JP2006511182A

JP2006511182A - 容量的に結合される電源

Info

Publication number: JP2006511182A
Application number: JP2004546312A
Authority: JP
Inventors: ウェーバー，ルードルフ
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2002-10-16
Filing date: 2003-10-16
Publication date: 2006-03-30
Anticipated expiration: 2023-10-16
Also published as: AU2003276632A8; CN1703825A; JP4457014B2; KR101084411B1; CN1703825B; US7019992B1; WO2004038902A3; EP1552596A2; KR20050048691A; MY134548A; EP1552596B1; MY134537A; WO2004038902A2; AU2003276632A1; MXPA05004085A; US20060067094A1; DE60326616D1

Abstract

本発明の電源は、容量性の分圧器を形成する第一及び第二のキャパシタの対を備えている。周期的な入力供給電圧のソースは、負荷回路に結合される第二の供給電圧を、周期的な入力供給電圧の一部から、第二のキャパシタで生成するため、容量性の分圧器に結合される。スイッチは、第二の供給電圧を調整するやり方で、第二のキャパシタに第一のキャパシタを選択的に結合するため、第二のキャパシタに結合される。

Description

本発明は、電源全般に関し、より詳細には、容量性の分圧器を使用した供給電圧の発生に関する。

本出願は、２００２年１０月１６日に提出された米国特許仮出願シリアル番号６０／４１８，８２３号の３５ＵＳＣ１１９の下での優先権を主張するものである。

電源は、１又は複数の出力電圧に入力電圧を変換する役割を果たしている。交流（ＡＣ）電源は、ＡＣ電力ライン入力を供給するために使用される場合があり、このＡＣ電力ライン入力は、直流（ＤＣ）調整された出力電圧に変換される。さらに、整流された一次電圧源よりも低い出力電圧を生成する電源は、集積回路（ＩＣ）コントローラ等のような小型の信号装置に電圧を印加するために一般に必要とされる。

かかる電源は、該電源内で生じる損失を最小にするべきである。ステップダウン変圧器が電源として使用されているが、かかる装置は、大型であり、扱いにくく、及び比較的高価である傾向がある。負荷間の指定された出力電圧レベルにＡＣ電源からの入力電圧を変換するため、容量性素子を利用した調整された電源が望まれる。

本発明の態様によれば、電源は、容量性の分圧器を形成する第一のキャパシタと第二のキャパシタとの対を備えている。周期的な入力供給電圧のソースは、周期的な入力供給電圧の一部から、第二のキャパシタにおいて、負荷回路に結合される第二の供給電圧を生成するため、容量性の分圧器に結合される。スイッチは、第二の供給電圧を調整するやり方で、第一のキャパシタを第二のキャパシタに選択的に結合するために第二のキャパシタに結合される。

本発明の別の態様によれば、制御される容量性の分圧器を使用した電源は、第一のキャパシタと、スイッチにより該第一のキャパシタに選択的に結合される第二のキャパシタを備える。制御回路は、第一のキャパシタと第二のキャパシタのうちの一方の間の電圧を感知し、スイッチに対して第一のキャパシタと第二のキャパシタを選択的に結合させるために制御信号を提供する。

図１は、本発明を具現化する一般原理に係る容量性の分圧器を使用した調整された供給電圧を生成する回路１００を例示するブロック図である。図面全体を通して、同じ参照符号は、同じ構成要素を示すために使用されている。回路１００は、ノード１０ａで印加されるＡＣ電力のソース１０を含んでいる。電圧源又は電流源が使用される場合があるが、電源ライン（ｍａｉｎｓ）のアプリケーションのケースでは、ソースは、ＡＣ電力ラインの入力を備えていることを理解されたい。直列に接続されるキャパシタＣｍａｉｎｓとキャパシタＣＬとを備える容量性の分圧器は、ノード１０ａでの入力電圧（Ｖｉｎ）を負荷装置ＲＬ間の所望の出力電圧レベルＶ１に変換するために使用される。エネルギー伝送は、キャパシタＣｍａｉｎｓにより決定されるので、電圧ソースは、電流源として自動的に考慮することができる。

分圧器構成に結合される制御回路６０は、出力電圧Ｖ１を測定し、切換型の整流器回路３０を制御するため、測定された出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。切換型整流器回路３０について２つの基本的なアレンジメントが存在する。第一のアレンジメントは、所望の出力電圧レベル（Ｖ１＝Ｖｒｅｆ）に到達するとすぐ、キャパシタＣＬの更なる充電をディスエーブルにする。このアレンジメントは、順方向に制御されるシャント（短絡）スイッチとして実現される場合がある。第二のアレンジメントは、出力電圧（Ｖ１）が所望の値（Ｖｒｅｆ）を超える限り、キャパシタＣＬの高速な放電をイネーブルにする。このアレンジメントは、そのリターン電流が制御される、制御される直列スイッチとして実現される場合がある。これら２つの基本的な実現は、図２及び図３のそれぞれで更に詳細に示される。

例示的なアプリケーションでは、スイッチモード電源における補助電力の発生は、以下の方式で達成される場合がある。図２を参照して、周期的な入力電圧Ｖｉｎのソースは、整流器１２に結合されたＡＣ電源１０からノード１０ａで生成される。フィルタキャパシタＣｍａｉｎｓは、ノード１０ａに接続される第一の端子、及びノード１０ｂに接続される第二の端子を有している。ダイオードＤ１は、ノード１０ｂとグランド電位（ＧＮＤ）との間に逆バイアスに結合される。フィルタキャパシタＣｍａｉｎｓは、分圧器のアレンジメントでダイオードＤ２を介してキャパシタＣＬに結合される。キャパシタＣＬは、ダイオードＤ２のカソードにノード１０ｃで接続される第一の端子、ＧＮＤに接続される第二の端子を有している。スイッチＳ１は、ダイオードＤ１と並列に、ノード１０ｂとＧＮＤとの間に結合されている。制御回路６０は、ノード１０ｃで負荷抵抗ＲＬとキャパシタＣＬと並列に結合される。バイアス抵抗Ｒｂｉａｓは、ノード１０ａとノード１０ｃとの間に接続される。なお、ダイオードＤ２が順バイアスされている（すなわち導通している）とき、ノード１０ｂ，１０ｃは、ダイオードＤ２間の比較的小さい電圧降下を除いて、実質的に同じ電位にある。抵抗Ｒｂｉａｓは、比較的大きな値を有し、汎用のメインコントローラＩＣのための開始電圧（Ｖ１）を伝送する。抵抗Ｒｍａｉｎｓは、主要な負荷抵抗を表し、入力ノード１０ａとＧＮＤとの間に接続される。

制御回路６０は、キャパシタＣｍａｉｎｓ及びＣＬを選択的に結合するスイッチＳ１に通信可能に結合される（破線６３により表される）。制御回路６０は、出力電圧Ｖ１を感知し、出力電圧を予め決定された基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、スイッチＳ１に開閉させるために制御信号を発生し、これにより、キャパシタＣｍａｉｎｓとＣＬとの間の電気的な経路を切替え可能に結合／減結合する。ノード１０ｃでの出力電圧Ｖ１は、主要なスイッチ制御回路又はコントローラ６０のために使用される。例示的な実施の形態では、スイッチ制御回路は、パルス幅変調された（ＰＷＭ）制御回路であるか、他のタイプのスイッチ制御アレンジメントである場合がある。キャパシタＣｍａｉｎｓは、ＡＣ信号を切換型の整流回路３０及びコントローラ６０に結合することを理解されたい。

ＤＣ電圧Ｖｉｎは、代表的な主要な負荷抵抗Ｒｍａｉｎｓ間にさらに印加される。

ＣＬ≫Ｃｍａｉｎｓであるケースについて、キャパシタＣｍａｉｎｓは、ノード１０ａで印加される周期的な入力信号をフィルタリングするフィルタキャパシタとして本質的に動作する。ＣＬにおける伝送されたエネルギーは、Ｃｍａｉｎｓにおけるエネルギーよりも非常に小さい。キャパシタＣＬは、スイッチＳ１が開いているとき、整流された入力電流Ｉｉｎにより導通しているダイオードＤ２及びキャパシタを通して充電される。これは、充電電流が流れる限り、Ｃｍａｉｎｓ及びＣＬ間の増加する電圧となる。ＡＣソース１０の入力電圧が電圧Ｖｉｎ以下であるとき、整流器１２は、回路の残り（ノード１０ａ）からＡＣソース１０を減結合する。このとき、キャパシタＣｍａｉｎｓは、導通しているダイオードＤ１により負荷Ｒｍａｉｎｓに電流を送る。このケースでは、ダイオードＤ２がその間を流れる電流を阻止する役割を果たすので、キャパシタＣｍａｉｎｓとＣＬとの間に電流経路が存在しない。キャパシタＣＬを流れる比較的小さな電流は、負荷抵抗ＲＬを通して放電される。なお、キャパシタＣＬを通して流れる放電電流は、たとえば、テレビジョンセットにおける（たとえば１−３ワット）、スタンバイ電源を表しており、制御回路６０及び負荷ＲＬにのみ供給される。これは、ダイオードＤ１、キャパシタＣｍａｉｎｓ、及び（たとえば、１００〜１５０ワットである）ＴＶセットの主要な負荷を表している抵抗Ｒｍａｉｎｓを通して放電されている電流よりも顕著に小さい。ダイオードＤ２が逆バイアスされるので、キャパシタＣＬ間の電圧Ｖ１は正のままであり、その降下は、補助の負荷抵抗ＲＬによってのみ決定される。

本発明の態様によれば、キャパシタＣｍａｉｎｓの充電状態は、キャパシタＣＬにおける充電を主に決定する。より詳細には、キャパシタＣｍａｉｎｓが放電される第一の放電周期の後、次の電源ラインのサイクルの間、キャパシタＣｍａｉｎｓが充電され、同時に、ダイオードＤ２の状態によりキャパシタＣＬが充電される。なお、１実施の形態では、キャパシタンスＣＬは、キャパシタンスＣｍａｉｎｓのよりも約３〜４倍大きい（たとえば、Ｃｍａｉｎｓは約６８μＦ（マイクロファラッド）、ＣＬは２２０μＦ）。なお、抵抗Ｒｍａｉｎｓ及びＲＬでの電圧は、所望の出力電圧Ｖ１を得るために選択される比を有している。しかし、一次電源（ｍａｉｎｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ）のＲｍａｉｎｓは、ワイドレンジで変動することがある。たとえば、Ｒｍａｉｎｓは、ＴＶのような家電製品にとって典型的に一次電源であるので、その電力は、装置のランモードのレンジ内で、サウンド、ピクチャパラメータ等のようなファクタに依存して５０Ｗ〜１５０Ｗまでの範囲に及ぶ場合がある。しかし、Ｖ１のスタンバイ出力電力は、１Ｗ（ワット）又は１Ｗ以下にまで降下する場合がある。さらに、負荷ＲＬは、たとえば、マイクロプロセッサ、コントローラ、及びＩＲレシーバのような小型の信号装置に給電するために実質的に一定のままである。

図２に示されるように、スイッチＳ１は、スイッチド・シャント・コントローラのアレンジメントとして構成され、スイッチＳ１は、制御回路６０からの信号に応答して閉じ、これにより、ノード１０ｃでの所望の出力電圧に到達するとすぐ、キャパシタＣＬの更なる充電がディスエーブルされる。このように、スイッチＳ１を開くこと及び閉じることで、抵抗ＲＬ間の出力電圧Ｖ１が制御される場合がある。この実現は、出力電圧が予め決定されたレベルを超えるべきでないとき、回路アレンジメントを提供することにおいて有効である。より詳細には、キャパシタＣＬでの所望の出力電圧に到達し、制御回路６０により感知されるとすぐ、スイッチＳ１は、キャパシタＣｍａｉｎｓ及びスイッチＳ１及び入力を通して電流経路が存在するように、スイッチＳ１が閉じる。なおスイッチＳ１は、５０又は６０Ｈｚの入力正弦波の１サイクル内で閉じるか、開くことができる。

図３には、別の実施の形態が示されている。図３の実施の形態は、スイッチＳ１が導通しているダイオードＤ２と並列にノード１０ｂと１０ｃとの間に接続される点で、図２の実施の形態とは異なる。このケースでは、最大の出力電圧Ｖ１は、閾値の制限として正確に決定されない。スイッチＳ１は、制御回路６０からの信号に応答して、キャパシタＣＬからスイッチＳ１及びキャパシタＣｍａｉｎｓを通して抵抗Ｒｍａｉｎｓへの放電経路をイネーブルにするために閉じる。スイッチを開くことは、最小の所望の出力電圧に到達するとすぐに抵抗Ｒｍａｉｎｓへの更なる放電をディスエーブルにする。この実現では、抵抗ＲＬ間の出力電圧は、（スイッチＳ１が開いているとき）充電サイクルの間に制御されない。先に記載された実施の形態は、直列レギュレータのような電圧リミッタが続くときはいつでも有効なソリューションを提供する。図３に係るソリューションは、キャパシタＣｍａｉｎｓ及びライン整流器における電流の遷移を有利にも生成しない。図２及び図３に示された先に記載された実施の形態から、図２に実施の形態では充電が制御され、図３の実施の形態では放電が制御される。

図２及び図３の概念的な表現を実現する詳細な回路図は、図４及び図５にそれぞれ示されている。図４及び図５に示されるように、スイッチモード電源の汎用のメインコントローラの補助電力を発生するためのアレンジメントが実現される。抵抗Ｒｂｉａｓにより初期のスタートアップ電圧が供給される。通常のランモードでは、コントローラの電力消費は、抵抗Ｒｂｉａｓが伝送することができる電力量よりも高い。ここで、タップ接続されたキャパシタＣｍａｉｎｓとＣＬは、先に説明されたようにコントローラに電力を持続させる。図２における代表的なスイッチＳ１は、図４の高利得トランジスタＱ１及びＱ２により確立される。図４に示されるように、ｐｎｐトランジスタＱ１は、トランジスタＱ２の端子ｃ２に接続されるそのベース端子ｂ１を有している。トランジスタＱ１の端子ｅ１は、ノード１０ｂに接続され、トランジスタＱ１の端子ｃ１は、ｎｐｎトランジスタＱ２のベース端子ｂ２に接続される。端子ｃ１，ｂ２は、抵抗Ｒ２を通してＧＮＤに結合される、ノード１０ｄで接続される。抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ１，Ｑ２の端子ｂ１，ｃ２をノード１０ｂに結合する。ツェナーダイオードＤ４は、ノード１０ｃとノード１０ｄとの間に結合される。出力電圧は、ダイオードＤ４により感知され、高利得トランジスタＱ１，Ｑ２を直接制御する。回路４００は、自走電力発振器で実施される場合があり、その動作は、二次側４１０からの出力電圧に依存してイネーブル／ディスエーブルにされる。先に説明されたように、所期のスタートアップ電圧は、抵抗Ｒｂｉａｓにより提供される。キャパシタＣＬ間の電圧が閾値以下である限り、キャパシタＣｍａｉｎｓからダイオードＤ２を通してキャパシタＣＬへの電流経路が確立され、キャパシタＣｍａｉｎｓ及びＣＬは充電し続ける。しかし、電力発振器の動作に応じて、発振器で消費された電力は、抵抗Ｒｂｉａｓが伝送することができるよりも高い。したがって、キャパシタＣｍａｉｎｓ及びＣＬに蓄積されるエネルギーは、電力発振器のドライバにエネルギーを供給するために使用される。

類似のやり方で、図３のスイッチＳ１は、図５に例示される回路アレンジメント５００におけるトランジスタＱ１として実現される。図５に示されるように、ｐｎｐトランジスタＱ１は、抵抗Ｒ２を通してｎｐｎトランジスタＱ２の端子ｃ２に接続されるそのベース端子ｂ１を有している。トランジスタＱ１の端子ｅ１は、ダイオードＤ２のアノードに接続され、トランジスタＱ１の端子ｃ１は、ノード１０ｂでダイオードＤ２のカソードに接続される。抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ２をもつ分圧器のアレンジメントにおいて、ダイオードＤ２のアノードとトランジスタＱ１の端子ｂ１との間に接続される。ダイオードＤ１は、ノード１０ｂとＧＮＤとの間に接続される。ｎｐｎトランジスタＱ２のベース端子ｂ２は、ノード１０ｅでツェナーダイオードＤ４に接続される。抵抗Ｒ３は、ノード１０ｅとＧＮＤとの間に接続され、ダイオードＤ４のカソードは、抵抗Ｒ４を通してノード１０ｃに接続されている。トランジスタＱ２の端子ｅ２は、ＧＮＤに接続されている。ここで、ツェナーダイオードＤ４は、コントローラ６０の入力で駆動電圧を所与の値又は予め決定された値に制限する。ダイオードＤ４は、ドライバＱ２を介してトランジスタＱ１を制御する。したがって、キャパシタＣＬは、コントローラ６０の入力での所望の最小の電圧に到達するまで、二次側での変換された負荷Ｒｓに対応する、キャパシタＣｍａｉｎｓ及び主要な負荷Ｒｍａｉｎｓに切り替え可能に結合されたままである。そのとき、キャパシタＣＬは、コントローラのために必要とされる比較的低い電流により制御回路６０を通して放電される。これは、次の充電インターバルがキャパシタＣｍａｉｎｓにおいて到達するまで行われる。代替的なアレンジメントでは、ダイオードＤ４は、汎用の直列電圧リミッタ又は安定化回路の一部とすることができる。

本発明は例示的な実施の形態の観点で説明されたが、本発明はこれらに限定されるものではない。特許請求の範囲は、本発明の等価の範囲から逸脱することなしに、当業者によりなされる本発明の他の変形例及び実施の形態を広く含むものと解釈されるべきである。

本発明の例示的な実施の形態に係る容量的に結合される電源を例示する図である。本発明の別の例示的な実施の形態に係る容量的に結合される電源を例示する図である。本発明の別の例示的な実施の形態に係る容量的に結合される電源を例示する図である。本発明の別の例示的な実施の形態に係る容量的に結合される電源を例示する図である。本発明の別の例示的な実施の形態に係る容量的に結合される電源を例示する図である。

Claims

容量性の分圧器を形成する第一及び第二のキャパシタの対と、
周期的な入力供給電圧の一部から、該第二のキャパシタで、負荷回路に結合される第二の供給電圧を生成するため、該容量性の分圧器に結合される周期的な入力供給電圧のソースと、
該第二の供給電圧を調整する方式で、該第一のキャパシタを該第二のキャパシタに選択的に結合するため、該第二のキャパシタに結合されるスイッチと、
を備えることを特徴とする電源。
該スイッチは、該第二の供給電圧を調整するための負帰還の方式で、該第一のキャパシタを該第二のキャパシタに選択的に結合するため、該第二のキャパシタに結合される、
請求項１記載の電源。
該スイッチは、該第一のキャパシタを該第二のキャパシタに選択的に結合するため、該第二の供給電圧を感知し、該感知された電圧を基準電圧と比較する制御回路からの制御信号に応答する、
請求項１記載の電源。
該スイッチは、該第一のキャパシタと該第二のキャパシタとの間に結合され、該第一のキャパシタを該第二のキャパシタに選択的に結合するため、制御回路からの制御信号に応答する、
請求項１記載の電源。
該スイッチは、該第一のキャパシタを該第二のキャパシタに選択的に結合するため、該第二のキャパシタ間に短絡回路を備える、
請求項１記載の電源。
該スイッチは、少なくとも１つのトランジスタを備える、
請求項１記載の電源。
該第一のキャパシタと該第二のキャパシタとの間に第一のダイオードが結合され、該第二のキャパシタは、基準電位に結合される第一の端子を有する、
請求項１記載の電源。
該第一のキャパシタと該基準電位との間に第二のダイオードが結合される、
請求項７記載の電源。
周期的な入力供給電圧のソースは、整流器に結合される交流電圧源を備える、
請求項１記載の電源。
該スイッチは、該第二のキャパシタの充電の調整、及び該第二のキャパシタの放電の調整のうちの一方について、制御信号に従って該第一のキャパシタと該第二のキャパシタを選択的に結合する、
請求項１記載の電源。
該スイッチは、該第一のキャパシタと該第二のキャパシタのうちの一方が第一の方向で充電されたとき、該第一のキャパシタと該第二のキャパシタとの間の電荷の転送を変え、該第一のキャパシタと該第二のキャパシタのうちの該一方が該第一の方向とは反対の第二の方向で充電されたとき、該第一のキャパシタと該第二のキャパシタとの間の電荷の転送を変えないようにする、
請求項１記載の電源。
第一のキャパシタと、
容量性の分圧器を形成するため、該第一のキャパシタに選択的に結合される第二のキャパシタと、
該第一のキャパシタと該第二のキャパシタのうちの一方の間の電圧を感知し、該第一のキャパシタと該第二のキャパシタとを制御可能に結合するため、該第二のキャパシタに結合される制御回路と、
を備えることを特徴とする電源。
該第一のキャパシタと該第二のキャパシタとの間に結合され、該第一のキャパシタを該第二のキャパシタに選択的に結合するため、制御回路からの制御信号に応答する少なくとも１つのスイッチを更に備える、
請求項１２記載の電源。
該少なくとも１つのスイッチは、１以上のトランジスタを備える、
請求項１３記載の電源。
該第一のキャパシタに結合される第一の端子と、該第二のキャパシタに結合される第二の端子とを有する第一の整流器、及び該第一の整流器の該第一の端子に結合される端子を有するスイッチを更に備える、
請求項１２記載の電源。
該スイッチは、該第一の整流器の該第二の端子に結合される第二の端子を更に備える、
請求項１５記載の電源。
該スイッチは、１以上のトランジスタを備える、
請求項１６記載の電源。
該スイッチと並列に結合される第二の整流器を更に備える、
請求項１６記載の電源。
該第二のキャパシタは、該コントローラを通して放電電流を供給する、
請求項１２記載の電源。