CN111641339B - 一种可变电容的双向clllc谐振变换器及控制方法 - Google Patents

一种可变电容的双向clllc谐振变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器及控制方法，包括一次侧全桥、二次侧全桥和CLLLC谐振腔；CLLLC谐振腔包括变压器T、一次侧谐振槽和二次侧谐振槽、以及直流偏置施加电路；一次侧谐振槽具有两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2，二次侧谐振槽具有两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4，直流偏置施加电路连接在一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3的两端，用于向C1和/或C3施加直流偏置。当一次侧谐振频率和二次侧谐振频率不匹配或偏离工作频率时，通过调节直流偏置施加电路中辅助开关的占空比，从而改变一次侧谐振槽和/或二次侧谐振槽的谐振电容值，进而使得一次侧谐振频率和二次侧谐振频率相匹配或回归工作频率。

Description

一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别是一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器及控制方法。
背景技术
为了实现直流微网和直流配电网之间或者不同电压等级直流配电网之间的连接，大功率直流变换器被广泛使用，以实现直流电能的传输与变换。由于传统电力变压器难以实现直流变换，直流配电系统中往往需要依靠电力电子变换器实现功率传输。双向隔离DC-DC变换器(isolated bidirectional dc-dc converter，IBDC)是一种重要的电力电子变换器，凭借其电流隔离、双向功率传输以及对称化和模块化等优点，可实现直流微网电压和功率的灵活控制，受到了广泛关注。其中，双向CLLC谐振变换器可以在几乎所有负载条件下实现一次侧主电路开关器件的零电压开关和二次侧整流二极管的零电流开关且不存在回流功率，相较于dual active bridge(DAB)变换器，功率传输效率明显提高。
双向CLLC谐振变换器一般工作在谐振频率，以保证期望的有功传输比、高效率和稳定的单位电压增益。然而由于功率开关器件、电容和变压器漏感等参数存在误差，且它们会随着实际功率和温度的变化而变化，谐振频率会偏离设定的开关频率，变换器性能将下降。此外，在变换器操作频率范围内，变换器的工作频率可能会根据不同的要求和条件而变化，导致谐振频率偏离工作频率，这也会使得变换器传输功率和效率下降，不能保持稳定的单位电压增益。
在CLLC谐振变换器中，通常，变压器一次侧和二次侧的漏感比是匝数比的平方，并且变压器漏感通常作为谐振变换器中的谐振电感，电感值无法轻易改变，所以变换器谐振电容可变时，其谐振频率也会改变。
为了改善CLLC谐振变换器性能，本发明从可变电容出发，提出了一种可变电容的双向CLLC谐振变换器，在谐振电容两端并联辅助电路，通过对辅助开关占空比设置，控制电容电压的直流偏置，从而可以精确地对谐振电容值进行调节，使变换器高效运行。
发明内容
本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，而提供一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器及控制方法，该可变电容的双向CLLLC谐振变换器及控制方法能在变压器两侧谐振元件不匹配等情况导致谐振频率不一致时，调节辅助开关占空比使两侧谐振频率匹配，也可以在变换器工作频率改变时控制两侧谐振电容值从而使两侧谐振频率调整至工作频率，维持变换器传输功率和传输效率且使变换器拥有稳定的单位增益特性。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：
一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器，包括一次侧全桥、二次侧全桥和将一次侧全桥及二次侧全桥相连接的CLLLC谐振腔。
CLLLC谐振腔包括变压器T、布设在变压器T两侧的一次侧谐振槽和二次侧谐振槽、以及直流偏置施加电路。
一次侧谐振槽具有两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2，二次侧谐振槽具有两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4，直流偏置施加电路连接在一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3的两端，用于向一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3施加直流偏置。
当一次侧谐振频率和二次侧谐振频率不匹配或偏离工作频率时，通过调节直流偏置施加电路中辅助开关的占空比，从而改变一次侧谐振槽和/或二次侧谐振槽的谐振电容值，进而使得一次侧谐振频率和二次侧谐振频率相匹配或回归工作频率。
直流偏置施加电路包括依次相互串联的辅助开关Sa、辅助电感La或辅助电阻Ra、第一辅助二极管Da。
直流偏置施加电路还包括第二辅助二极管，第二辅助二极管并联在辅助电感La或辅助电阻Ra的两端。
直流偏置施加电路具有四个，分别为左上箝位电路A1、左下箝位电路A2、右上箝位电路A3和右下箝位电路A4。其中，左上箝位电路A1和左下箝位电路A2均连接在一次侧谐振电容C1的两端，两者施加的偏置方向相反。右上箝位电路A3和右下箝位电路A4连接在二次侧谐振电容C3的两端，两者施加的偏置方向相反。
直流偏置施加电路具有两个，分别为左上箝位电路A1或左下箝位电路A2、右上箝位电路A3或右下箝位电路A4。其中，左上箝位电路A1或左下箝位电路A2连接在一次侧谐振电容C1的两端。右上箝位电路A3或右下箝位电路A4连接在二次侧谐振电容C3的两端。
直流偏置施加电路具有两个，分别为左上箝位电路A1和左下箝位电路A2、或右上箝位电路A3和右下箝位电路A4。当两个直流偏置施加电路为左上箝位电路A1和左下箝位电路A2时，均连接在一次侧谐振电容C1的两端，且两者施加的偏置方向相反。当两个直流偏置施加电路为右上箝位电路A3和右下箝位电路A4时，均连接在二次侧谐振电容C3的两端，且两者施加的偏置方向相反。
一次侧谐振槽包括一次侧谐振电感L1和两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2，具有两种拓扑连接结构：拓扑一：一次侧谐振电感L1、一次侧谐振电容C1和C2均相互串联。拓扑二：一次侧谐振电感L1与相串联的一次侧谐振电容C1和C2并联连接。二次侧谐振槽包括二次侧谐振电感L2和两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4，具有两种拓扑连接结构：拓扑一：二次侧谐振电感L2、二次侧谐振电容C3和C4均相互串联。拓扑二：二次侧谐振电感L2与相串联的二次侧谐振电容C3和C4并联连接。
一次侧谐振槽还包括一次侧谐振电感L3和一次侧谐振电容C5。其中，一次侧谐振电感L3、一次侧谐振电容C1、一次侧谐振电容C2、变压器T的一次侧和一次侧谐振电感L1依次串联后，两端连接在一次侧全桥H1上。一次侧谐振电容C5的一端连接在一次侧谐振电感L3和一次侧谐振电容C1之间，另一端与一次侧全桥H1连接。二次侧谐振槽还包括二次侧谐振电感L4和二次侧谐振电容C6。其中，二次侧谐振电感L4、二次侧谐振电容C3、二次侧谐振电容C4、变压器T的二次侧和二次侧谐振电感L2依次串联后，两端连接在二次侧全桥H2上。二次侧谐振电容C6的一端连接在二次侧谐振电感L4和二次侧谐振电容C3之间，另一端与二次侧全桥H2连接。
一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器的控制方法，假设f1为一次侧谐振频率，f2为二次侧谐振频率，一次侧谐振电容C1两端连接有直流偏置施加电路左上箝位电路A1和/或左下箝位电路A2，二次侧谐振电容C3两端也连接有直流偏置施加电路右上箝位电路A3和/或右下箝位电路A4，当f1和f2不匹配时，具体控制方法为：
A)当f1＜f2时，设置左上箝位电路A1或左下箝位电路A2中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d1>0.5，且设置右上箝位电路A3或右下箝位电路A4中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d2＝0.5，此时，由于d2＝0.5，二次侧谐振电容C3和C4电压无偏置，二次侧谐振电容C3和C4值均保持不变，因而二次侧等效电容值C34和二次侧谐振频率f2保持不变。一次侧谐振电容C1电压正偏置，一次侧谐振电容C2电压负偏置，因而一次侧谐振电容C1和C2值均减小，一次侧等效电容值C12也将相应减小，一次侧谐振频率f1将增大，直至f1＝f2。
B)当f1>f2时，设置左上箝位电路A1或左下箝位电路A2中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d1＝0.5，且设置右上箝位电路A3或右下箝位电路A4中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d2>0.5，此时，由于d1＝0.5，一次侧谐振电容C1和C2电压无偏置，一次侧谐振电容C1和C2均保持不变，因而一次侧等效电容值C12和一次侧谐振频率f1保持不变。二次侧谐振电容C3电压正偏置，二次侧谐振电容C4电压负偏置，因而二次侧谐振电容C3和C4值均减小，二次侧等效电容值C34也将相应减小，二次侧谐振频率f2将增大，直至f1＝f2。
当一次侧谐振槽包括均相互串联的一次侧谐振电感L1、一次侧谐振电容C1和C2，二次侧谐振槽包括均相互串联的二次侧谐振电感L2、二次侧谐振电容C3和C4，则一次侧谐振频率f1和二次侧谐振频率f2，计算公式分别为：
Figure BDA0002498209160000041
Figure BDA0002498209160000042
其中，
Figure BDA0002498209160000043
Figure BDA0002498209160000044
本发明具有如下有益效果：
1、变换器谐振元件参数偏差、温度变化等情况使得两侧谐振频率不匹配时，可以合理调节其中一侧辅助开关占空比，对陶瓷电容施加直流偏置，改变谐振电容值，使两侧谐振频率匹配，保持高效传输。
2、在变换器操作频率范围内，根据不同要求及条件，变换器将在不同频率下工作，此时可以设置两侧辅助开关占空比相同，对两侧谐振电容施加相同的直流偏置，同时改变两侧谐振电容等效值，使两侧谐振频率与工作频率相等，保持高效传输。
附图说明
图1显示了本发明中可变电容的双向CLLC谐振变换器的结构图。
图2显示了本发明中所选用的陶瓷电容的直流偏置与电容值变化关系图。
图3显示了本发明中所选用的陶瓷电容的直流偏置与谐振频率变化关系图。
图4显示了可变电容的双向CLLC谐振变换器理论波形图。
图5显示了辅助电感由辅助电感和辅助二极管替换后的结构图。
图6显示了辅助电感由辅助电阻替换后的结构图。
图7显示了双箝位辅助电路由单箝位辅助电路替换后的结构图。
图8显示了使用辅助电阻替换辅助电感并进行单箝位的结构图。
图9显示了使用辅助电感和辅助二极管替换辅助电感并进行单箝位的结构图。
图10显示了只采用单侧箝位辅助电路的结构图。
图11显示了两侧并联LC谐振槽采用箝位辅助电路的结构图。
图12显示了两侧LCCL谐振槽采用箝位辅助电路的结构图。
图中元器件符号说明：
Uin、输入电压；Uo、输出电压；
H1、一次侧全桥；S1～S4：构成一次侧全桥的四个主路开关；
H2、二次侧全桥；S5～S8：构成二次侧全桥的四个主路开关；
A1、左上箝位电路；A2、左下箝位电路；A3、右上箝位电路；A4、左上箝位电路；
C1～C2、一次侧谐振电容；L1及L3、一次侧谐振电感；Sa1～Sa2、一次侧辅助开关；Da1～Da2、一次侧第一辅助二极管；La1～La2、一次侧辅助电感；Da5～Da6、一次侧第二辅助二极管；Ra1～Ra2、一次侧辅助电阻；
T、变压器；Lm、变压器励磁电感；
C3～C4、二次侧谐振电容；L2及L4、二次侧谐振电感；Sa3～Sa4、二次侧辅助开关；Da3～Da4、二次侧第一辅助二极管；La3～La4、二次侧辅助电感；Da7～Da8、二次侧第二辅助二极管；Ra3～Ra4、二次侧辅助电阻。
具体实施方式
下面结合附图和具体较佳实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明的描述中，需要理解的是，术语“左侧”、“右侧”、“上部”、“下部”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，“第一”、“第二”等并不表示零部件的重要程度，因此不能理解为对本发明的限制。本实施例中采用的具体尺寸只是为了举例说明技术方案，并不限制本发明的保护范围。
如图1～图12所示，一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器，包括一次侧全桥H1、二次侧全桥H2和将一次侧全桥H1及二次侧全桥H2相连接的CLLLC谐振腔。
一次侧全桥H1包括四个主路开关，分别为S1～S4，其中，主路开关S1和S2构成第一桥臂，主路开关S3和S4构成第二桥臂，一次侧全桥H1的直流侧接输入电压Uin，一次侧全桥H1的交流侧与CLLLC谐振腔的一次侧连接。
二次侧全桥H2包括四个主路开关，分别为S5～S8，其中，主路开关S5和S6构成第三桥臂，主路开关S7和S8构成第四桥臂，二次侧全桥H2的直流侧接输出电压Uo，二次侧全桥H2的交流侧与CLLLC谐振腔的二次侧连接。
变换器工作时，一次全桥H1作为逆变器，对角开关S1和S4，S2和S3导通角占空比为50％；二次全桥H2作为整流器，通过开关S5、S6、S7和S8并联的二极管整流。
CLLLC谐振腔包括高频的变压器T、布设在变压器T两侧的一次侧谐振槽和二次侧谐振槽、以及直流偏置施加电路。
一次侧谐振槽具有两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2，二次侧谐振槽具有两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4，直流偏置施加电路连接在一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3的两端，用于向一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3施加直流偏置。
上述谐振电容C1、C2、C3、C4都优选采用X5R、X7R等具有直流偏置特性材质的陶瓷电容。
当一次侧谐振频率和二次侧谐振频率不匹配或偏离工作频率时，通过调节直流偏置施加电路中辅助开关的占空比，从而改变一次侧谐振槽和/或二次侧谐振槽的谐振电容值，进而使得一次侧谐振频率和二次侧谐振频率相匹配或回归工作频率。
一、上述一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构，相对称，优选具有如下三种实施方式：
1、实施方式一
如图1、图5～图10所示，一次侧谐振槽包括一次侧谐振电感L1和两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2。二次侧谐振槽包括二次侧谐振电感L2和两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4。
其中，一次侧谐振电感L1、一次侧谐振电容C1和C2和变压器T的一次侧功率绕组均相互串联，串联顺序可以调整，串联后的一端连接在第一桥臂的中点，另一端连接在第二桥臂的中点。在变压器T一次侧功率绕组的两端还并联有变压器励磁电感Lm。
二次侧谐振电感L2、二次侧谐振电容C3和C4均相互串联，串联顺序同一次侧谐振槽，串联后的一端连接在第三桥臂的中点，另一端连接在第四桥臂的中点。
2、实施方式二
如图11所示，一次侧谐振槽包括一次侧谐振电感L1和两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2。二次侧谐振电感L2与相串联的二次侧谐振电容C3和C4并联连接。
其中，一次侧谐振电感L1与相串联的一次侧谐振电容C1和C2并联连接。具体优选设置方法为：一次侧谐振电感L1的一端连接在第一桥臂的中点，另一端与变压器T一次侧功率绕组串联后，连接在第二桥臂的中点；相串联的一次侧谐振电容C1和C2的两端并联连接在变压器T一次侧功率绕组的两端。另外，变压器T一次侧功率绕组的两端还优选并联有变压器励磁电感Lm。
二次侧谐振电感L2与相串联的二次侧谐振电容C3和C4并联连接。具体优选设置方法为：二次侧谐振电感L2的一端连接在第三桥臂的中点，另一端与变压器T二次侧功率绕组串联后，连接在第四桥臂的中点；相串联的二次侧谐振电容C3和C4的两端并联连接在变压器T二次侧功率绕组的两端。
3、实施方式三
如图12所示，一次侧谐振槽包括一次侧谐振电感L1、两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2、一次侧谐振电感L3和一次侧谐振电容C5。
其中，一次侧谐振电感L3、一次侧谐振电容C1、一次侧谐振电容C2、变压器T的一次侧和一次侧谐振电感L1依次串联后，两端连接在一次侧全桥H1上。一次侧谐振电容C5的一端连接在一次侧谐振电感L3和一次侧谐振电容C1之间，另一端与一次侧全桥H1连接。
二次侧谐振槽包括二次侧谐振电感L2、两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4、二次侧谐振电感L4和二次侧谐振电容C6。
其中，二次侧谐振电感L4、二次侧谐振电容C3、二次侧谐振电容C4、变压器T的二次侧和二次侧谐振电感L2依次串联后，两端连接在二次侧全桥H2上。二次侧谐振电容C6的一端连接在二次侧谐振电感L4和二次侧谐振电容C3之间，另一端与二次侧全桥H2连接。
二、上述直流偏置施加电路拓扑结构具有如下四种优选设置方式：
1、实施方式A
如图1、图7、图10、图11和图12所示，直流偏置施加电路包括依次相互串联的辅助开关Sa、辅助电感La、第一辅助二极管Da。
辅助电感La在辅助电路中只起到限流保护作用，避免启动时辅助电路上产生较大电流，保护辅助开关Sa和第一辅助二极管Da。
变换器稳定工作时，由于直流偏置施加电路只起到电容电压箝位的作用，直流偏置施加电路中几乎没有电流流过，损耗可以忽略不计。
2、实施方式B
如图5和图9所示，直流偏置施加电路包括辅助开关Sa、辅助电感La、第一辅助二极管Da和第二辅助二极管。
上述辅助开关Sa、辅助电感La、第一辅助二极管Da相互串联，第二辅助二极管并联在辅助电感La(也可替换为辅助电阻Ra)辅助电阻Ra的两端。
3、实施方式C
如图6和图8所示，直流偏置施加电路包括依次相互串联的辅助开关Sa、辅助电阻Ra、第一辅助二极管Da。
上述辅助电阻Ra与实施方式A中辅助电感La所起的作用相同。
4、实施方式D
与实施方式B基本相同，不同点在于，将辅助电感La替换为辅助电阻Ra。
三、直流偏置施加电路的布设要求
在本发明的可变电容的双向CLLLC谐振变换器中，直流偏置施加电路的数量可以为一个、两个、三个或四个。对每种可变电容的双向CLLLC谐振变换器，可以采用实施方式A-D中任一种直流偏置施加电路拓扑结构和任一种一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构。因而，可变电容的双向CLLLC谐振变换器的布设结构多样，本申请将针对几种具体优选实施例进行详细说明。优选实施例设计时，为了保证功率正向和反向传输时变换器特性相同，并且两侧谐振电容都是可调节的，变换器采用完全对称的拓扑结构，变压器两侧都设置了完全相同的辅助电路。
优选实施例1
如图1所示，直流偏置施加电路具有四个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式A。
四个直流偏置施加电路(也称辅助电路)分别为左上箝位电路A1、左下箝位电路A2、右上箝位电路A3和右下箝位电路A4。其中，左上箝位电路A1和左下箝位电路A2均连接在一次侧谐振电容C1的两端，两者施加的偏置方向相反。右上箝位电路A3和右下箝位电路A4连接在二次侧谐振电容C3的两端，两者施加的偏置方向相反。
左上箝位电路A1拓扑结构中各元器件分别为：一次侧辅助开关Sa1、一次侧辅助电感La1、一次侧第一辅助二极管Da1。
左下箝位电路A2拓扑结构中各元器件分别为：一次侧辅助开关Sa2、一次侧辅助电感La2、一次侧第一辅助二极管Da2。
右上箝位电路A3拓扑结构中各元器件分别为：二次侧辅助开关Sa3、二次侧辅助电感La3、二次侧第一辅助二极管Da3。
右下箝位电路A4拓扑结构中各元器件分别为：二次侧辅助开关Sa4、二次侧辅助电感La4、二次侧第一辅助二极管Da4。
变换器辅助电路A1和A2可以加在谐振电容C1或者谐振电容C2上，辅助电路在其中某一谐振电容上所施加的偏置将会产生另一大小相同，方向相反的偏置施加在另一谐振电容上，所得到的效果完全相同。
同理，变换器辅助电路A3和A4可以加在谐振电容C3或者谐振电容C4上，辅助电路在其中某一谐振电容上所施加的偏置将会产生另一大小相同，方向相反的偏置施加在另一谐振电容上，所得到的效果完全相同。
当电容C1电压为正时，辅助开关Sa1导通，Sa2关断，谐振电容C1电压UC1将被箝位在二极管Da1上，并且电容电压保持为正，辅助开关Sa2的门极驱动脉冲和Sa1的门极驱动脉冲互补，当电容电压为负时，辅助开关Sa2导通，Sa1关断，谐振电容C1电压UC1将被箝位在Da2上，并且电容电压保持为负。
当Sa1占空比小于50％，Sa2占空比大于50％时，谐振电容C1电压偏置为负，谐振电容C2电压偏置为正。
当Sa1占空比大于50％，Sa2占空比小于50％时，谐振电容C1电压偏置为正，谐振电容C2电压偏置为负。
当Sa1、Sa2占空比为50％时，谐振电容C1、C2电压无偏置。
优选实施例2
如图5所示，直流偏置施加电路具有四个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式B。
与优选实施方式1相比，也即在每个直流偏置施加电路中增加了一个第二辅助二极管。具体为：在左上箝位电路A1、左下箝位电路A2、右上箝位电路A3和右下箝位电路A4中分别增加了一次侧第二辅助二极管Da5、一次侧第二辅助二极管Da6、二次侧第二辅助二极管Da7和二次侧第二辅助二极管Da7。具体增加方式，参见实施方式B。
优选实施例3
如图6所示，直流偏置施加电路具有四个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式C。
与优选实施方式1相比，也即将每个直流偏置施加电路中的辅助电感La替换为辅助电阻Ra，具体为：将一次侧辅助电感La1替换为一次侧辅助电阻Ra1，一次侧辅助电感La2替换为一次侧辅助电阻Ra2，二次侧辅助电感La3替换为二次侧辅助电阻Ra3，二次侧辅助电感La4替换为二次侧辅助电阻Ra4。
优选实施例4
如图7所示，直流偏置施加电路具有两个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式A。
两个直流偏置施加电路分别为左上箝位电路A1和右上箝位电路A3。其中，左上箝位电路A1连接在一次侧谐振电容C1的两端，右上箝位电路A3连接在二次侧谐振电容C3的两端。
上述左上箝位电路A1和右上箝位电路A3，均为上箝位电路，当一次侧谐振电容C1电压为正时，辅助开关Sa1导通，一次侧谐振电容C1电压UC1将被箝位在一次侧第一辅助二极管Da1上，并且电容电压保持为正。
当Sa1占空比小于50％，谐振电容C1电压偏置为负，谐振电容C2电压偏置为正。
当Sa1占空比大于50％，谐振电容C1电压偏置为正，谐振电容C2电压偏置为负。
当Sa1占空比为50％，谐振电容C1、C2电压无偏置。
同理，只使用下箝位电路时，当电容C1电压为负时，辅助开关Sa2导通，谐振电容C1电压UC1将被箝位在二极管Da2上，并且电容电压保持为负。
优选实施例5
如图8所示，直流偏置施加电路具有两个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式C。
与优选实施方式4相比，也即将一次侧辅助电感La1替换为一次侧辅助电阻Ra1，二次侧辅助电感La3替换为二次侧辅助电阻Ra3，其余相同。
优选实施例6
如图9所示，直流偏置施加电路具有两个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式B。
与优选实施方式4相比，也即在左上箝位电路A1和右上箝位电路A3中分别增加了一次侧第二辅助二极管Da5和二次侧第二辅助二极管Da7，其余相同。
优选实施例7
如图10所示，直流偏置施加电路具有两个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式1，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式A。
两个直流偏置施加电路分别为左上箝位电路A1和左下箝位电路A2。其中，左上箝位电路A1和左下箝位电路A2均连接在一次侧谐振电容C1的两端，但两者施加的偏置方向相反。
优选实施例8
如图11所示，直流偏置施加电路具有四个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式2，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式A。
四个直流偏置施加电路的设置方式，具体参见优选实施例1。
优选实施例9
如图12所示，直流偏置施加电路具有四个，一次侧谐振槽和二次侧谐振槽的拓扑结构采用实施方式3，直流偏置施加电路拓扑结构采用实施方式A。
四个直流偏置施加电路的设置方式，具体参见优选实施例1。
上述各种优选实施例，具体根据谐振频率的调节范围，进行选择。
CLLC谐振变换器开关频率一般等于谐振频率，此时可以实现一次侧开关管的零电压开关和二次侧二极管的零电流开关，开关损耗大大减小；并且主电路电流波形为正弦，波形畸变最小，变压器损耗也降至最小；电压和电流保持同相位，变换器传输效率和传输功率最大，且根据CLLC谐振变换器增益特性，工作在谐振频率点上，变换器将获得稳定的单位增益特性。
在CLLC谐振变换器中，通常变压器一次侧和二次侧漏感比为匝数比的平方，当两侧匝数相同时漏感也会是相同的，且变压器漏感通常作为谐振变换器中的谐振电感，谐振电感值无法轻易改变，对谐振变换器影响较大的是谐振电容。
当变换器两侧谐振频率不匹配或者谐振频率偏离工作频率时，变换器将不能工作在谐振频率点上，变换器传输效率和传输功率都将降低，变换器性能下降，并失去单位增益特性。因此对可变谐振电容研究是很有必要的。
本实施例中谐振变换器采用村田公司生产的“GCM21BC72A105KE36L”型号陶瓷电容串联设置作为谐振电容C1、C2、C3和C4。该陶瓷电容为X7S材质，该材质具有直流偏置特性，当电容电压有直流偏置时，电容值会相应地改变。图2显示了该陶瓷电容的直流偏置与电容值实际变化率的关系图。当直流偏置电压小于50V时，电容值下降速度较快，当直流偏置电压大于50V时，其下降速度变缓。
直流偏置只会在谐振电容C1、C2和C3、C4间产生，对电路中其他元件没有影响，不会影响变换器性能。
谐振电容C1、C3承受直流偏置时，谐振电容C2、C4会自然地承受大小相同方向相反的直流偏置，谐振电容C1、C2、C3和C4的值都会发生改变，相较于只有C1和C3采用陶瓷电容的情况，等效电容C12、C34电容值变化范围会更大，根据如下公式(1)～(6)，变换器频率可以在更大范围内变化。
Figure BDA0002498209160000111
Figure BDA0002498209160000112
Figure BDA0002498209160000113
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上述C12'、C34'为电容电压直流偏置情况下变换器一次侧、二次侧谐振电容值，f1'、f2'为电容电压直流偏置情况下变换器的一次侧、二次侧谐振频率，f1、f2为电容电压无直流偏置情况下变换器的一次侧、二次侧谐振频率，fn1、fn2为谐振频率一次侧、二次侧变化比。
根据所选择陶瓷电容的直流偏置和电容值变化的关系曲线以及公式(5)和(6)，可以对变化后的谐振电容值C1、C2、C3、C4进行计算，得到变化后的谐振频率，图3显示了所选用的陶瓷电容的直流偏置与谐振频率变化关系图。图3中随着直流偏置的增大，谐振频率变化比也会随之增大，直流偏置为电容电压额定值时，谐振频率将变为原来的3倍，考虑到电容电压应力的安全性约束，直流偏置最多为额定电容值的一半。据此，可通过调节辅助开关占空比，分别对两侧谐振频率进行精确调节，实现谐振频率的匹配。
在变换器操作频率范围内，可能会因为不同要求或条件，变换器工作频率发生变化，本发明中的可变电容双向CLLC谐振变换器可以在变换器工作频率改变时，在一定范围内，调节变换器的谐振频率，使两侧谐振频率依然与开关频率相等，电流波形呈正弦，开关损耗和变压器损耗降至最小，并且工作在谐振频率点上，获得稳定的单位电压增益。
一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器的控制方法，以优选实施例1为例，进行详细说明如下。
图4展示了该情况下变换器理论波形图，图中两侧辅助电路设置完全相同。
d1为辅助开关Sa1驱动脉冲占空比，辅助开关Sa2脉冲与Sa1互补设置，也即Sa2的占空比为1-d1。
d2为辅助开关Sa3驱动脉冲占空比，辅助开关Sa4脉冲与Sa3互补设置，Sa4的占空比为1-d2。
在图4中，Vgs1，Vgs2，Vgs3，Vgs4分别是开关S1，S2，S3，S4驱动脉冲；Vgsa1，Vgsa2，Vgsa3，Vgsa4分别是开关Sa1，Sa2，Sa3，Sa4驱动脉冲；t1-t8表示1个周期内的不同时间点；iL1表示变压器原边电流，iL2表示变压器副边电流；uC1表示电容C1电压，uC2表示电容C2电压，uC12表示电容C1、C2两端电压；Da1、Da2为一次侧辅助二极管；Sa1、Sa2为一次侧辅助开关；im为变压器励磁电流；UC1,bias为电容C1偏置电压，UC2,bias为电容C2偏置电压。
一、d1与d2相等，但工作频率与谐振频率不等
当工作频率改变时，同时对左右侧直流偏置施加电路施加脉冲，控制陶瓷电容电压偏置，改变等效电容和谐振频率，使开关频率等于谐振频率，变换器增益保持为1，实现高效传输。
如图4中所设置，d1＝d2，Sa1驱动脉冲将与谐振电容C1电压相位相同，Sa3驱动脉冲将与谐振电容C3电压相位相同。
不论电容电压偏置为正或者负，只要直流偏置的绝对值相等，都可以相同地改变谐振电容值。
本实施例中，d1与d2虽相等，然而由于工作频率与谐振频率不等，假设d为工作频率下的Sa1和Sa3对应的驱动脉冲占空比。
则将d1与d2均调整至d，若d>0.5，则辅助开关Sa2、Sa4占空比1-d<0.5，谐振电容C1、C3电压正偏置，谐振电容C2、C4负偏置，C1、C2、C3和C4电容值都改变。若d<0.5，则辅助开关Sa2、Sa4占空比1-d>0.5，谐振电容C1、C3电压负偏置，谐振电容C2、C4正偏置，C1、C2、C3和C4电容值也会相同地都改变。
在一定范围内可将谐振频率调节至工作频率。
二、d1与d2不等，两侧的谐振频率不等当变换器谐振元件参数偏差或因为温度变化等情况使得两侧谐振频率不匹配，变换器性能下降时，辅助电路设置与图4中类似，只是对一次侧和二次侧辅助电路占空比d1和d2分别设置，即d1不等于d2，具体为：
A)当一次侧谐振频率f1＜二次侧谐振频率f2时，设置左上箝位电路A1或左下箝位电路A2中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d1>0.5，则另一箝位电路中辅助开关Sa驱动脉冲占空比为1-d1<0.5，且设置右上箝位电路A3或右下箝位电路A4中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d2＝0.5，则另一箝位电路中辅助开关Sa驱动脉冲占空比为1-d2＝0.5，此时，由于d2＝0.5，二次侧谐振电容C3和C4电压无偏置，二次侧谐振电容C3和C4值均保持不变，因而二次侧等效电容值C34和二次侧谐振频率f2保持不变。一次侧谐振电容C1电压正偏置，一次侧谐振电容C2电压负偏置，因而一次侧谐振电容C1和C2值均减小，一次侧等效电容值C12也将相应减小，根据公式(3)～(6)，一次侧谐振频率f1将增大，直至f1＝f2，变压器两侧谐振频率匹配后，变换器性能得以改善，并维持稳定的单位增益。
B)当f1>f2时，设置左上箝位电路A1或左下箝位电路A2中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d1＝0.5，则另一箝位电路中辅助开关Sa驱动脉冲占空比为1-d1＝0.5，且设置右上箝位电路A3或右下箝位电路A4中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d2>0.5，则另一箝位电路中辅助开关Sa驱动脉冲占空比为1-d2<0.5，此时，由于d1＝0.5，一次侧谐振电容C1和C2电压无偏置，一次侧谐振电容C1和C2均保持不变，因而一次侧等效电容值C12和一次侧谐振频率f1保持不变。二次侧谐振电容C3电压正偏置，二次侧谐振电容C4电压负偏置，因而二次侧谐振电容C3和C4值均减小，二次侧等效电容值C34也将相应减小，二次侧谐振频率f2将增大，直至f1＝f2。
变换器启动过程也是直流偏置建立的过程，根据不同的辅助开关Sa1和Sa2占空比，电容电压偏置将从零开始增加或者下降，直至电容C1电压与辅助开关Sa1和Sa2驱动脉冲相位一致；在启动时，辅助电路上会流过较大电流，为保护辅助开关和辅助二极管，在辅助电路中加入辅助电感进行限流保护，辅助电感对辅助电路性能没有影响。
变换器稳定工作时，由于辅助电路只起到电容电压箝位的作用，辅助电路中几乎没有电流流过，损耗可以忽略不计，不会影响变换器正常运行以及变换器效率。
由于变换器采用完全对称结构，为保证变换器特性与正向传输相同，变换器功率由二次侧向一次侧反向传输时，只需交换正向传输时全桥H1和H2、辅助电路A1和A3以及辅助电路A2和A4的驱动设置。
以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：包括一次侧全桥、二次侧全桥和将一次侧全桥及二次侧全桥相连接的CLLLC谐振腔；
CLLLC谐振腔包括变压器T、布设在变压器T两侧的一次侧谐振槽和二次侧谐振槽、以及直流偏置施加电路；
一次侧谐振槽具有两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2，二次侧谐振槽具有两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4，直流偏置施加电路连接在一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3的两端，用于向一次侧谐振电容C1和/或二次侧谐振电容C3施加直流偏置；
当一次侧谐振频率和二次侧谐振频率不匹配或偏离工作频率时，通过调节直流偏置施加电路中辅助开关的占空比，从而改变一次侧谐振槽和/或二次侧谐振槽的谐振电容值，进而使得一次侧谐振频率和二次侧谐振频率相匹配或回归工作频率；
在变换器操作频率范围内，根据不同要求及条件，变换器将在不同频率下工作，此时将两侧辅助开关占空比设置为相同，对两侧谐振电容施加相同的直流偏置，同时改变两侧谐振电容等效值，使两侧谐振频率与工作频率相等，保持高效传输。
2.根据权利要求1所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：直流偏置施加电路包括依次相互串联的辅助开关Sa、辅助电感La或辅助电阻Ra、第一辅助二极管Da。
3.根据权利要求2所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：直流偏置施加电路还包括第二辅助二极管，第二辅助二极管并联在辅助电感La或辅助电阻Ra的两端。
4.根据权利要求1或2或3所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：直流偏置施加电路具有四个，分别为左上箝位电路A1、左下箝位电路A2、右上箝位电路A3和右下箝位电路A4；其中，左上箝位电路A1和左下箝位电路A2均连接在一次侧谐振电容C1的两端，两者施加的偏置方向相反；右上箝位电路A3和右下箝位电路A4连接在二次侧谐振电容C3的两端，两者施加的偏置方向相反。
5.根据权利要求1或2或3所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：直流偏置施加电路具有两个，分别为左上箝位电路A1或左下箝位电路A2、右上箝位电路A3或右下箝位电路A4；其中，左上箝位电路A1或左下箝位电路A2连接在一次侧谐振电容C1的两端；右上箝位电路A3或右下箝位电路A4连接在二次侧谐振电容C3的两端。
6.根据权利要求1或2或3所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：直流偏置施加电路具有两个，分别为左上箝位电路A1和左下箝位电路A2、或右上箝位电路A3和右下箝位电路A4；当两个直流偏置施加电路为左上箝位电路A1和左下箝位电路A2时，均连接在一次侧谐振电容C1的两端，且两者施加的偏置方向相反；当两个直流偏置施加电路为右上箝位电路A3和右下箝位电路A4时，均连接在二次侧谐振电容C3的两端，且两者施加的偏置方向相反。
7.根据权利要求1所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：一次侧谐振槽包括一次侧谐振电感L1和两个相串联的一次侧谐振电容C1和C2，具有两种拓扑连接结构：拓扑一：一次侧谐振电感L1、一次侧谐振电容C1和C2均相互串联；拓扑二：一次侧谐振电感L1与相串联的一次侧谐振电容C1和C2并联连接；二次侧谐振槽包括二次侧谐振电感L2和两个相串联的二次侧谐振电容C3和C4，具有两种拓扑连接结构：拓扑一：二次侧谐振电感L2、二次侧谐振电容C3和C4均相互串联；拓扑二：二次侧谐振电感L2与相串联的二次侧谐振电容C3和C4并联连接。
8.根据权利要求7所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器，其特征在于：一次侧谐振槽还包括一次侧谐振电感L3和一次侧谐振电容C5；其中，一次侧谐振电感L3、一次侧谐振电容C1、一次侧谐振电容C2、变压器T的一次侧和一次侧谐振电感L1依次串联后，两端连接在一次侧全桥H1上；一次侧谐振电容C5的一端连接在一次侧谐振电感L3和一次侧谐振电容C1之间，另一端与一次侧全桥H1连接；二次侧谐振槽还包括二次侧谐振电感L4和二次侧谐振电容C6；其中，二次侧谐振电感L4、二次侧谐振电容C3、二次侧谐振电容C4、变压器T的二次侧和二次侧谐振电感L2依次串联后，两端连接在二次侧全桥H2上；二次侧谐振电容C6的一端连接在二次侧谐振电感L4和二次侧谐振电容C3之间，另一端与二次侧全桥H2连接。
9.一种可变电容的双向CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于：假设f1为一次侧谐振频率，f2为二次侧谐振频率，一次侧谐振电容C1两端连接有直流偏置施加电路左上箝位电路A1和/或左下箝位电路A2，二次侧谐振电容C3两端也连接有直流偏置施加电路右上箝位电路A3和/或右下箝位电路A4，当f1和f2不匹配时，具体控制方法为：
A)当f1＜f2时，设置左上箝位电路A1或左下箝位电路A2中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d1>0.5，且设置右上箝位电路A3或右下箝位电路A4中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d2＝0.5，此时，由于d2＝0.5，二次侧谐振电容C3和C4电压无偏置，二次侧谐振电容C3和C4值均保持不变，因而二次侧等效电容值C34和二次侧谐振频率f2保持不变；一次侧谐振电容C1电压正偏置，一次侧谐振电容C2电压负偏置，因而一次侧谐振电容C1和C2值均减小，一次侧等效电容值C12也将相应减小，一次侧谐振频率f1将增大，直至f1＝f2；
B)当f1>f2时，设置左上箝位电路A1或左下箝位电路A2中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d1＝0.5，且设置右上箝位电路A3或右下箝位电路A4中辅助开关Sa的驱动脉冲占空比d2>0.5，此时，由于d1＝0.5，一次侧谐振电容C1和C2电压无偏置，一次侧谐振电容C1和C2均保持不变，因而一次侧等效电容值C12和一次侧谐振频率f1保持不变；二次侧谐振电容C3电压正偏置，二次侧谐振电容C4电压负偏置，因而二次侧谐振电容C3和C4值均减小，二次侧等效电容值C34也将相应减小，二次侧谐振频率f2将增大，直至f1＝f2。
10.根据权利要求9所述的可变电容的双向CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于：当一次侧谐振槽包括均相互串联的一次侧谐振电感L1、一次侧谐振电容C1和C2，二次侧谐振槽包括均相互串联的二次侧谐振电感L2、二次侧谐振电容C3和C4，则一次侧谐振频率f1和二次侧谐振频率f2，计算公式分别为：
Figure FDA0003160659030000031
Figure FDA0003160659030000032
其中，
Figure FDA0003160659030000033
Figure FDA0003160659030000034
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