CN112821771B - 一种可变电容型cllc谐振变换器 - Google Patents

一种可变电容型cllc谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种可变电容型CLLC谐振变换器，包括直流输入电源、第一至四逆变桥开关管、谐振电感、谐振电容、变压器、可变电容元件及第一至四整流桥二极管和输出电容；直流输入电源分别与第一、三开关管漏极及第二、四开关管源极连接；谐振电感分别与第一开关管源极和第二开关管漏极及变压器原边同名端连接；谐振电容分别与第三开关管源极和第四开关管漏极及变压器原边异名端连接；变压器副边同名端与第一二极管阳极和第二二极管阴极连接；可变电容元件分别与变压器副边异名端及第三二极管阳极和第四二极管阴极连接；输出电容分别与第一、第三二极管的阴极及第二、四二极管的阳极连接。本发明结构合理可靠，性能优越，整体工作效率更高。

Description

一种可变电容型CLLC谐振变换器
技术领域
本发明涉及谐振变换器的技术领域，尤其是指一种可变电容型CLLC谐振变换器。
背景技术
业内习知，在中等功率应用中，谐振变换器具备全负载范围内易于实现的软开关特性和较高的工作效率，尤其是工作在最优的谐振模态时。然而，传统的LC、LLC等谐振变换器的谐振模态具有单位归一化电压增益，因而电压调节一般通过调频控制实现，从而工作模态偏离谐振模态进入过谐振或欠谐振模态，这样不仅使得工作效率降低，且对负载变化更加敏感，对调频控制的动态响应要求较高。同时，可变谐振元件的应用为谐振网络的参数调节提供了实现途径。若能合理结合可变谐振元件和谐振模态的归一化电压增益可变的谐振拓扑，构造新的谐振变换器，就可同时实现电压调节和锁定最优谐振模态的高效运行。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种结构合理可靠、性能优越、整体工作效率更高的可变电容型CLLC谐振变换器。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种可变电容型CLLC谐振变换器，包括直流输入电源、第一至四逆变桥开关管、谐振电感、谐振电容、变压器、可变电容元件及第一至四整流桥二极管和输出电容；所述直流输入电源的一端与第一开关管的漏极和第三开关管的漏极连接，其另一端与第二开关管的源极和第四开关管的源极连接；所述谐振电感的一端与第一开关管的源极和第二开关管的漏极连接，其另一端与变压器原边的同名端连接；所述谐振电容的一端与第三开关管的源极和第四开关管的漏极连接，其另一端与变压器原边的异名端连接；所述变压器副边的同名端与第一二极管的阳极和第二二极管的阴极连接；所述可变电容元件的一端与变压器副边的异名端连接，其另一端与第三二极管的阳极和第四二极管的阴极连接；所述输出电容的一端与第一二极管的阴极和第三二极管的阴极连接，其另一端与第二二极管的阳极和第四二极管的阳极连接；所述输出电容并联于负载。
进一步，所述可变电容元件由第一压控可变电容、第二压控可变电容、第一直流大电感、第二直流大电感和直流电压模块构成；其中，所述第一压控可变电容的一端与第三二极管的阳极和第四二极管的阴极连接，其另一端与第一直流大电感和第二压控可变电容连接；所述第二压控可变电容的一端与第二直流大电感和变压器副边的异名端连接，其另一端与第一直流大电感和第一压控可变电容连接；所述直流电压模块的输出正极与第一直流大电感连接，其输出负极与第二直流大电感连接，所述直流电压模块输出不同直流偏压使得可变电容元件具有不同的等效容值，从而使变换器具有不同的谐振工作点的归一化电压增益，即能够建立直流偏压和输出电压间关系，对目标输出电压，依据此关系调整直流偏压大小，即可调整变换器工作模态至最优谐振模态，提高工作效率。
进一步，所述第一开关管和第四开关管驱动信号相同；所述第二开关管和第三开关管驱动信号相同；所述第一开关管和第二开关管驱动信号相反，且均含有死区时间以防止直通。
进一步，所述变压器原副边的匝比为n:1。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
1、所构造的可变电容元件成本低，易于设计和实现。
2、可变电容元件由直流偏压控制，损耗低，控制便捷。
3、所构造的变换器在全输出电压范围内整体运行效率更高，控制便捷。
4、直流偏压的引入不会对CLLC谐振变换器本身运行产生负面影响。
5、可变电容元件在谐振变换器中应用范围广，尤其是谐振模态性质相似的谐振变换器。
附图说明
图1为本发明的电路原理图。
图2a为变换器谐振腔的原始等效电路图。
图2b为图2a的简化等效电路图。
图2c为图2b的戴维宁等效电路图。
图3为谐振模态归一化电压增益与相关参数间关系图。
图4为构成可变电容元件的基本单元—X7R电容的直流偏压特性图。
图5为变换器谐振模态下的主要工作波形图。
图6a为变换器工作频率136.8kHz、无直流偏压作用时的主要工作波形图。
图6b为变换器工作频率136.8kHz、直流偏压作用使工作模态达到谐振模态的主要工作波形图。
图7为不同输出电压时有无直流偏压作用下变换器的效率测试结果对比图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
参见图1所示，本实施例所提供的可变电容型CLLC谐振变换器，包括直流输入电源VH、第一至四逆变桥开关管S1～S4、谐振电感Lr、谐振电容Cr1、变压器Tr、可变电容元件Cr2及第一至四整流桥二极管D1～D4和输出电容Cout；所述直流输入电源VH的一端与第一开关管S1的漏极和第三开关管S3的漏极连接，其另一端与第二开关管S2的源极和第四开关管S4的源极连接；所述谐振电感Lr的一端与第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极连接，其另一端与变压器Tr原边的同名端连接；所述谐振电容Cr1的一端与第三开关管S3的源极和第四开关管S4的漏极连接，其另一端与变压器Tr原边的异名端连接；所述变压器Tr副边的同名端与第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极连接；所述可变电容元件Cr2的一端与变压器Tr副边的异名端连接，其另一端与第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阴极连接；所述输出电容Cout的一端与第一二极管D1的阴极和第三二极管D3的阴极连接，其另一端与第二二极管D2的阳极和第四二极管D4的阳极连接；所述输出电容Cout并联于负载。所述可变电容元件Cr2由第一压控可变电容Cr21、第二压控可变电容Cr22、第一直流大电感Ldc1、第二直流大电感Ldc2和直流电压模块构成；其中，所述第一压控可变电容Cr21的一端与第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阴极连接，其另一端与第一直流大电感Ldc1和第二压控可变电容Cr22连接；所述第二压控可变电容Cr22的一端与第二直流大电感Ldc2和变压器Tr副边的异名端连接，其另一端与第一直流大电感Ldc1和第一压控可变电容Cr21连接；所述直流电压模块的输出正极与第一直流大电感Ldc1连接，其输出负极与第二直流大电感Ldc2连接，所述直流电压模块输出不同直流偏压使得可变电容元件Cr2具有不同的等效容值，从而使变换器具有不同的谐振工作点的归一化电压增益，即能够建立直流偏压和输出电压间关系，对目标输出电压，依据此关系调整直流偏压大小，即可调整变换器工作模态至最优谐振模态，提高工作效率。
所述第一开关管S1和第四开关管S4驱动信号相同；所述第二开关管S2和第三开关管S3驱动信号相同；所述第一开关管S1和第二开关管S2驱动信号相反，且均含有死区时间以防止直通。所述变压器Tr原副边的匝比为n:1。
本实施例上述可变电容型CLLC谐振变换器谐振模态的归一化电压增益特性具体如下：
如图2a所示为所提出的变换器谐振腔的原始等效电路图，其中Lm为变压器原边励磁电感，Lk1为变压器原边漏感，Lk2为变压器副边漏感且满足Lk1≈n2Lk2；谐振腔输入方波电压为uH，等效输出方波电压为nuL。为简化分析，采用基波分析法，得到图2b所示的简化等效电路，其中
Figure GDA0003369605450000051
为uH基波分量的相量形式；Lr1＝Lr+Lk1；Cr2e＝Cr2/n2；Re＝8n2RL/π2，其中RL为负载电阻；
Figure GDA0003369605450000052
为uL基波分量的相量形式，其中VL为直流输出电压。利用戴维宁定理，图2b所示电路可进一步化简为图2c所示电路，其中：
Figure GDA0003369605450000053
Figure GDA0003369605450000054
其中，ωs为变换器的工作角频率。定义辅助参数
Figure GDA0003369605450000055
Cn＝Cr2e/Cr1，Ln1＝Lm/Lr1，Ln2＝Lr1/Lk1，对于谐振模态，有XF(ωs)＝0，即：
Figure GDA0003369605450000056
(Ln1+Ln1Ln2+Ln2)Cnω4-(Ln1+Ln1Cn+Ln2Cn+1)ω2+1＝0 (4)
方程(5)含有两个正实数解ω1,2(ω1＜ω2)，可表达为：
Figure GDA0003369605450000057
a＝(Ln1+Ln1Ln2+Ln2)Cn，b＝Ln1+Ln1Cn+Ln2Cn+1 (5)
其中，ω2被选为变换器的归一化谐振角频率。又依据式(1)、(3)和(5)，可得变换器谐振模态的归一化电压增益Gf0为：
Figure GDA0003369605450000061
依据式(6)，可作出Gf0与参数Cn、Ln1和Ln2之间的关系图，如图3所示。可以得出，可变电容元件具有不同等效容值时，Cn不同，从而Gf0不同。因此，可以通过调节可变电容元件等效容值同时实现电压调节和最优谐振工作模态。同时，参数Ln1和Ln2对Gf0随Cn变化的规律影响较大，应设计其值使Gf0满足电压增益范围的要求。
本实施例上述可变电容型CLLC谐振变换器的可变电容元件特性和工作模态分析如下：
如图4所示为使用的构建可变电容元件的基本单元—X7R电容的直流偏压特性测试结果和拟合关系的对比。其中，测试结果来源于厂商提供的参考数据；容值Cs(nF)与直流偏压Vbias(V)之间拟合的关系为：
Figure GDA0003369605450000062
{p0,p1,...,p5}＝{10,11.19,-343.4,1332,-2121,1229} (7)
压控可变电容Cr21和Cr22实际由若干X7R电容并联而成，且并联组数相同。因此，可假设Cr21和Cr22零偏压条件下的容值相同，直流偏压特性也相同。故基于式(7)，可变电容元件的等效容值Cr2与Vbias间的关系为：
Figure GDA0003369605450000063
其中Cr2(0)为可变电容元件无直流偏压作用时的等效容值。依据式(6)和(8)，可推导出固定输入电压VH下直流偏压Vbias和输出电压VL之间的关系，依据此关系校正变换器工作模态于相应输出电压的谐振模态。
同时，假设直流大电感Ldc1和Ldc2的感量足够大，以及不计uAB和uCD含有的直流分量以及变压器绕组电压的直流分量。综合上述分析，可得到变换器在直流偏压作用下谐振模态的工作波形，如图5所示。由于大电感的隔交作用，直流偏压对CLLC谐振变换器原有的运行特性未产生根本改变，即变换器工作模态仍然分为谐振、过谐振和欠谐振模态，仅在电容Cr21和Cr22上增加了相同大小的直流电压分量，用于调节可变电容元件的容值。
实验验证：
下表1为实验测试的一台可变电容型CLLC谐振变换器样机的基本参数。
表1-实验测试的变换器样机的基本参数
元件 参数值
变压器 变比n＝31:28；L<sub>m</sub>＝200uH；L<sub>k1</sub>＝5uH
谐振电感 L<sub>r</sub>＝80uH
谐振电容 C<sub>r1</sub>＝26.5nF
压控可变电容 C<sub>r21</sub>和C<sub>r22</sub>分别由30个630V,10nF X7R电容并联构成
直流电压模块 输出直流偏压范围0～316V
直流大电感 L<sub>dc1</sub>＝L<sub>dc2</sub>＝2mH
— 输入电压400V；输出电压316V～340V；恒流3.3A输出
图6a所示为变换器工作频率136.8kHz、直流偏压为零时的主要工作波形，依据副边谐振电流ir2的波形可推出此时变换器工作在过谐振状态；图6b所示为相同工作频率下直流偏压为316V时的主要工作波形。此时第三开关管的漏源电压和第四二极管阴阳极间电压波形相位差近似180°，依据式(1)和(3)可知变换器工作在谐振模态，且副边谐振电流ir2近似正弦形。故在直流偏压作用下，可变电容元件等效容值发生改变，变换器由过谐振模态切换至谐振模态。
同时，压控可变电容Cr21和Cr22两端电压含有大小近似相同的直流偏压分量，且交流电压分量幅值也近似一致。综上，实验结果得到的变换器运行规律与理论分析相一致。图7为不同输出电压时变换器在有直流偏压和无直流偏压两种情形下的工作效率测试结果，其中最高工作频率被限制为136.8kHz。可见在直流偏压的作用下，变换器工作模态被校正至谐振模态，稳态运行效率得到了显著提高；同时，相同输出电压范围下工作频率调节范围也缩小，有利于实现更好的电磁兼容特性。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种可变电容型CLLC谐振变换器，其特征在于：包括直流输入电源(VH)、第一至四逆变桥开关管(S1～S4)、谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr1)、变压器(Tr)、可变电容元件(Cr2)及第一至四整流桥二极管(D1～D4)和输出电容(Cout)；所述直流输入电源(VH)的一端与第一开关管(S1)的漏极和第三开关管(S3)的漏极连接，其另一端与第二开关管(S2)的源极和第四开关管(S4)的源极连接；所述谐振电感(Lr)的一端与第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极连接，其另一端与变压器(Tr)原边的同名端连接；所述谐振电容(Cr1)的一端与第三开关管(S3)的源极和第四开关管(S4)的漏极连接，其另一端与变压器(Tr)原边的异名端连接；所述变压器(Tr)副边的同名端与第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极连接；所述可变电容元件(Cr2)的一端与变压器(Tr)副边的异名端连接，其另一端与第三二极管(D3)的阳极和第四二极管(D4)的阴极连接；所述输出电容(Cout)的一端与第一二极管(D1)的阴极和第三二极管(D3)的阴极连接，其另一端与第二二极管(D2)的阳极和第四二极管(D4)的阳极连接；所述输出电容(Cout)并联于负载；所述可变电容元件(Cr2)由第一压控可变电容(Cr21)、第二压控可变电容(Cr22)、第一直流大电感(Ldc1)、第二直流大电感(Ldc2)和直流电压模块构成；其中，所述第一压控可变电容(Cr21)的一端与第三二极管(D3)的阳极和第四二极管(D4)的阴极连接，其另一端与第一直流大电感(Ldc1)和第二压控可变电容(Cr22)连接；所述第二压控可变电容(Cr22)的一端与第二直流大电感(Ldc2)和变压器(Tr)副边的异名端连接，其另一端与第一直流大电感(Ldc1)和第一压控可变电容(Cr21)连接；所述直流电压模块的输出正极与第一直流大电感(Ldc1)连接，其输出负极与第二直流大电感(Ldc2)连接，所述直流电压模块输出不同直流偏压使得可变电容元件(Cr2)具有不同的等效容值，从而使变换器具有不同的谐振工作点的归一化电压增益，即能够建立直流偏压和输出电压间关系，对目标输出电压，依据此关系调整直流偏压大小，即可调整变换器工作模态至最优谐振模态，提高工作效率。
2.根据权利要求1所述的一种可变电容型CLLC谐振变换器，其特征在于：所述第一开关管(S1)和第四开关管(S4)驱动信号相同；所述第二开关管(S2)和第三开关管(S3)驱动信号相同；所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)驱动信号相反，且均含有死区时间以防止直通。
3.根据权利要求1所述的一种可变电容型CLLC谐振变换器，其特征在于：所述变压器(Tr)原副边的匝比为n:1。
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