JP4137528B2 - 電源変換回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電源変換回路に係り、さらに詳しくは、ソーラーモジュールや熱電変換素子の出力を使って駆動する電子機器の電源変換回路であって、発電した電力を効率良く負荷回路に供給し、余った電力を蓄電手段に蓄える電源変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
環境や時間により電圧及び電流が変動する給電手段の電力を負荷回路に供給する従来の電源変換回路は、図１２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＤＣコンバータから出力された電力を整流する整流素子と、蓄電手段の電圧を検出する電圧検出器と、整流された電力を蓄電する蓄電手段と、負荷回路を有していた。ソーラーモジュールや熱電変換回路など環境や時間により電圧及び電流が変動する給電手段の電力を負荷回路に供給する従来の電源変換回路では、給電手段から電力が供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータの最低動作電圧以上であればＤＣ−ＤＣコンバータが動作し、蓄電手段の電圧が所定の出力電圧になるように電圧検出器でモニタして、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御する。例えばＤＣ−ＤＣコンバータがスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をオン・オフさせ、間欠動作させることで出力電圧を一定に保っていた。
【０００３】
また電圧変換された電力は、ショットキーダイオードなどの整流素子で整流され、蓄電手段に充電されて蓄えられる。この時、充電手段と負荷回路は並列に接続されているため、蓄電手段に蓄電された電力が負荷回路に供給される。負荷回路は充電手段の蓄電された電圧が負荷回路の最低駆動電圧以上になると動作していた。そのため、蓄電手段の容量が大きいと、蓄電手段の電圧が中々上昇せず、起動するまで非常に時間がかかっていた。このように負荷回路を継続的に動作させるには、蓄電手段の電力が空にならず、かつ、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低駆動電圧を下回らないように、蓄電手段に対して効率良く充電する必要があった。
【０００４】
さらに従来の電源変換回路で、ＤＣ−ＤＣコンバータにスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合、昇降圧倍数は固定としている。この場合、給電手段の出力電圧が変化して、昇圧あるいは降圧を行ってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が蓄電手段の出力を下回ってしまえば、充電することができない。
【０００５】
また、給電手段の出力がなくなると負荷回路は蓄電手段に蓄えられた電力で動作するが、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低動作電圧を下回った時点で動作が停止する。この時、蓄電手段にはまだ電荷が残った状態である。
【０００６】
なお、上記の時間により電圧が変動する電力を供給する給電手段としては、消費電力の比較的小さい携帯電子機器などに用いられる熱電変換素子やソーラーパネルなどがある。例えば、熱電変換素子は、Ｐ型とＮ型の半導体を用いてＰＮ接合を行い、温度差により起電力を生じさせて発電を行うため、温度差が時間とともに変化すると、それに応じて起電力（電圧）も変化する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の電源変換回路にあっては、負荷回路に一定電圧を供給するためにＤＣ−ＤＣコンバータの動作を止めたり、取り出す電力量を調整したりしていた。そのため、給電手段の発電出力か負荷回路で必要とされる電力以上に出力できる能力がある場合でも、必要以上に電力を取り出すことはしない。このため、必要とされる以上の電力は無駄になっていた。特にソーラーモジュールや熱電変換回路などの給電手段では、環境や時間により出力電圧がすぐに変化するため、同じ出力能力を維持することは難しい。そのため、発電能力の高い状態のとき、つまり光量が非常に多い場合や熱源がある場合には、できるだけ多くの電力を給電手段から取り出す必要があった。
【０００８】
さらに、ソーラーモジュールや熱電変換回路などの自然エネルギー源の給電手段では、出力電圧と出力電流の間に最大発電効率となる極大値を持っている。自然エネルギー源の給電手段では、エネルギー量が少ないため、常に最大発電効率の状態で電力を取り出すことが望ましい。しかし、従来の電源変換回路では負荷回路の消費電力に応じて給電手段から取り出す電力を決めているため、最大発電効率の状態で電力が引き出されていることは稀であり、それ以外の電力は無駄となっていた。
【０００９】
また従来の電源変換回路では、蓄電手段と負荷回路が整流素子の出力に並列に接続しているため、例えＤＣ−ＤＣコンバータの出力が負荷回路の動作電圧以上であっても蓄電器の電荷が空の状態では電圧がドロップし、蓄電手段の電荷が溜まるまでは負荷回路が動作しないという不具合があった。
【００１０】
またスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた従来の電源変換回路では、昇圧倍数あるいは降圧倍数が固定のため、環境や時間により出力電圧が変化する給電手段の出力電力を電源変換しても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が蓄電手段の電圧を下回った場合、蓄電することができなかった。
【００１１】
また環境や時間により出力電圧が変化する給電手段の発電が止まった場合、蓄電手段に溜まった電力で負荷回路が動作することになるが、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低動作電圧を下回った時に負荷回路の動作は止まってしまう。例え蓄電手段に残った電力が十分であっても電圧が下回っただけで負荷回路が動かないため、残った電力は無駄になっていた。
【００１２】
本発明は、かかる従来技術の有する不都合に鑑みてなされたもので、給電手段の発電電力が十分にあるときは、蓄電手段に電力を溜めながら負荷回路を動作させ、給電手段の発電がなくなった場合は、蓄電手段に溜まった電力を効率良く使い切ることのできる電源変換回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の電源回路は、給電手段から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータで昇降圧された電力を蓄電する蓄電手段と、前記給電手段の出力と前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記各ＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートを制御する制御回路と、前記給電手段の出力電圧及び前記蓄電手段の電圧及び前記負荷回路の入力電圧をモニタし、電圧情報を前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと前記制御回路に出力する電圧検出器を備えているものである。
【００１４】
これによれば、電圧検出器が給電手段から発電電力が供給されていることを検出すると、制御回路が給電手段の出力と可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせ、発電電力を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。さらに電圧検出器は給電手段の出力電圧をモニタし、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧及び降圧倍数を決め、その倍数でＤＣ−ＤＣコンバータが動作する。次に制御回路は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせ、昇圧及び降圧された可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を負荷回路に供給する。この時、負荷回路で使われる電力以上に可変型ＤＣ−ＤＣコンバータから電力が供給された場合は、制御回路が可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＦＦさせ、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせて、蓄電手段に電力を供給する。このため、負荷回路には一定の電圧で電力が供給される。
【００１５】
さらに、給電手段の出力電圧をモニタして、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇降圧段数を決めているため、常に最大発電効率の状態で電力を取り出すことができる。そして発電能力の高い状態のときにはできるだけ多くの電力を給電手段から取り出し、蓄電手段に蓄えることができる。
【００１６】
また蓄電手段の電荷が空の状態であっても、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチを設けているため、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が負荷回路の最低動作電圧以上であればすぐに、負荷回路を動作させることができる。
【００１７】
また給電手段から発電電力が供給されなくなった場合は、電圧検出器が給電手段から発電電力が供給されていないことを検出し、制御回路が給電手段の出力と可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＦＦさせ、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせて、蓄電手段の電荷を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。電圧検出器は蓄電手段の電圧をモニタし、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧及び降圧倍数を決め、その倍数でＤＣ−ＤＣコンバータが動作する。次に制御回路は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせ、昇圧及び降圧された可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を負荷回路に供給する。この時も負荷回路で使われる電力以上に可変型ＤＣ−ＤＣコンバータから電力が供給された場合は、制御回路が可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＦＦさせることで、負荷回路には一定の電圧で電力が供給される。これにより、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低動作電圧を下回った時に負荷回路の動作は止まってしまうという不具合がなくなり、蓄電手段に蓄えられた電力は最後まで使い切ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明に係る電源変換回路の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。本実施の形態の電源変換回路は、環境や時間により発電電圧及び電力が変化するソーラーモジュールや熱電変換素子あるいはモーターを用いた発電機を給電手段とした携帯機器において、発電した電力を効率良く蓄電し、且つ、効率良く消費することを目的としたものである。
【００１９】
図１に本実施の形態に係る電源変換回路１の概略構成を示すブロック図を示す。本発明の電源変換回路１は給電手段１１から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２で昇降圧された電力を蓄電するコンデンサ６と、ソーラーモジュールや熱電変換素子あるいはモーターを用いた発電機等の給電手段１１の出力と可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力とコンデンサ６の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力と負荷回路５の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力とコンデンサ６を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ２）８と、上記４つの各ＭＯＳＦＥＴスイッチを制御する制御回路４と、給電手段１１の出力電圧及びコンデンサ６の電圧及び負荷回路５の入力電圧をモニタし、電圧情報を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２と制御回路４に出力する電圧検出器３から構成される。特に本発明の電源変換回路では、各回路を支持基板上に絶縁膜を介して形成された半導体膜上に形成される半導体デバイス、いわゆる完全空乏型ＳＯＩデバイスで構成した場合、その効果は非常に大きくなる。
【００２０】
給電手段１１はソーラーモジュールや熱電変換素子、あるいは小型ローターを用いて回転エネルギーを電力に変換する発電機である。これらの給電手段は光や熱、運動などの環境状況に応じて発電電圧や発電電力、あるいは発電持続時間が異なるため、発電した電力を最大限に活用する電源変換回路が必要となる。ここでソーラーモジュールや小型ローター発電機などは光強度や運動力が変化しなければほぼ一定の電圧を出力することができるが、熱電変換素子は熱量が一定でも出力電圧が大きく変化する。本発明の電源変換回路１は熱電変換素子のような給電手段に特に有効である。
【００２１】
熱電変換素子は、例えば、Ｐ型熱電材料エレメントとＮ型熱電材料エレメントとが２枚の基板に挟まれ、基板上でＰ型熱電材料エレメントとＮ型熱電材料エレメントが金属等の導電性物質を介してＰＮ接合されていて、複数個直列に、Ｐ、Ｎ、Ｐ、Ｎ、というように接続されている。この熱電変換素子は、ＰＮ接合部とＰＮ接合部の間に温度差を与えると、温度差に応じた電位差（起電力）を生じるとともに、ＰＮ接合を増やすことにより高い発生電圧を得ることができる。上記２枚の基板間に温度差が与えられた場合の起電圧の時間変化を図２に示す。熱電変換素子の基板間に温度差が与えられた直後は、急激に電圧が上昇するが、あるピークを過ぎると電圧が下がっていって、ある値で飽和する。これは、基板間に温度差が与えられた直後は、与えられた温度差が熱電変換素子にかかるため、大きな電圧を発生させることができるが、時間が経過するにつれて一方の基板の熱がＰ、Ｎ型熱電材料エレメントを通してもう一方の基板に伝わるため、温度差が小さくなり、発生する電圧が小さくなってくるからである。このため、これまでの熱電変換素子では出力電圧が飽和した状態、つまり図２の発電電圧ピークを過ぎた部分でも負荷回路の動作を確保できるように、熱電材料エレメントを直列に接続し、出力電圧を確保していた。しかし、直列にエレメントを接続すれば熱電変換素子の内部抵抗増加を招き、電流を確保することが難しい。さらに直列接続を増加させるために素子が大きくなって、携帯端末に不利であるという課題も出てくる。それに対し本発明の電源変換回路は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２を有しているため、給電手段１１の発電電圧が負荷回路５の動作電圧以下に下がっても、昇圧を行い、負荷回路５に一定電圧を出力する。
【００２２】
可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、コンデンサを用いたスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータから構成されるタイプとコイルを用いたＬＣタイプＤＣ−ＤＣコンバータのいずれかで構成される。
【００２３】
スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧検出器３から送られてきた電圧検出情報を元に昇圧あるいは降圧段数を決定し、電圧変換して出力するものである。この中で、スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータはコンデンサ同士、あるいはコンデンサと電源の並列接続、直列接続を繰り返すことによって、入力した電圧を昇圧したり降圧したりすることができる。図３（ａ）にスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な昇圧回路、図３（ｂ）にその動作模式図を示す。スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの結線は、入力端子２1とトランジスタ２２、２３のドレインを接続し、トランジスタ２２のソースとコンデンサ２４、トランジスタ２６のドレインを接続する。更にコンデンサ２４のもう一方の端子とトランジスタ２３のソース、トランジスタ２５のドレインを接続する。トランジスタ２５のソースは接地する。トランジスタ２６のソースはコンデンサ２７と出力端子２８に接続する。そして、コンデンサ２８のもう一方の端子は接地する構成である。
【００２４】
昇圧の場合、電源とコンデンサを並列に接続した後、コンデンサと電源を直列接続に切り替えることによって入力電圧の２倍の電圧を得ることができる。ここではコンデンサと電源を使った２倍昇圧について説明したが、コンデンサの数を増やすことによって３倍、４倍が可能となる。また、図４（ａ）に示す回路を用い、図４（ｂ）に示すような動作をすることによって、入力電圧を降圧することも可能である。スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの降圧回路結線は、入力端子３１とトランジスタ３２のドレインを接続し、トランジスタ３２のソースとコンデンサ３４、トランジスタ３３のドレインを接続する。コンデンサ３４のもう一方の端子は、トランジスタ３５のドレインとトランジスタ３６のドレインと接続する。トランジスタ３５のソースは接地する。トランジスタ３６のソースはトランジスタ３３のソースと、コンデンサ３７と出力端子３８と接続する。そしてコンデンサ３７のもう一方の端子は接地する。
【００２５】
また、ＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧検出器３から送られてきた電圧検出情報を元に、内部トランジスタのスイッチングのタイミングを変えることにより、電圧変換して出力するものである。図５にＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な昇圧回路図を示す。入力端子４１とインダクタ４４を接続し、インダクタ４４のもう一方とトランジスタ４２のドレイン、ダイオード４３のアノードを接続する。トランジスタ４２のソースは接地する。そして、ダイオード４３のカソードを出力端子４５と接続した構成である。ここで、トランジスタ４２のゲートに電圧を印加し、トランジスタ４２のソース・ドレイン間に電流を流すことで、インダクタ４４に電流が流れる。その後、トランジスタ４２のゲートをオフし、ソース・ドレイン間の電流を遮断することで、電磁誘導が起こり、昇圧された電圧がダイオード４３を通って出力される。このトランジスタ４２のゲートをオン・オフさせる制御方法として、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御が用いられる。ＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータはゲートのオン・オフ制御周波数を変えることで任意の電圧を出力することができるというメリットがある。その一方で、インダクタなどの外付け部品が必要となるほか、低電力出力時には電源変換効率が低下するというデメリットもある。
【００２６】
また、ＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な降圧回路図は、図６に示す通りである。入力端子４１とトランジスタ５２のソースを接続し、トランジスタ５２のドレインとインダクタ５４とダイオード５３のカソードを接続する。ダイオードのアノードは接地する。そして、インダクタ５４のもう一方を出力端子５５と接続した構成である。ここで、昇圧回路と同様にトランジスタ５２のゲートをＰＷＭ制御やＰＦＭ制御でオン・オフ制御することにより、降圧されたに電圧を印加し、トランジスタ４２のソース・ドレイン間に電流を流すことで、インダクタ４４に電流が流れる。その後、トランジスタ４２のゲートをオフし、ソース・ドレイン間の電流を遮断することで、電磁誘導が起こり、昇圧された電圧がダイオード４３を通って出力される。このトランジスタ４２のゲートをオン・オフさせる制御方法として、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御が用いられる。
【００２７】
可変型ＤＣ−ＤＣコンバータでスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合、図３（ａ）や図４（ａ）のスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータ回路とバイパストランジスタ６３を組み合わせて基本ブロック（ＳＣブロック）６２とし、図７に示すようにこのＳＣブロック６２の入力端子６４と出力端子６５をカスケード接続した構成となる。
【００２８】
ここでバイパストランジスタ６３の役割について説明する。このトランジスタはＳＣブロック６２の入力端子６４とバイパスライン６１をソース・ドレイン間で接続したトランジスタである。ゲート電極は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路内にある制御回路と接続している。バイパストランジスタ６３がＯＮすると、ＳＣブロック６２の入力端子６４とバイパスライン６１が接続し、前段のＳＣブロック６５の出力がバイパスラインに流れ込む。このため、この段のＳＣブロック６２には電流が流れ込まず、ＳＣブロック６２の次段以降に電流が送られる。
【００２９】
図８にスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合の可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作の一例を示す。例えば、入力端子７１の電圧をそのまま出力端子７２に出力するには、バイパストランジスタ（Ｓ１）７３と（Ｓ３）７５をＯＮさせ、ＳＣブロック７６と７７を２つパスさせることで、入力端子７１の電圧をそのまま出力端子７２に出力することができる。次に入力端子７１の電圧の２倍の電圧を出力端子７２に出力したい場合は、バイパストランジスタ（Ｓ1）７３と（Ｓ２）７４をＯＮさせ、昇圧タイプのＳＣブロック７６を１段動作させることで、入力端子７１の電圧の２倍の電圧を出力端子７２に出力することができる。更に、入力端子７１の電圧の４倍の電圧を出力したい場合は、バイパストランジスタをすべてＯＦＦさせ、昇圧タイプのSCブロック７６と７７を２段動作させることで、入力端子７１の電圧の４倍の電圧を出力端子７２に出力することができる。
【００３０】
一方、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２にＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合は、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力端子と図５及び図６で示したＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子４１及び５１を接続し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力端子と図５及び図６で示したＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子４５及び５５を接続することで、可変出力を実現する。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２にスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合と異なり、複数個ブロックをカスケード接続する必要がないため、回路規模としてのメリットがある。
【００３１】
電圧検出器３は給電手段１１の出力電圧、コンデンサ６の電圧、負荷回路５の入力電圧を常にモニタし、電圧検出情報を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に送る役目である。
【００３２】
制御回路４は、電圧検出器３からの情報を受けて、給電手段１１、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２、負荷回路５、コンデンサ６の各ブロック間に接続されているＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７から（Ｐ４）１０のスイッチングを制御する回路である。
【００３３】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７から（Ｐ４）１０のトランジスタは各ブロック間を接続し、制御回路４からの制御信号を受けてスイッチング動作をする。ここで、これらのトランジスタはＰ型トランジスタであることが望ましい。Ｎ型トランジスタの場合、ソース・ドレイン間に電流を流すには、ゲート電圧はソースに入ってくる電圧以上に必要であるため、各トランジスタのゲートを制御するために新たに高い電圧が必要となってしまう。それに対しＰ型トランジスタでは、ゲート制御の信号に可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を使うことでＯＮ−ＯＦＦ動作が可能であるため、新たに高い電圧を作る必要はない。
【００３４】
さらに本発明のＭＯＳＦＥＴスイッチは完全空乏型のＳＯＩデバイスを用いることにより大きな効果を発揮する。通常、Ｂｕｌｋデバイスでは基板とトランジスタのソースを接続するため、電流の流れが双方向あるスイッチをＭＯＳＦＥＴで構成する場合、ソース側とドレイン側の電圧が逆転すると電流の逆流を防ぐことができない。このためＢｕｌｋデバイスでは、図９（ａ）に示すようにトランジスタを２個接続して逆流を防止する方法を取る。これに対し完全空乏型ＳＯＩデバイスでは、基板（ボディ領域）がフローティングの状態で動作させることが可能のため、電流の流れが双方向であるＭＯＳＦＥＴスイッチでも図９（ｂ）に示すように、トランジスタ１つで逆流を防止することができる。このことから、本発明のＭＯＳＦＥＴスイッチに完全空乏型ＳＯＩデバイスを用いることで、トランジスタの数を減らすことができる。
【００３５】
また完全空乏型トランジスタでは、同じしきい値電圧のトランジスタで比べた場合、リーク電流がＢｕｌｋデバイスに比べて１桁低く押さえることができるため、しきい値電圧を下げることができ、ＭＯＳＦＥＴスイッチや出力ドライバのトランジスタサイズを小さくすることができる。図１０に本発明の電源変換回路をＢｕｌｋデバイスと完全空乏型ＳＯＩデバイスで構成した場合のチップ面積の比較を示す。完全空乏型ＳＯＩデバイスを用いることで、ＭＯＳＦＥＴスイッチや出力ドライバの面積を大幅に減少させられることがわかる。
【００３６】
コンデンサ６は、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力した電力を蓄える機能と、給電手段１１の発電電力がなくなったときに、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力に電力を供給する機能を有している。
【００３７】
負荷回路５は、極低電力で動作させることが可能なアプリケーション回路である。本発明の電源変換回路１を用いるシステムは、自然エネルギーの発電電力のみで動作させることが可能なシステムのため、負荷回路５も消費電力を極力抑えた形となっている。消費電力を極力抑える技術の一つとして、完全空乏型ＳＯＩデバイスを用いた回路技術がある。
【００３８】
次に本発明による電源変換回路１の動作について説明する。ここでは給電手段１１として熱電変換素子を用いた場合の動作について説明するが、他の給電手段、例えばソーラーセルやゼンマイ発電でも同様である。また、この例では可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２はスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータで、昇圧段数は最大４倍と仮定して説明する。
【００３９】
熱電変換素子に熱源が置かれると、出力電圧が上昇してくる。図１１に示すように、熱電変換回路の出力電圧が上昇して４倍昇圧ポイントを越えると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。信号を受けた制御回路４ははじめすべてオフであるＭＯＳＦＥＴスイッチのうち、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７をオンさせ、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２に電力を送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３の信号を受けて、４倍昇圧で電源変換を開始し、出力する。すると、制御回路４はＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ4）１０をオンさせ、負荷回路５に電力を送る。この時、電圧検出回路３は負荷回路５の電圧をモニタしており、負荷回路５の動作電圧を越えた電圧になった場合は制御回路４に信号を送り、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０をオフし、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９をオンさせる。これにより、負荷回路５の動作に必要な電力以上に送られてきた電力はコンデンサ６に蓄えられることになる。ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９と（Ｐ４）１０のオンとオフを交互に繰り返すことによって、負荷回路５に一定電圧を出力しながら、コンデンサ６に余分な電力を蓄えて行く。
【００４０】
次に熱電変換回路の出力電圧が更に上昇して２倍昇圧ポイント９２を越えると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３の信号を受けて、２倍昇圧で電源変換を開始し、出力する。ＭＯＳＦＥＴスイッチの動作については、上記４倍昇圧のときと同じで、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９と（Ｐ４）１０を交互にオンさせ、負荷回路５に一定電圧を出力しながら、コンデンサ６に余分な電力を蓄えて行く。
【００４１】
更に熱電変換回路の出力電圧が上昇して１倍昇圧ポイント９１を越えると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３の信号を受けて、Ｎｏｎ昇圧で電源変換を開始し、出力する。ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９及び（Ｐ４）１０の動作は上記２倍、４倍と同様である。
【００４２】
この後、熱電変換回路の出力電圧が低下して１倍昇圧ポイント９１より低下すると可変型ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧倍数は２倍に、２倍昇圧ポイント９２より低下すると４倍に昇圧段数を変化させて出力する。
【００４３】
そして、熱電変換回路の出力電圧が４倍昇圧ポイント９３より低下すると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。信号を受けた制御回路４はＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７、（Ｐ３）９、（Ｐ４）１０をオフし、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ２）８をオンさせることで、コンデンサ６に蓄えられた電力を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力に送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３からコンデンサ６の電圧情報を受けて、昇圧倍数を決定し、電源変換出力を行う。ここで、制御回路４はＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ4）１０をオンさせ、負荷回路５に電力を送る。この時、電圧検出回路３は負荷回路５の電圧をモニタしており、負荷回路５の動作電圧を越えた電圧になった場合は制御回路４に信号を送り、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０をオフする。すると、負荷回路５の電圧が下がってくるので、電圧検出回路３は検出信号を制御回路4に送り、再びＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０をオンさせる。ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０のオンとオフを交互に繰り返すことによって、負荷回路５に一定電圧を出力する。
【００４４】
ここで本発明と同様の構成を持つ電源変換回路では、負荷回路とコンデンサは常に接続した状態であることが多い。この場合、給電手段から電力が出力されて、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータに電力が送られても、コンデンサに電荷を蓄えるのに時間がかかり、それまで負荷回路は動作しないといった不具合があった。しかし、本発明の電源変換回路では可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２とコンデンサ６あるいは可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２と負荷回路５の間にＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９、（Ｐ４）１０があり、負荷回路５の電圧状態によってＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９、（Ｐ４）１０のオン、オフを切り換えているため、給電手段１１からの出力電力があるとすぐに負荷回路５が動作するというメリットがある。
【００４５】
更に、給電手段１１が自然エネルギー源の場合、給電手段１１の出力電力は外部環境変化に大きく作用される。そのため、電力が必要なときに最大の電力が取り出せるとは限らない。発電電力が大きいときに、多くの電力を取り出し、コンデンサ６に蓄えておくという考え方が本発明の特徴である。
【００４６】
ここで、自然エネルギー源の出力電圧と電流の関係には最大発電効率の極大値が存在する。熱電変換素子の場合には、開放出力電圧の半分の電圧になるように電流を取り出すと、最大の発電効率が得られる。従来の電源変換回路では負荷回路の消費電力に応じて給電手段からの出力電力を決めていたため、最大の発電効率で電力を取り出していたわけではない。それに対し本発明の電源変換回路では、入力電圧に応じて可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の電圧変換倍数を設定でき、さらに負荷回路５で消費される電力以上に発電された電力はコンデンサ６に蓄えるというシステムであるため、常に自然エネルギー源の最大発電効率の状態で電力を取り出すことができる。
【００４７】
このように本発明の電源変換回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇降圧倍数を可変とし、さらにコンデンサに蓄えた電力を再び可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２に戻して負荷回路５に送ることにより、給電手段１１で発電した電力を最後まで使い切ることができる。図１２に、本発明の電源変換回路と従来のような固定倍数の電源変換回路で、どのくらい長く負荷回路５が動作するかを示したものである。本発明の電源変換回路を用いることにより、同じ発電電力においてこれまでの固定倍率ＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、１．３倍長く動作電圧を確保することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したとおり、本発明によれば、給電手段から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータで昇降圧された電力を蓄電する蓄電手段と、前記給電手段の出力と前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記各ＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートを制御する制御回路と、前記給電手段の出力電圧及び前記蓄電手段の電圧及び前記負荷回路の入力電圧をモニタし、電圧情報を前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと前記制御回路に出力する電圧検出器を備えているため、給電手段の出力電圧が変動しても、負荷回路には常に一定の電圧が出力されるという効果がある。
【００４９】
また、給電手段が自然エネルギー源の場合、出力電圧と電流の関係には最大発電効率の極大値が存在する。従来の電源変換回路では負荷回路の消費電力に応じて給電手段からの出力電力を決めていたが、本発明の電源変換回路では上記のような構成にしたため、常に自然エネルギー源の最大発電効率の状態で電力を取り出すことができ、その電力を負荷回路で消費しつつ、コンデンサに蓄電することができる。
【００５０】
さらに、給電手段の出力電力が負荷回路で消費される電力以上に出力された場合は、蓄電手段に蓄えておき、給電手段の出力電力がなくなったときにその蓄えた電力を使用するので、給電手段から出力された電力をすべて使い切るという効果がある。
【００５１】
また、従来の方法では蓄電手段に蓄えた電力はそのまま負荷回路に接続されていたが、本発明の電源変換回路は逐電手段に蓄えられた電力を再びＤＣ−ＤＣコンバータに戻して電圧変換することにより、電力を無駄なく使い切ることができるという効果がある。
【００５２】
さらに、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路及び蓄電手段の間にＭＯＳＦＥＴスイッチを設けることにより、給電手段から電力が出力されるとすぐに負荷回路が動作することができるという効果がある。
【００５３】
また、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータにスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータとバイパストランジスタを組み合わせたブロックをカスケード接続して構成していることにより、低消費電力ＩＣの領域においてより高い電源変換効率を示す。
【００５４】
さらに、ＭＯＳＦＥＴスイッチに完全空乏型のＳＯＩデバイスを用いることにより、通常、Ｂｕｌｋデバイスではソース側とドレイン側の電圧が逆転すると電流の逆流を防ぐために２個接続していたものが、トランジスタ１つで逆流を防止することができため、トランジスタの数を減らすことができるという効果がある。
【００５５】
また完全空乏型トランジスタを用いることにより、リーク電流がＢｕｌｋデバイスに比べて１桁低く押さえることができるため、しきい値電圧を下げることができ、ＭＯＳＦＥＴスイッチや出力ドライバのトランジスタサイズを小さくすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係る電源変換回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】熱電変換素子の発電出力特性を示す図である。
【図３】本発明の形態に係る昇圧型のスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図と動作模式図である。
【図４】本発明の形態に係る降圧型のスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図と動作模式図である。
【図５】本発明の形態に係る昇圧型のＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図６】本発明の形態に係る降圧型のＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図７】本発明の形態に係る可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図である。
【図８】本発明の形態に係る可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す図である。
【図９】本発明の形態に係るＭＯＳＦＥＴスイッチの回路図である。
【図１０】本発明の形態に係るＭＯＳＦＥＴスイッチの面積効果を示す図である。
【図１１】本発明の形態に係る可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧段数切り換え動作を示す図である。
【図１２】本発明の形態に係る電源変換回路を用いた場合の負荷回路の動作持続時間を示した図である。
【図１３】従来の電源変換回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 電源変換回路
２ 可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３、１０３ 電圧検出器
４ 制御回路
５、１０５ 負荷回路
６ コンデンサ
７、８、９、１０ ＭＯＳＦＥＴスイッチ
１１、１０１ 給電手段
２１、３１、４１、５１、６４、７１ 入力端子
２２、２３、２５、２６、３２、３３、３５、３６、４２、５２ トランジスタ
２４、３４、２７、３７ コンデンサ
２８、３８、４５、５５、６５、７２ 出力端子
４３、５３ ダイオード
４４、５４ インダクタ
６１ バイパスライン
６２、７６、７７ ＳＣブロック
６３、７３、７４、７５ バイパストランジスタ
９１ １倍昇圧ポイント
９２ ２倍昇圧ポイント
９３ ４倍昇圧ポイント
１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０６ 蓄電手段
【発明の属する技術分野】
本発明は電源変換回路に係り、さらに詳しくは、ソーラーモジュールや熱電変換素子の出力を使って駆動する電子機器の電源変換回路であって、発電した電力を効率良く負荷回路に供給し、余った電力を蓄電手段に蓄える電源変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
環境や時間により電圧及び電流が変動する給電手段の電力を負荷回路に供給する従来の電源変換回路は、図１２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＤＣコンバータから出力された電力を整流する整流素子と、蓄電手段の電圧を検出する電圧検出器と、整流された電力を蓄電する蓄電手段と、負荷回路を有していた。ソーラーモジュールや熱電変換回路など環境や時間により電圧及び電流が変動する給電手段の電力を負荷回路に供給する従来の電源変換回路では、給電手段から電力が供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータの最低動作電圧以上であればＤＣ−ＤＣコンバータが動作し、蓄電手段の電圧が所定の出力電圧になるように電圧検出器でモニタして、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御する。例えばＤＣ−ＤＣコンバータがスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をオン・オフさせ、間欠動作させることで出力電圧を一定に保っていた。
【０００３】
また電圧変換された電力は、ショットキーダイオードなどの整流素子で整流され、蓄電手段に充電されて蓄えられる。この時、充電手段と負荷回路は並列に接続されているため、蓄電手段に蓄電された電力が負荷回路に供給される。負荷回路は充電手段の蓄電された電圧が負荷回路の最低駆動電圧以上になると動作していた。そのため、蓄電手段の容量が大きいと、蓄電手段の電圧が中々上昇せず、起動するまで非常に時間がかかっていた。このように負荷回路を継続的に動作させるには、蓄電手段の電力が空にならず、かつ、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低駆動電圧を下回らないように、蓄電手段に対して効率良く充電する必要があった。
【０００４】
さらに従来の電源変換回路で、ＤＣ−ＤＣコンバータにスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合、昇降圧倍数は固定としている。この場合、給電手段の出力電圧が変化して、昇圧あるいは降圧を行ってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が蓄電手段の出力を下回ってしまえば、充電することができない。
【０００５】
また、給電手段の出力がなくなると負荷回路は蓄電手段に蓄えられた電力で動作するが、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低動作電圧を下回った時点で動作が停止する。この時、蓄電手段にはまだ電荷が残った状態である。
【０００６】
なお、上記の時間により電圧が変動する電力を供給する給電手段としては、消費電力の比較的小さい携帯電子機器などに用いられる熱電変換素子やソーラーパネルなどがある。例えば、熱電変換素子は、Ｐ型とＮ型の半導体を用いてＰＮ接合を行い、温度差により起電力を生じさせて発電を行うため、温度差が時間とともに変化すると、それに応じて起電力（電圧）も変化する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の電源変換回路にあっては、負荷回路に一定電圧を供給するためにＤＣ−ＤＣコンバータの動作を止めたり、取り出す電力量を調整したりしていた。そのため、給電手段の発電出力か負荷回路で必要とされる電力以上に出力できる能力がある場合でも、必要以上に電力を取り出すことはしない。このため、必要とされる以上の電力は無駄になっていた。特にソーラーモジュールや熱電変換回路などの給電手段では、環境や時間により出力電圧がすぐに変化するため、同じ出力能力を維持することは難しい。そのため、発電能力の高い状態のとき、つまり光量が非常に多い場合や熱源がある場合には、できるだけ多くの電力を給電手段から取り出す必要があった。
【０００８】
さらに、ソーラーモジュールや熱電変換回路などの自然エネルギー源の給電手段では、出力電圧と出力電流の間に最大発電効率となる極大値を持っている。自然エネルギー源の給電手段では、エネルギー量が少ないため、常に最大発電効率の状態で電力を取り出すことが望ましい。しかし、従来の電源変換回路では負荷回路の消費電力に応じて給電手段から取り出す電力を決めているため、最大発電効率の状態で電力が引き出されていることは稀であり、それ以外の電力は無駄となっていた。
【０００９】
また従来の電源変換回路では、蓄電手段と負荷回路が整流素子の出力に並列に接続しているため、例えＤＣ−ＤＣコンバータの出力が負荷回路の動作電圧以上であっても蓄電器の電荷が空の状態では電圧がドロップし、蓄電手段の電荷が溜まるまでは負荷回路が動作しないという不具合があった。
【００１０】
またスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた従来の電源変換回路では、昇圧倍数あるいは降圧倍数が固定のため、環境や時間により出力電圧が変化する給電手段の出力電力を電源変換しても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が蓄電手段の電圧を下回った場合、蓄電することができなかった。
【００１１】
また環境や時間により出力電圧が変化する給電手段の発電が止まった場合、蓄電手段に溜まった電力で負荷回路が動作することになるが、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低動作電圧を下回った時に負荷回路の動作は止まってしまう。例え蓄電手段に残った電力が十分であっても電圧が下回っただけで負荷回路が動かないため、残った電力は無駄になっていた。
【００１２】
本発明は、かかる従来技術の有する不都合に鑑みてなされたもので、給電手段の発電電力が十分にあるときは、蓄電手段に電力を溜めながら負荷回路を動作させ、給電手段の発電がなくなった場合は、蓄電手段に溜まった電力を効率良く使い切ることのできる電源変換回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の電源回路は、給電手段から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータで昇降圧された電力を蓄電する蓄電手段と、前記給電手段の出力と前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記各ＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートを制御する制御回路と、前記給電手段の出力電圧及び前記蓄電手段の電圧及び前記負荷回路の入力電圧をモニタし、電圧情報を前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと前記制御回路に出力する電圧検出器を備えているものである。
【００１４】
これによれば、電圧検出器が給電手段から発電電力が供給されていることを検出すると、制御回路が給電手段の出力と可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせ、発電電力を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。さらに電圧検出器は給電手段の出力電圧をモニタし、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧及び降圧倍数を決め、その倍数でＤＣ−ＤＣコンバータが動作する。次に制御回路は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせ、昇圧及び降圧された可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を負荷回路に供給する。この時、負荷回路で使われる電力以上に可変型ＤＣ−ＤＣコンバータから電力が供給された場合は、制御回路が可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＦＦさせ、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせて、蓄電手段に電力を供給する。このため、負荷回路には一定の電圧で電力が供給される。
【００１５】
さらに、給電手段の出力電圧をモニタして、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇降圧段数を決めているため、常に最大発電効率の状態で電力を取り出すことができる。そして発電能力の高い状態のときにはできるだけ多くの電力を給電手段から取り出し、蓄電手段に蓄えることができる。
【００１６】
また蓄電手段の電荷が空の状態であっても、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチを設けているため、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が負荷回路の最低動作電圧以上であればすぐに、負荷回路を動作させることができる。
【００１７】
また給電手段から発電電力が供給されなくなった場合は、電圧検出器が給電手段から発電電力が供給されていないことを検出し、制御回路が給電手段の出力と可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＦＦさせ、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせて、蓄電手段の電荷を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。電圧検出器は蓄電手段の電圧をモニタし、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧及び降圧倍数を決め、その倍数でＤＣ−ＤＣコンバータが動作する。次に制御回路は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＮさせ、昇圧及び降圧された可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を負荷回路に供給する。この時も負荷回路で使われる電力以上に可変型ＤＣ−ＤＣコンバータから電力が供給された場合は、制御回路が可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチをＯＦＦさせることで、負荷回路には一定の電圧で電力が供給される。これにより、蓄電手段の電圧が負荷回路の最低動作電圧を下回った時に負荷回路の動作は止まってしまうという不具合がなくなり、蓄電手段に蓄えられた電力は最後まで使い切ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明に係る電源変換回路の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。本実施の形態の電源変換回路は、環境や時間により発電電圧及び電力が変化するソーラーモジュールや熱電変換素子あるいはモーターを用いた発電機を給電手段とした携帯機器において、発電した電力を効率良く蓄電し、且つ、効率良く消費することを目的としたものである。
【００１９】
図１に本実施の形態に係る電源変換回路１の概略構成を示すブロック図を示す。本発明の電源変換回路１は給電手段１１から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２で昇降圧された電力を蓄電するコンデンサ６と、ソーラーモジュールや熱電変換素子あるいはモーターを用いた発電機等の給電手段１１の出力と可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力とコンデンサ６の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力と負荷回路５の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０と、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力とコンデンサ６を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ２）８と、上記４つの各ＭＯＳＦＥＴスイッチを制御する制御回路４と、給電手段１１の出力電圧及びコンデンサ６の電圧及び負荷回路５の入力電圧をモニタし、電圧情報を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２と制御回路４に出力する電圧検出器３から構成される。特に本発明の電源変換回路では、各回路を支持基板上に絶縁膜を介して形成された半導体膜上に形成される半導体デバイス、いわゆる完全空乏型ＳＯＩデバイスで構成した場合、その効果は非常に大きくなる。
【００２０】
給電手段１１はソーラーモジュールや熱電変換素子、あるいは小型ローターを用いて回転エネルギーを電力に変換する発電機である。これらの給電手段は光や熱、運動などの環境状況に応じて発電電圧や発電電力、あるいは発電持続時間が異なるため、発電した電力を最大限に活用する電源変換回路が必要となる。ここでソーラーモジュールや小型ローター発電機などは光強度や運動力が変化しなければほぼ一定の電圧を出力することができるが、熱電変換素子は熱量が一定でも出力電圧が大きく変化する。本発明の電源変換回路１は熱電変換素子のような給電手段に特に有効である。
【００２１】
熱電変換素子は、例えば、Ｐ型熱電材料エレメントとＮ型熱電材料エレメントとが２枚の基板に挟まれ、基板上でＰ型熱電材料エレメントとＮ型熱電材料エレメントが金属等の導電性物質を介してＰＮ接合されていて、複数個直列に、Ｐ、Ｎ、Ｐ、Ｎ、というように接続されている。この熱電変換素子は、ＰＮ接合部とＰＮ接合部の間に温度差を与えると、温度差に応じた電位差（起電力）を生じるとともに、ＰＮ接合を増やすことにより高い発生電圧を得ることができる。上記２枚の基板間に温度差が与えられた場合の起電圧の時間変化を図２に示す。熱電変換素子の基板間に温度差が与えられた直後は、急激に電圧が上昇するが、あるピークを過ぎると電圧が下がっていって、ある値で飽和する。これは、基板間に温度差が与えられた直後は、与えられた温度差が熱電変換素子にかかるため、大きな電圧を発生させることができるが、時間が経過するにつれて一方の基板の熱がＰ、Ｎ型熱電材料エレメントを通してもう一方の基板に伝わるため、温度差が小さくなり、発生する電圧が小さくなってくるからである。このため、これまでの熱電変換素子では出力電圧が飽和した状態、つまり図２の発電電圧ピークを過ぎた部分でも負荷回路の動作を確保できるように、熱電材料エレメントを直列に接続し、出力電圧を確保していた。しかし、直列にエレメントを接続すれば熱電変換素子の内部抵抗増加を招き、電流を確保することが難しい。さらに直列接続を増加させるために素子が大きくなって、携帯端末に不利であるという課題も出てくる。それに対し本発明の電源変換回路は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２を有しているため、給電手段１１の発電電圧が負荷回路５の動作電圧以下に下がっても、昇圧を行い、負荷回路５に一定電圧を出力する。
【００２２】
可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、コンデンサを用いたスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータから構成されるタイプとコイルを用いたＬＣタイプＤＣ−ＤＣコンバータのいずれかで構成される。
【００２３】
スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧検出器３から送られてきた電圧検出情報を元に昇圧あるいは降圧段数を決定し、電圧変換して出力するものである。この中で、スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータはコンデンサ同士、あるいはコンデンサと電源の並列接続、直列接続を繰り返すことによって、入力した電圧を昇圧したり降圧したりすることができる。図３（ａ）にスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な昇圧回路、図３（ｂ）にその動作模式図を示す。スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの結線は、入力端子２1とトランジスタ２２、２３のドレインを接続し、トランジスタ２２のソースとコンデンサ２４、トランジスタ２６のドレインを接続する。更にコンデンサ２４のもう一方の端子とトランジスタ２３のソース、トランジスタ２５のドレインを接続する。トランジスタ２５のソースは接地する。トランジスタ２６のソースはコンデンサ２７と出力端子２８に接続する。そして、コンデンサ２８のもう一方の端子は接地する構成である。
【００２４】
昇圧の場合、電源とコンデンサを並列に接続した後、コンデンサと電源を直列接続に切り替えることによって入力電圧の２倍の電圧を得ることができる。ここではコンデンサと電源を使った２倍昇圧について説明したが、コンデンサの数を増やすことによって３倍、４倍が可能となる。また、図４（ａ）に示す回路を用い、図４（ｂ）に示すような動作をすることによって、入力電圧を降圧することも可能である。スイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの降圧回路結線は、入力端子３１とトランジスタ３２のドレインを接続し、トランジスタ３２のソースとコンデンサ３４、トランジスタ３３のドレインを接続する。コンデンサ３４のもう一方の端子は、トランジスタ３５のドレインとトランジスタ３６のドレインと接続する。トランジスタ３５のソースは接地する。トランジスタ３６のソースはトランジスタ３３のソースと、コンデンサ３７と出力端子３８と接続する。そしてコンデンサ３７のもう一方の端子は接地する。
【００２５】
また、ＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧検出器３から送られてきた電圧検出情報を元に、内部トランジスタのスイッチングのタイミングを変えることにより、電圧変換して出力するものである。図５にＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な昇圧回路図を示す。入力端子４１とインダクタ４４を接続し、インダクタ４４のもう一方とトランジスタ４２のドレイン、ダイオード４３のアノードを接続する。トランジスタ４２のソースは接地する。そして、ダイオード４３のカソードを出力端子４５と接続した構成である。ここで、トランジスタ４２のゲートに電圧を印加し、トランジスタ４２のソース・ドレイン間に電流を流すことで、インダクタ４４に電流が流れる。その後、トランジスタ４２のゲートをオフし、ソース・ドレイン間の電流を遮断することで、電磁誘導が起こり、昇圧された電圧がダイオード４３を通って出力される。このトランジスタ４２のゲートをオン・オフさせる制御方法として、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御が用いられる。ＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータはゲートのオン・オフ制御周波数を変えることで任意の電圧を出力することができるというメリットがある。その一方で、インダクタなどの外付け部品が必要となるほか、低電力出力時には電源変換効率が低下するというデメリットもある。
【００２６】
また、ＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な降圧回路図は、図６に示す通りである。入力端子４１とトランジスタ５２のソースを接続し、トランジスタ５２のドレインとインダクタ５４とダイオード５３のカソードを接続する。ダイオードのアノードは接地する。そして、インダクタ５４のもう一方を出力端子５５と接続した構成である。ここで、昇圧回路と同様にトランジスタ５２のゲートをＰＷＭ制御やＰＦＭ制御でオン・オフ制御することにより、降圧されたに電圧を印加し、トランジスタ４２のソース・ドレイン間に電流を流すことで、インダクタ４４に電流が流れる。その後、トランジスタ４２のゲートをオフし、ソース・ドレイン間の電流を遮断することで、電磁誘導が起こり、昇圧された電圧がダイオード４３を通って出力される。このトランジスタ４２のゲートをオン・オフさせる制御方法として、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御が用いられる。
【００２７】
可変型ＤＣ−ＤＣコンバータでスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合、図３（ａ）や図４（ａ）のスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータ回路とバイパストランジスタ６３を組み合わせて基本ブロック（ＳＣブロック）６２とし、図７に示すようにこのＳＣブロック６２の入力端子６４と出力端子６５をカスケード接続した構成となる。
【００２８】
ここでバイパストランジスタ６３の役割について説明する。このトランジスタはＳＣブロック６２の入力端子６４とバイパスライン６１をソース・ドレイン間で接続したトランジスタである。ゲート電極は可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路内にある制御回路と接続している。バイパストランジスタ６３がＯＮすると、ＳＣブロック６２の入力端子６４とバイパスライン６１が接続し、前段のＳＣブロック６５の出力がバイパスラインに流れ込む。このため、この段のＳＣブロック６２には電流が流れ込まず、ＳＣブロック６２の次段以降に電流が送られる。
【００２９】
図８にスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合の可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作の一例を示す。例えば、入力端子７１の電圧をそのまま出力端子７２に出力するには、バイパストランジスタ（Ｓ１）７３と（Ｓ３）７５をＯＮさせ、ＳＣブロック７６と７７を２つパスさせることで、入力端子７１の電圧をそのまま出力端子７２に出力することができる。次に入力端子７１の電圧の２倍の電圧を出力端子７２に出力したい場合は、バイパストランジスタ（Ｓ1）７３と（Ｓ２）７４をＯＮさせ、昇圧タイプのＳＣブロック７６を１段動作させることで、入力端子７１の電圧の２倍の電圧を出力端子７２に出力することができる。更に、入力端子７１の電圧の４倍の電圧を出力したい場合は、バイパストランジスタをすべてＯＦＦさせ、昇圧タイプのSCブロック７６と７７を２段動作させることで、入力端子７１の電圧の４倍の電圧を出力端子７２に出力することができる。
【００３０】
一方、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２にＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合は、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力端子と図５及び図６で示したＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子４１及び５１を接続し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力端子と図５及び図６で示したＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子４５及び５５を接続することで、可変出力を実現する。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２にスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合と異なり、複数個ブロックをカスケード接続する必要がないため、回路規模としてのメリットがある。
【００３１】
電圧検出器３は給電手段１１の出力電圧、コンデンサ６の電圧、負荷回路５の入力電圧を常にモニタし、電圧検出情報を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に送る役目である。
【００３２】
制御回路４は、電圧検出器３からの情報を受けて、給電手段１１、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２、負荷回路５、コンデンサ６の各ブロック間に接続されているＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７から（Ｐ４）１０のスイッチングを制御する回路である。
【００３３】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７から（Ｐ４）１０のトランジスタは各ブロック間を接続し、制御回路４からの制御信号を受けてスイッチング動作をする。ここで、これらのトランジスタはＰ型トランジスタであることが望ましい。Ｎ型トランジスタの場合、ソース・ドレイン間に電流を流すには、ゲート電圧はソースに入ってくる電圧以上に必要であるため、各トランジスタのゲートを制御するために新たに高い電圧が必要となってしまう。それに対しＰ型トランジスタでは、ゲート制御の信号に可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を使うことでＯＮ−ＯＦＦ動作が可能であるため、新たに高い電圧を作る必要はない。
【００３４】
さらに本発明のＭＯＳＦＥＴスイッチは完全空乏型のＳＯＩデバイスを用いることにより大きな効果を発揮する。通常、Ｂｕｌｋデバイスでは基板とトランジスタのソースを接続するため、電流の流れが双方向あるスイッチをＭＯＳＦＥＴで構成する場合、ソース側とドレイン側の電圧が逆転すると電流の逆流を防ぐことができない。このためＢｕｌｋデバイスでは、図９（ａ）に示すようにトランジスタを２個接続して逆流を防止する方法を取る。これに対し完全空乏型ＳＯＩデバイスでは、基板（ボディ領域）がフローティングの状態で動作させることが可能のため、電流の流れが双方向であるＭＯＳＦＥＴスイッチでも図９（ｂ）に示すように、トランジスタ１つで逆流を防止することができる。このことから、本発明のＭＯＳＦＥＴスイッチに完全空乏型ＳＯＩデバイスを用いることで、トランジスタの数を減らすことができる。
【００３５】
また完全空乏型トランジスタでは、同じしきい値電圧のトランジスタで比べた場合、リーク電流がＢｕｌｋデバイスに比べて１桁低く押さえることができるため、しきい値電圧を下げることができ、ＭＯＳＦＥＴスイッチや出力ドライバのトランジスタサイズを小さくすることができる。図１０に本発明の電源変換回路をＢｕｌｋデバイスと完全空乏型ＳＯＩデバイスで構成した場合のチップ面積の比較を示す。完全空乏型ＳＯＩデバイスを用いることで、ＭＯＳＦＥＴスイッチや出力ドライバの面積を大幅に減少させられることがわかる。
【００３６】
コンデンサ６は、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力した電力を蓄える機能と、給電手段１１の発電電力がなくなったときに、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力に電力を供給する機能を有している。
【００３７】
負荷回路５は、極低電力で動作させることが可能なアプリケーション回路である。本発明の電源変換回路１を用いるシステムは、自然エネルギーの発電電力のみで動作させることが可能なシステムのため、負荷回路５も消費電力を極力抑えた形となっている。消費電力を極力抑える技術の一つとして、完全空乏型ＳＯＩデバイスを用いた回路技術がある。
【００３８】
次に本発明による電源変換回路１の動作について説明する。ここでは給電手段１１として熱電変換素子を用いた場合の動作について説明するが、他の給電手段、例えばソーラーセルやゼンマイ発電でも同様である。また、この例では可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２はスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータで、昇圧段数は最大４倍と仮定して説明する。
【００３９】
熱電変換素子に熱源が置かれると、出力電圧が上昇してくる。図１１に示すように、熱電変換回路の出力電圧が上昇して４倍昇圧ポイントを越えると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。信号を受けた制御回路４ははじめすべてオフであるＭＯＳＦＥＴスイッチのうち、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７をオンさせ、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２に電力を送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３の信号を受けて、４倍昇圧で電源変換を開始し、出力する。すると、制御回路４はＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ4）１０をオンさせ、負荷回路５に電力を送る。この時、電圧検出回路３は負荷回路５の電圧をモニタしており、負荷回路５の動作電圧を越えた電圧になった場合は制御回路４に信号を送り、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０をオフし、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９をオンさせる。これにより、負荷回路５の動作に必要な電力以上に送られてきた電力はコンデンサ６に蓄えられることになる。ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９と（Ｐ４）１０のオンとオフを交互に繰り返すことによって、負荷回路５に一定電圧を出力しながら、コンデンサ６に余分な電力を蓄えて行く。
【００４０】
次に熱電変換回路の出力電圧が更に上昇して２倍昇圧ポイント９２を越えると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３の信号を受けて、２倍昇圧で電源変換を開始し、出力する。ＭＯＳＦＥＴスイッチの動作については、上記４倍昇圧のときと同じで、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９と（Ｐ４）１０を交互にオンさせ、負荷回路５に一定電圧を出力しながら、コンデンサ６に余分な電力を蓄えて行く。
【００４１】
更に熱電変換回路の出力電圧が上昇して１倍昇圧ポイント９１を越えると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３の信号を受けて、Ｎｏｎ昇圧で電源変換を開始し、出力する。ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９及び（Ｐ４）１０の動作は上記２倍、４倍と同様である。
【００４２】
この後、熱電変換回路の出力電圧が低下して１倍昇圧ポイント９１より低下すると可変型ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧倍数は２倍に、２倍昇圧ポイント９２より低下すると４倍に昇圧段数を変化させて出力する。
【００４３】
そして、熱電変換回路の出力電圧が４倍昇圧ポイント９３より低下すると、電源検出回路３は電圧を検出し、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２や制御回路４に信号を送る。信号を受けた制御回路４はＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ１）７、（Ｐ３）９、（Ｐ４）１０をオフし、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ２）８をオンさせることで、コンデンサ６に蓄えられた電力を可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力に送る。可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電圧検出回路３からコンデンサ６の電圧情報を受けて、昇圧倍数を決定し、電源変換出力を行う。ここで、制御回路４はＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ4）１０をオンさせ、負荷回路５に電力を送る。この時、電圧検出回路３は負荷回路５の電圧をモニタしており、負荷回路５の動作電圧を越えた電圧になった場合は制御回路４に信号を送り、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０をオフする。すると、負荷回路５の電圧が下がってくるので、電圧検出回路３は検出信号を制御回路4に送り、再びＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０をオンさせる。ＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ４）１０のオンとオフを交互に繰り返すことによって、負荷回路５に一定電圧を出力する。
【００４４】
ここで本発明と同様の構成を持つ電源変換回路では、負荷回路とコンデンサは常に接続した状態であることが多い。この場合、給電手段から電力が出力されて、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータに電力が送られても、コンデンサに電荷を蓄えるのに時間がかかり、それまで負荷回路は動作しないといった不具合があった。しかし、本発明の電源変換回路では可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２とコンデンサ６あるいは可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２と負荷回路５の間にＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９、（Ｐ４）１０があり、負荷回路５の電圧状態によってＭＯＳＦＥＴスイッチ（Ｐ３）９、（Ｐ４）１０のオン、オフを切り換えているため、給電手段１１からの出力電力があるとすぐに負荷回路５が動作するというメリットがある。
【００４５】
更に、給電手段１１が自然エネルギー源の場合、給電手段１１の出力電力は外部環境変化に大きく作用される。そのため、電力が必要なときに最大の電力が取り出せるとは限らない。発電電力が大きいときに、多くの電力を取り出し、コンデンサ６に蓄えておくという考え方が本発明の特徴である。
【００４６】
ここで、自然エネルギー源の出力電圧と電流の関係には最大発電効率の極大値が存在する。熱電変換素子の場合には、開放出力電圧の半分の電圧になるように電流を取り出すと、最大の発電効率が得られる。従来の電源変換回路では負荷回路の消費電力に応じて給電手段からの出力電力を決めていたため、最大の発電効率で電力を取り出していたわけではない。それに対し本発明の電源変換回路では、入力電圧に応じて可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２の電圧変換倍数を設定でき、さらに負荷回路５で消費される電力以上に発電された電力はコンデンサ６に蓄えるというシステムであるため、常に自然エネルギー源の最大発電効率の状態で電力を取り出すことができる。
【００４７】
このように本発明の電源変換回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇降圧倍数を可変とし、さらにコンデンサに蓄えた電力を再び可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２に戻して負荷回路５に送ることにより、給電手段１１で発電した電力を最後まで使い切ることができる。図１２に、本発明の電源変換回路と従来のような固定倍数の電源変換回路で、どのくらい長く負荷回路５が動作するかを示したものである。本発明の電源変換回路を用いることにより、同じ発電電力においてこれまでの固定倍率ＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、１．３倍長く動作電圧を確保することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したとおり、本発明によれば、給電手段から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータで昇降圧された電力を蓄電する蓄電手段と、前記給電手段の出力と前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と前記蓄電手段の入力を接続するＭＯＳＦＥＴスイッチと、前記各ＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートを制御する制御回路と、前記給電手段の出力電圧及び前記蓄電手段の電圧及び前記負荷回路の入力電圧をモニタし、電圧情報を前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと前記制御回路に出力する電圧検出器を備えているため、給電手段の出力電圧が変動しても、負荷回路には常に一定の電圧が出力されるという効果がある。
【００４９】
また、給電手段が自然エネルギー源の場合、出力電圧と電流の関係には最大発電効率の極大値が存在する。従来の電源変換回路では負荷回路の消費電力に応じて給電手段からの出力電力を決めていたが、本発明の電源変換回路では上記のような構成にしたため、常に自然エネルギー源の最大発電効率の状態で電力を取り出すことができ、その電力を負荷回路で消費しつつ、コンデンサに蓄電することができる。
【００５０】
さらに、給電手段の出力電力が負荷回路で消費される電力以上に出力された場合は、蓄電手段に蓄えておき、給電手段の出力電力がなくなったときにその蓄えた電力を使用するので、給電手段から出力された電力をすべて使い切るという効果がある。
【００５１】
また、従来の方法では蓄電手段に蓄えた電力はそのまま負荷回路に接続されていたが、本発明の電源変換回路は逐電手段に蓄えられた電力を再びＤＣ−ＤＣコンバータに戻して電圧変換することにより、電力を無駄なく使い切ることができるという効果がある。
【００５２】
さらに、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と負荷回路及び蓄電手段の間にＭＯＳＦＥＴスイッチを設けることにより、給電手段から電力が出力されるとすぐに負荷回路が動作することができるという効果がある。
【００５３】
また、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータにスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータとバイパストランジスタを組み合わせたブロックをカスケード接続して構成していることにより、低消費電力ＩＣの領域においてより高い電源変換効率を示す。
【００５４】
さらに、ＭＯＳＦＥＴスイッチに完全空乏型のＳＯＩデバイスを用いることにより、通常、Ｂｕｌｋデバイスではソース側とドレイン側の電圧が逆転すると電流の逆流を防ぐために２個接続していたものが、トランジスタ１つで逆流を防止することができため、トランジスタの数を減らすことができるという効果がある。
【００５５】
また完全空乏型トランジスタを用いることにより、リーク電流がＢｕｌｋデバイスに比べて１桁低く押さえることができるため、しきい値電圧を下げることができ、ＭＯＳＦＥＴスイッチや出力ドライバのトランジスタサイズを小さくすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係る電源変換回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】熱電変換素子の発電出力特性を示す図である。
【図３】本発明の形態に係る昇圧型のスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図と動作模式図である。
【図４】本発明の形態に係る降圧型のスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図と動作模式図である。
【図５】本発明の形態に係る昇圧型のＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図６】本発明の形態に係る降圧型のＬＣ型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図７】本発明の形態に係る可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図である。
【図８】本発明の形態に係る可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す図である。
【図９】本発明の形態に係るＭＯＳＦＥＴスイッチの回路図である。
【図１０】本発明の形態に係るＭＯＳＦＥＴスイッチの面積効果を示す図である。
【図１１】本発明の形態に係る可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧段数切り換え動作を示す図である。
【図１２】本発明の形態に係る電源変換回路を用いた場合の負荷回路の動作持続時間を示した図である。
【図１３】従来の電源変換回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 電源変換回路
２ 可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３、１０３ 電圧検出器
４ 制御回路
５、１０５ 負荷回路
６ コンデンサ
７、８、９、１０ ＭＯＳＦＥＴスイッチ
１１、１０１ 給電手段
２１、３１、４１、５１、６４、７１ 入力端子
２２、２３、２５、２６、３２、３３、３５、３６、４２、５２ トランジスタ
２４、３４、２７、３７ コンデンサ
２８、３８、４５、５５、６５、７２ 出力端子
４３、５３ ダイオード
４４、５４ インダクタ
６１ バイパスライン
６２、７６、７７ ＳＣブロック
６３、７３、７４、７５ バイパストランジスタ
９１ １倍昇圧ポイント
９２ ２倍昇圧ポイント
９３ ４倍昇圧ポイント
１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０６ 蓄電手段
Claims (5)
- 環境によって発電力が変動する給電手段の電力を効率よく利用するための電源変換回路であって、
前記給電手段から供給される電力を昇圧あるいは降圧する可変型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータで昇降圧された電力を蓄電する蓄電手段と、
前記給電手段の出力と前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力の間に設けられた第１のスイッチと、
前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力と前記蓄電手段の入力の間に設けられた第２のスイッチと、
前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記蓄電手段の入力の間に設けられた第３のスイッチと、
前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力と前記負荷回路の入力の間に設けられた第４のスイッチと、
前記給電手段の出力電圧及び前記蓄電手段の電圧及び前記負荷回路の入力電圧をモニタする電圧検出器と、
前記電圧検出器の出力信号を受けて、前記第１から第４のスイッチを制御する制御回路と、を有し、
前記制御回路は、
前記電圧検出器が、前記給電手段からの供給電力を検出した場合に、前記第１及び第４の MOSFET スイッチを ON し、前記第２及び第３の MOSFET スイッチを OFF し、
前記電圧検出器が、前記負荷回路の電圧を該負荷回路の動作電力より多いことを検出した場合に、前記第１及び第３の MOSFET スイッチを ON し、前記第２及び第４の MOSFET スイッチを OFF し、
前記電圧検出器が、前記給電手段からの供給電力の停止を検出した場合に、前記第２及び第４の MOSFET スイッチを ON し、前記第１及び第３の MOSFET スイッチを OFF する、
ことを特徴とする電源変換回路。 - 前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータが、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ４つとコンデンサ２つで構成されたスイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記スイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子とソース端子を接続し、バイパスラインとドレイン端子を接続したバイパストランジスタから構成される請求項１記載の電源変換回路。
- 前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記スイッチドキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータと前記バイパストランジスタで１つのブロックを構成し、前記ブロックを複数個カスケード接続した請求項２に記載の電源変換回路。
- 前記可変型ＤＣ−ＤＣコンバータが、ＭＯＳＦＥＴトランジスタとインダクタとコンデンサとダイオードから構成されている請求項１に記載の電源変換回路。
- 前記第１から第４のスイッチが、完全空乏型ＳＯＩデバイスで構成されたＭＯＳＦＥＴである請求項１に記載の電源変換回路。
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