンデンサＣ１の電圧Ｖ１はＶｐ−Ｅ１に保持される。
【００１７】
以降のサイクルでは、交流電源ＶがＶｐと設定電圧Ｅ１との差を超えた時
Ｖ＞Ｖｐ−Ｅ１ （１）
コンデンサＣ１が充放電され、交流電源Ｖが−Ｖｐと設定電圧Ｅ１との差以下になると、
Ｖ≦Ｖｐ−Ｅ１ （２）
コンデンサＣ１の電圧はＶｐ−Ｅ１に保持される。
【００１８】
負荷電流は、コンデンサＣ１の電圧を微分したものであり、コンデンサＣ１が充放電している時のみ、電流が発生する。コンデンサＣ１が充放電するのは，交流電源Ｖが前記（１）式を満たしている時であるから、このとき電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧Ｅ１の関数となる。設定電圧Ｅ１が大きいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなる。設定電圧Ｅ１が小さいほど、コンデンサＣ１が充放電する時間が短くなり、電流値は小さくなる。したがって、設定電圧Ｅ１を制御することにより、電流値を制御することができる。
【００１９】
この発明では、参照用コンデンサＣ０１を付加して、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１と参照用コンデンサＣ０１の電圧Ｖ０１との電圧差を制御に利用しているため、負荷電圧ＶＬが変動しても、安定した電流値の制御が可能になる。
設定電圧Ｅ１の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ１は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。
【００２０】
(５) 本発明の可変電流源は、図５に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ２とコンデンサＣ２と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ２と参照用コンデンサＣ02とを有する。前記ダイオードＤ２の向きは、交流電源Ｖの負の半サイクルで参照用コンデンサＣ02を充電する方向である。
前記スイッチング素子Ｓ２は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ２を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ２の電圧Ｖ2が、電源電圧の負のピーク値−Ｖpに設定電圧Ｅ2を足した値（−Ｖp＋Ｅ2）を下回っていればオン、値（−Ｖp＋Ｅ2）以上であればオフとなるように制御される（請求項２）。
【００２１】
負荷電圧をＶＬとする。前記の構成によれば、交流電圧Ｖの負の半サイクルではスイッチング素子Ｓ２を通してコンデンサＣ２が充電されていくとともに、ダイオードＤ２を通して参照用コンデンサＣ０２が充電されていく。交流電圧Ｖがピーク値から上がり始めると、コンデンサＣ２は放電を始めるが、参照用コンデンサＣ０２は放電の回路がなく、参照用コンデンサＣ０２の電圧Ｖ０２は、ほぼ一定電圧−Ｖｐを保つ。コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が、値（−Ｖｐ＋Ｅ２）以上となった時点でスイッチング素子Ｓ２がオフになり、前記差電圧Ｖ２−Ｖ０２は−Ｅ２に保持される。したがって、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、以後ほぼ一定値を保つことになる。
【００２２】
以降のサイクルでは、電源電圧Ｖが、値（−Ｖｐ＋Ｅ２）を負側に超えた時
Ｖ＜−Ｖｐ＋Ｅ２ （３）
コンデンサＣ２が充電され、電源電圧Ｖが、値（−Ｖｐ＋Ｅ２）以上になると、
Ｖ≧−Ｖｐ＋Ｅ２ （４）
コンデンサＣ２の電圧は−Ｖｐ＋Ｅ２に保持される。
負荷電流は、コンデンサＣ２の電圧を微分したものであり、コンデンサＣ２が充放電している時のみ、電流が発生する。コンデンサＣ２が充放電するのは，交流電源Ｖが前記（３）式を満たしている時であるから、このとき電流が現れる。この電流の値は、前記設定電圧−Ｅ２の関数となる。設定電圧−Ｅ２の絶対値が小さいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が短くなり、電流値は小さくなる。設定電圧−Ｅ２の絶対値が大きいほど、コンデンサＣ２が充放電する時間が長くなり、電流値は大きくなる。したがって、設定電圧−Ｅ２を制御することにより、電流値を制御することができる。
【００２３】
この発明では、参照用コンデンサＣ０２を付加して、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２と参照用コンデンサＣ０２の電圧Ｖ０２との電圧差を制御に利用しているため、負荷電圧ＶＬが変動しても、安定した電流値の制御が可能になる。
設定電圧−Ｅ２の値が連続可変であれば、連続設定が可能な可変電流源を実現することができる。
前記コンデンサＣ２は、電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。
【００２４】
（６） 本発明の可変電流源は、図６に示すように、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１とコンデンサＣ１と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ１と参照用コンデンサＣ０１とを有する。前記ダイオードＤ１の向きは、交流電源Ｖの正の半サイクルで参照用コンデンサＣ０１を充電する方向である。また、同可変電流源は、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ２とコンデンサＣ２と、交流電源Ｖと負荷の間に直列に接続されたダイオードＤ２と参照用コンデンサＣ０２とを有する。前記ダイオードＤ２の向きは、交流電源Ｖの負の半サイクルで参照用コンデンサＣ０２を充電する方向である。
【００２５】
前記スイッチング素子Ｓ１は、交流電源Ｖの正の半サイクルでコンデンサＣ１を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ１の電圧が、電源電圧のピーク値Ｖpに設定電圧−Ｅ1を足した値（Ｖp−Ｅ1）を超えていればオン、値（Ｖp−Ｅ1）以下であればオフとなるように制御されるものである。前記スイッチング素子Ｓ２は、交流電源Ｖの負の半サイクルでコンデンサＣ２を充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、コンデンサＣ２の電圧が、電源電圧の負のピーク値−Ｖpに設定電圧Ｅ2を足した値（−Ｖp＋Ｅ2）を下回っていればオン、値（−Ｖp＋Ｅ2）以上であればオフとなるように制御される（請求項３）。
【００２６】
この構成は、請求項１の可変電流源と、請求項２の可変電流源とを組み合わせた両波式可変電流源であり, この結果、出力電流は、正の半サイクルで設定電圧Ｅ1により制御を受け、負の半サイクルで設定電圧Ｅ2により制御を受けるようになる。
また、設定電圧Ｅ1，Ｅ2の値を連続可変にすることもできる。これによれば、電流の連続調節が可能な可変電流源を実現することができる。
【００２７】
前記コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２は、それぞれ電解コンデンサであれば、容量／体積比が大きいという電解コンデンサの特徴を生かして、コンパクトな構造とすることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
―第一の実施形態―
図７は、本発明の可変電流源（両波式）の回路図である。
交流電源Ｖと負荷との間に２つの電流可変回路（正の半波電流可変回路と負の半波電流可変回路という）が、互いに並列に接続されている。
【００２９】
正の半波電流可変回路は、正の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ１とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ１とを備えている。スイッチングトランジスタＱ１の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ１につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ３が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ１の負荷端から可変電圧源Ｂ１がつながれ、可変電圧源Ｂ１の他端と電解コンデンサＣ１との間に電圧比較器Ａ１が接続されている。電圧比較器Ａ１の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ１のベースにつながっている。
【００３０】
負の半波電流可変回路は、負の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ２とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ２とを備えている。スイッチングトランジスタＱ２の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ２につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ４が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ２の負荷端から可変電圧源Ｂ２がつながれ、可変電圧源Ｂ２の他端と電解コンデンサＣ２の他端との間に電圧比較器Ａ２が接続されている。電圧比較器Ａ２の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ２のベースにつながっている。
【００３１】
スイッチングトランジスタＱ１とＱ２とは、Ｑ１がＰＮＰトランジスタ、Ｑ２がＮＰＮトランジスタとなっている。電解コンデンサＣ１は負荷につながる極が負極、スイッチングトランジスタＱ１につながる極が正極となる。電解コンデンサＣ２は負荷につながる極が正極、スイッチングトランジスタＱ２につながる極が負極となる。ダイオードＤ３は正の半サイクルで電解コンデンサＣ１を充電する方向に接続され、ダイオードＤ４は負の半サイクルで電解コンデンサＣ２を充電する方向に接続されている。可変電圧源Ｂ１は、電圧比較器Ａ１につながるほうが正極となり、可変電圧源Ｂ２は、電圧比較器Ａ２につながるほうが負極になっている。電圧比較器Ａ１は、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が可変電圧源Ｂ１の電圧Ｅ１より低下したときに、スイッチングトランジスタＱ１のベースに正の出力を出し、電圧比較器Ａ２は、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が可変電圧源Ｂ２の電圧−Ｅ２より上昇したときに、スイッチングトランジスタＱ２のベースに負の出力を出す。
【００３２】
前記可変電圧源Ｂ１の電圧Ｅ１、可変電圧源Ｂ２の電圧−Ｅ２は、図示しない定電圧ダイオードや抵抗分圧回路など公知の手段により、連続的又は離散的に設定可能なものである。
以上の可変電流源の動作を説明する。
図８は、電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの波形図である。横軸のｔは時間を示している。電源電圧Ｖの正の半サイクルをＰ１，Ｐ２，．．．で表し、電源電圧Ｖの負の半サイクルをＮ１，Ｎ２，．．．で表す。
【００３３】
ｔ＝０で電源を投入したとする。電解コンデンサＣ１は、最初の正の半サイクルＰ１に、ダイオードＤ３を通して充電が開始される。電源電圧Ｖがピーク値Ｖｐに達した後、ピーク値Ｖｐから下降しはじめる。電源電圧Ｖが電圧Ｅ１になると、電圧比較器Ａ１の動作によりスイッチングトランジスタＱ１はオフになる。電解コンデンサＣ１の放電は止まり、その電圧はＥ１に保持される。
負の半サイクルＮ１では、ダイオードＤ４を通して電解コンデンサＣ２が充電される。電源電圧Ｖがピーク値−Ｖｐに達した後、ピーク値−Ｖｐから上昇しはじめ、電圧−Ｅ２になると、電圧比較器Ａ２の動作によりスイッチングトランジスタＱ２はオフになる。電解コンデンサＣ２の放電は止まり、その電圧は−Ｅ２に保持される。
【００３４】
次の正の半サイクルＰ２では、この半サイクルＰ２の途中で電源電圧Ｖが、電圧Ｅ１を超えると、電解コンデンサＣ１への充電が再開される。
次の負の半サイクルＮ２では、この半サイクルＮ２の途中で、電源電圧Ｖが電圧−Ｅ２を超えると、電解コンデンサＣ２への充電が再開される。
以上のようにして、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電は、電源電圧Ｖが、電圧Ｅ１を超えているとき、及び電圧−Ｅ２を負側に超えているときのみ行われる。電流Ｉは、図８（ｃ）に示すように、電解コンデンサＣ１，Ｃ２が充放電しているときに流れる。この電流Ｉの値は、電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２の設定により決定される。電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２を変化させれば、電流値Ｉも変化する。
【００３５】
―第二の実施形態―
図９は、本発明の可変電流源（両波式）の回路図である。
交流電源Ｖと負荷との間に２つの電流可変回路（正の半波電流可変回路と負の半波電流可変回路という）が、互いに並列に接続されている。
正の半波電流可変回路は、正の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ１とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ１とを備えている。スイッチングトランジスタＱ１の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ１につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ３が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ１の負荷端から参照用の電解コンデンサＣ０１と可変電圧源Ｂ１がつながれ、可変電圧源Ｂ１の他端と電解コンデンサＣ１との間に電圧比較器Ａ１が接続されている。電圧比較器Ａ１の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ１のベースにつながっている。
【００３６】
負の半波電流可変回路は、負の半サイクルの電流を制限する回路であり、スイッチングトランジスタＱ２とこれと直列に接続された電解コンデンサＣ２とを備えている。スイッチングトランジスタＱ２の極性は、交流電源Ｖにつながる側がコレクタ、電解コンデンサＣ２につながる側がエミッタである。スイッチングトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ４が並列に接続されている。さらに電解コンデンサＣ２の負荷端から参照用の電解コンデンサＣ０２と可変電圧源Ｂ２がつながれ、可変電圧源Ｂ２の他端と電解コンデンサＣ２との間に電圧比較器Ａ２が接続されている。電圧比較器Ａ２の比較出力は、スイッチングトランジスタＱ２のベースにつながっている。
【００３７】
スイッチングトランジスタＱ１とＱ２とは、Ｑ１がＰＮＰトランジスタ、Ｑ２がＮＰＮトランジスタとなっている。電解コンデンサＣ１、電解コンデンサＣ０１は負荷につながる極が負極となる。電解コンデンサＣ２、電解コンデンサＣ０２は負荷につながる極が正極となる。ダイオードＤ３は正の半サイクルで電解コンデンサＣ１を充電する方向に接続され、ダイオードＤ４は負の半サイクルで電解コンデンサＣ２を充電する方向に接続されている。可変電圧源Ｂ１は、電圧比較器Ａ１につながるほうが負極となり、可変電圧源Ｂ２は、電圧比較器Ａ２につながるほうが正極になっている。電圧比較器Ａ１は、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が可変電圧源Ｂ１につながる端子の電圧より低下したときに、スイッチングトランジスタＱ１のベースに正の出力を出し、電圧比較器Ａ２は、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が可変電圧源Ｂ２につながる端子の電圧より上昇したときに、スイッチングトランジスタＱ２のベースに負の出力を出す。
【００３８】
前記可変電圧源Ｂ１の電圧Ｅ１、可変電圧源Ｂ２の電圧−Ｅ２は、図示しない定電圧ダイオードや抵抗分圧回路など公知の手段により、連続的又は離散的に設定可能なものである。
以上の可変電流源の動作を説明する。
図１０は、電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの波形図である。横軸のｔは時間を示している。電源電圧Ｖの正の半サイクルをＰ１，Ｐ２，．．．で表し、電源電圧Ｖの負の半サイクルをＮ１，Ｎ２，．．．で表す。
【００３９】
ｔ＝０で電源を投入したとする。電解コンデンサＣ１は、最初の正の半サイクルＰ１に、ダイオードＤ３を通して充電が開始される。これと同時に参照用の電解コンデンサＣ０１がダイオードＤ１を通して充電される。電源電圧Ｖがピーク値Ｖｐに達した後、ピーク値Ｖｐから下降しはじめると、電解コンデンサＣ１は放電を始めるが、参照用の電解コンデンサＣ０１は放電せず、ピーク電圧Ｖｐを保持する。電源電圧Ｖが電圧Ｖｐ−Ｅ１になると、電圧比較器Ａ１の動作によりスイッチングトランジスタＱ１はオフになる。これにより電解コンデンサＣ１の放電は止まり、その電圧はＥ１に保持される。
【００４０】
負の半サイクルＮ１では、ダイオードＤ４を通して電解コンデンサＣ２が充電される。電源電圧Ｖがピーク値−Ｖｐに達した後、ピーク値−Ｖｐから上昇しはじめると、電解コンデンサＣ２は放電を始めるが、参照用の電解コンデンサＣ０２は放電せず、ピーク電圧−Ｖｐを保持する。電源電圧Ｖが電圧−Ｖｐ＋Ｅ２になると、電圧比較器Ａ２の動作によりスイッチングトランジスタＱ２はオフになる。電解コンデンサＣ２の放電は止まり、その電圧は−Ｖｐ＋Ｅ２に保持される。
【００４１】
次の正の半サイクルＰ２では、この半サイクルＰ２の途中で電源電圧Ｖは、電圧Ｖｐ−Ｅ１を超えると、電解コンデンサＣ１への充電が再開される。
次の負の半サイクルＮ２では、この半サイクルＮ２の途中で、電源電圧Ｖが電圧−Ｖｐ＋Ｅ２を超えると、電解コンデンサＣ２への充電が再開される。
以上のようにして、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電は、電源電圧Ｖが、電圧Ｖｐ−Ｅ１を超えているとき、及び電圧Ｖｐ＋Ｅ２を負側に超えているときのみ行われる。
【００４２】
電流Ｉは、図１０（ｃ）に示すように、電解コンデンサＣ１，Ｃ２が充放電しているときに流れる。この電流Ｉの値は、電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２の設定により決定される。電圧Ｅ１、電圧−Ｅ２を変化させれば、電流値Ｉも変化する。
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、本発明の可変電流源（半波式）を実現としようとすれば、図７又は図９の正の半波電流可変回路、負の半波電流可変回路のいずれか一方のみを採用すればよい。その他本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、スイッチング素子、コンデンサなどで簡単に構成できる、小型、軽量の可変電流源を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図２】本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図３】本発明の可変電流源（両波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図４】参照用コンデンサを使った本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図５】参照用コンデンサを使った本発明の可変電流源（半波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図６】参照用コンデンサを使った本発明の可変電流源（両波式）の原理を説明するための回路構成図である。
【図７】本発明の実施形態に係る、可変電流源（両波式）の回路構成図である。
【図８】電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの各波形図である。
【図９】本発明の実施形態に係る、参照用コンデンサを使った可変電流源（両波式）の回路構成図である。
【図１０】電源電圧Ｖ、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、電解コンデンサＣ２の電圧Ｖ２、出力電流Ｉの各波形図である。
【符号の説明】
Ａ１ 制御回路
Ａ２ 制御回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ０１ 参照用コンデンサ
Ｃ０２ 参照用コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ スイッチングトランジスタ
Ｓ１ スイッチング素子
Ｓ２ スイッチング素子
Ｖ 交流電源
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- 交流電源と負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子と第一のコンデンサと、
交流電源と負荷の間に直列に接続されたダイオードと参照用コンデンサとを有し、
前記ダイオードの向きは、交流電源の正の半サイクルで参照用コンデンサを充電する方向であり、
前記スイッチング素子は、交流電源の正の半サイクルで第一のコンデンサを充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、第一のコンデンサの電圧が、電源電圧のピーク値（Ｖp）に負の設定電圧（−Ｅ1）を足した値（Ｖp−Ｅ1）を超えていればオン、値（Ｖp−Ｅ1）以下であればオフとなるように制御されるものであることを特徴とする可変電流源。 - 交流電源と負荷の間に直列に接続されたスイッチング素子と第二のコンデンサと、交流電源と負荷の間に直列に接続されたダイオードと参照用コンデンサとを有し、
前記ダイオードの向きは、交流電源の負の半サイクルで参照用コンデンサを充電する方向であり、
前記スイッチング素子は、交流電源の負の半サイクルで第二のコンデンサを充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、第二のコンデンサの電圧が、電源電圧の負のピーク値（−Ｖp）に設定電圧（Ｅ2）を足した値（−Ｖp＋Ｅ2）を下回っていればオン、値（−Ｖp＋Ｅ2）以上であればオフとなるように制御されるものであることを特徴とする可変電流源。 - 交流電源と負荷の間に直列に接続された第一のスイッチング素子と第一のコンデンサと、交流電源と負荷の間に直列に接続された第一のダイオードと第一の参照用コンデンサとを有し、
前記第一のダイオードの向きは、交流電源の正の半サイクルで第一の参照用コンデンサを充電する方向であり、
交流電源と負荷の間に直列に接続された第二のスイッチング素子と第二のコンデンサと、交流電源と負荷の間に直列に接続された第二のダイオードと第二の参照用コンデンサとを有し、
前記第二のダイオードの向きは、交流電源の負の半サイクルで第二の参照用コンデンサを充電する方向であり、
前記第一のスイッチング素子は、交流電源の正の半サイクルで第一のコンデンサを充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、第一のコンデンサの電圧が、電源電圧のピーク値（Ｖp）に負の設定電圧（−Ｅ1）を足した値（Ｖp−Ｅ1）を超えていればオン、値（Ｖp−Ｅ1）以下であればオフとなるように制御されるものであり、
前記第二のスイッチング素子は、交流電源の負の半サイクルで第二のコンデンサを充電する方向の電流に対しては常時導通し、他方向の電流に対しては、オンオフ制御可能な素子であり、第二のコンデンサの電圧が、電源電圧の負のピーク値（−Ｖp）に設定電圧（Ｅ2）を足した値（−Ｖp＋Ｅ2）を下回っていればオン、値（−Ｖp＋Ｅ2）以上であればオフとなるように制御されるものであることを特徴とする可変電流源。
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